阵。
[0090][表达式6]
[0091]
[0092] 将以前已经构造的表达式（3)中的数据矩阵DT乘以预编码矩阵PM，进一步地，乘 以信道矩阵的复数共辄转置H(f)*。也就是说，执行下面的表达式（7)中的运算以最终地获 得矩阵DTmx。
[0093][表达式7]
[0094] DTmx = H(f)* · PM · DT表达式（7)
[0095] 通过本表达式获得的矩阵DTmx是针对特定子载波fc的NbX1 (BS天线数量X1 行）行向量。该数据被设置到针对每个天线180提供的IFFT部分160的频率轴。将这些 经由对应天线180以相同方式通过包括被布置在各个天线180处的高频块的FE部分170 发送到所有终端200 (UE#1至UE_v)。
[0096] 接下来，将给出每个终端处的接收操作的描述。
[0097] 图4是例示本实施例中终端（UE)的主要部件的配置的框图。所有终端具有相同 配置。
[0098] 作为行之有效的接收部分的FE部分220将由终端的天线210接收的信号转换为 基带信号。也就是说，由高频部分和正交解调部分解调接收信号，并且获得包括I分量和Q 分量的接收数据。I分量和Q分量的各个接收数据通过串行-并行转换被转换为并行数据， 并且进一步通过A/D转换被转换为数字数据。之后，去除保护间隔。以这种方式，所获得的 基带信号经受在0FDM中使用的FFT处理，并且被快速傅立叶变换（FFT)部分230从时域转 换到频域。
[0099] 之后，如果终端被布置在组#1中，则信号处理部分240使用扩展码SdO和Sd2对 子载波Π至f4的分量执行逆扩展。由此，可以解码数据T11和T12。
[0100] 接下来，使用Cg2获得cg2XTll和cg2XT12,并且再次利用码SdO和Sd2各自扩 展cg2XTll和cg2XT12。由此，从首先接收的信号中减去所获得的扩展结果两者之和。当 通过扩展码ScO对减法结果执行逆扩展时，可以解码数据T101和T102。这时，到其它终端 的信号已到达了UE。通过下面的表达式（8)表示它们的格式。
[0101] [表达式8]
[0102]
[0103] 表达式⑶中的"I"指示标识矩阵。
[0104] 利用与组#1彼此正交的码对到组#2的信号进行扩展，因此表达式（8)中的非对 角块P1 ·P3 1和P2 ·P0 1的元素通过逆扩展变为零，从而抑制了干扰。
[0105] 此外，组#1中的信号通过经受了次对角化的标识矩阵I彼此分离，从而不引起干 扰。次对角矩阵仅适用于根据大规模ΜΜ0的特征与信道矩阵H(f)构成对角关系的终端， 因此每个终端可以正确地接收自己的信号。
[0106] 在本实施例中，利用码来扩展数据，因此按照扩展长度减少通信量。因此，如在上 面的示例中一样执行非正交多路复用，但是调整要扩展的数据的调制方法，使得可以每单 位时间执行大量数据的通信。在该示例中，16QAM用于扩展长度2的数据（也就是说，用于 根据本实施例的利用ScO和Scl的扩展数据T101、T102、TN01和TN02)，以及8PSK用于利 用SdO、Sdl、Sd2和Sd3的扩展数据。由此，0FDM中的每一个子载波的发送比特数变为3. 5 个比特，因此可以在以相关技术的方法中的相同方式使用16QAM的情况下获得接近4. 0个 比特的值。此外，幅度调整因数被确定为使得：对于ScO和Scl，cgl= 0. 5,并且对于SdO 到Sd3,cg2 = 2· 01。
[0107] 接下来，将给出调整BS和多个终端之间的距离的差的方法的描述。终端被假设为 运动体，因此，取决于各个终端，从BS到终端的距离有很大不同。如果在不采取任何措施的 情况下应用本公开内容的方法，则距离信息被反映在信道信息上。在下行链路传输的时候， 根据距离信息的延迟被包括在终端侧，因此，作为结果，每个终端受到伪干扰。因此，期望防 止该问题。在本公开内容中，终端将参考信号发送到基站。基站测量终端之间的接收时间 差，并将发送时间的时间差通知给每个终端。每个终端根据该通知调整（也就是说延迟或 提前）自己的发送时间（发送定时）。由此，可以在基站处同步来自所有终端的接收信号。 该距离测量中的可允许的误差变成与在接收器是0FDM的情况下的一个区间（bin)相对应 的时间差。例如，在0FDM大小为2048的LTE的情况下，子载波间隔是15kHz，因此与一个区 间对应的时间变为32ns。这是大约10m。
[0108] 将给出本公开内容的Μ頂0通信方法的优点的描述。利用本公开内容的方法，对于 对应于图5Α和图5Β的数据，即使终端数量Νν增加，也可以在所有时间获得无误差的结果。 图6例示当相对于基站的天线数量Nb添加噪声时的BER特征。当天线数量Nb增加时，噪 声通过如已经描述地进行平均而降低，并且作为结果，BER改进。图6中的数据例示噪声被 固定于EbNO= 6dB的情况。这里，EbNO表示每一Hz每一比特接收/噪声功率（N0)的能 量（Eb)。在图6中，例示相关技术的示例以用于比较。在相关技术的示例和本公开内容的 方法的示例二者中，都观察到如果天线数量增加则BER降低的状态。在这方面，在相关技术 的示例中，使用0FDM，其中终端数量是4个单元，并且16QAM用于数据的调制方法。在本实 施例中，终端数量是4个单元，组的数量是2,利用具有长度2的码的扩展数据使用16QAM， 并且利用长度4的扩展数据使用8PSK。
[0109] 以上，给出了组的数量是2的情况的描述，但是可以扩展到组的数量是3或更大的 情况。在组的数量是3或4的情况下，最短码具有长度4,并且要叠加的正交码具有长度4、 8、16、…。在组的数量是5、6、7或8的情况下，最短码长度变为8,并且要叠加的码的长度 具有长度16、32、64、…。通过为发送所需的通信速度来确定要叠加的码。
[0110] 这里，将给出正交码的分配的描述。对于正交码，例如，可以使用行之有效的码， 诸如0VSF码（OrthogonalVariableSpreadingFactor:正交可变扩频因子）。图7例不 0VSF码的结构。在组的数量是2的情况下，包括在扩展长度2的各个码中的码组被应用于 每个组。在组的数量是4的情况下，包括在扩展长度4或更大的每个组中的码被应用。
[0111] 利用本实施例，可以预期较大的优点，也就是说，放松了对允许容纳的终端的数量 的限制，可以应用16QAM的高阶调制，以及可以获得作为大规模MM)的特征的、通过自动相 关进行的对角化和噪声减小的优点，并且实现了信道容量的增加。
[0112] 利用本公开内容，提出了下面的方法和装置。
[0113] (1) -种多输入多输出MM)通信方法，用于在包括多个天线的基站和容纳在所述 基站中的多个终端之间执行ΜΙΜ0通信，所述方法包括：
[0114] 在所述基站中，
[0115] 将所述多个终端划分为第一组和第二组，并且将彼此正交的码分配给各个组，
[0116] 利用所分配的码对到所述多个终端的发送数据进行扩展，
[0117] 将通过所述扩展获得的数据乘以预定的预编码矩阵，
[0118] 获得表示所述多个天线和所述多个终端之间的信道的信道矩阵，
[0119] 将通过乘以所述预编码矩阵获得的数据乘以所述信道矩阵的复数共辄矩阵，以及
[0120] 从所述多个天线发送通过乘以所述复数共辄矩阵获得的数据，
[0121] 在所述多个终端的每个终端中，
[0122] 接收从所述基站的所述多个天线发送的信号，以及
[0123] 使用分配给本终端的正交码来逆扩展所接收到的信号，以便对到本终端的发送数 据进行解码。
[0124] (2)根据⑴所述的MM)通信方法，其中，
[0125] 当具有每个组中的终端的数量作为阶的方矩阵被设置为所述信道矩阵的自动相 关矩阵的对角部分中的子矩阵时，所述预编码矩阵是包括作为对角部分的所述子矩阵的逆 矩阵和被设置为零的非对角部分的块对角矩阵。
[0126] (3)根据⑴所述的MM)通信方法，其中，
[0127] 在所述基站中，
[0128] 在将彼此正交的码分配给第一组和第二组时，向相同组中的终端分配相同的一对 码，
[0129] 作为用于所述终端中的每个终端的数据，准备第一数据和第二数据，第一数据是 通过利用所述相同的一对码中具有扩展长度n(n:大于或等于2的整数）的码进行扩展并 且乘以第一幅度调整因数而获得的，以及第二数据是通过利用具有扩展长度2 ·η的码进行 扩展并且乘以第二幅度调整因数而获得的，
[0130] 将第一数据和第二数据彼此之和乘以所述预编码矩阵，以及
[0131] 在所述多个终端的每个终端中，
[0132] 接收从所述基站发送的发送数据，
[0133] 利用分配给本终端的所述正交的码中最长的码来逆扩展所接收到的信号以获得 第二数据，以及再次利用具有扩展长度2 ·η的码来扩展所获得的第二数据，从第一接收信 号中减去与第二幅度调整因数相乘的结果，并且用具有扩展长度η的码来逆扩展所获得的 数据以获得第一数据。
[0134] (4)根据⑴所述的Μ頂0通信方法，其中，<