6] 本发明实施例中，通过上述步骤得到导频符号位置的信道信息，进一步地，在步骤 103中，根据所述导频符号位置的信道基系数最终估计值通过插值运算得到频域信道增益 系数。
[0137]具体地，根据所述信道基系数最终估计值通过时域维纳滤波插值运算得到所述导 频符号位置和数据符号位置的时域信道增益系数，或者根据所述信道基系数最终估计值通 过自回归AR基系数插值运算得到所述导频符号位置和数据符号位置的时域信道增益系 数；
[0138] 根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系数得到所述频域 信道增益系数。
[0139] 可选地，当通过时域维纳滤波插值运算时，根据所述信道基系数最终估计值通过 ?/.,，，得到所述导频符号位置的时域信道增益系数；其中，a表示第m个导频符号的 第1条径上的时域信道增益系数，B为GCE-BEM基矩阵，6,，"表示第m个导频符号的第1条 径上的所述信道基系数最终估计值；其中，m的取值为0、4、7或11，1的取值为预定义的，可 选地，可根据不同信道环境由标准得知（标准中对信道参数有定义）。
[0140] 根据所述导频符号位置的时域信道增益系数通过时域维纳滤波插值公式得到所 述数据符号位置的时域信道增益系数；
[0141] 其中，所述时域维纳滤波插值公式为；
[0142]其中，表示第t个发射天线与第r个接收天线间所有OFDM符号的 第1条径上的时域信道增益系数，所述所有0抑M符号包括：数据符号W及导频符 号，其中，
表示第t个发射 天线与第r个接收天线间第i个(FDM符号的第1条径上的时域信道增益系数，且
,Zr个接收天线间第i个(FDM符号的第1条径上第i'子载波上的时域信道增益系数，i'的 ,表示第t个发射天线与第 取值范围为[1，N。]内的整数，N。为每个(FDM符号中的子载波个数；]表示时域上第 LPJ/,i i个数据符号位置与第j个导频符号位置间的相关系数；H1表示时域上第i个导频 符号位置与第j个数据符号位置间的相关系数；<'> 表示第t个发射天线与第r个接收天 线间第ii个导频符号的第1条径上的时域信道参数，ii的取值为：〇、4、7或11 ; 表示第 t个发射天线与第r个接收天线间第i2个导频符号的第I条径上的时域信道参数，i2的取 值为；〇、4、7或11，且ii^i2 ;的为噪声方差估计值。
[014引可选地1二為P巧/式軒-拥素示时域上第i个数据位置与第j个导频位 L 巧」U 置间的相关系数；H1表示时域上第i个导频位置与第j个数据位置间的相关系数， LPPJj/ 且= 乂从'其中，fd表示多普革力频移估计值，Ts表示尉羊时刚哥隔； J表示在时域内各个符号之间的相关性，而对于相同的子载波索引，J可W由第一类零阶Bessel函数Jo表示。
[0144] 可选地，通过AR基系数插值运算时，根据所述信道基系数最终估计值通过一阶AR 模型得到所述数据符号位置的信道基系数。
[0145]其中，所述一阶AR模型为：掉=车,W的己;巧表示第t个发射天线与第 r个接收天线间第m个导频符号的第1条径上的时域信道增益系数，且m的取值为；0、4、7 或11 ;斬表示第t个发射天线与第r个接收天线间第m-s个数据符号的第1条径上的所 述信道基系数最终估计值，其中，m-s为大于等于0且小于等于13的整数；S表示待估计数 据符号位置与当前导频符号位置间间隔，且S的取值范围为1、2或3 ; 扣)表示第1条径 上两OFDM符号间隔为S时的信道状态转移矩阵；W冷1表示第t个发射天线与第r个接收天 线间第m个导频符号的第1条径上的AR模型误差，为一个复高斯矢量。
[0146] 根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的信道基系数通过=B:e,,Z得到所 述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系数；其中，a1,,为第Z个OFDM符号 的第1条径上的时域信道增益系数，所述OFDM符号包括数据符号及导频符号，Z的取值范 围为[0, 1引内的整数；B为GCE-BEM基矩阵；6;，;为第Z个OFDM符号的第1条径上的信道 基系数。
[0147] 其中，车,(S) =R;..'W批阳)-1，吟'')[5]=辟伴 及扛％心二J。(坏細蛛-说+氣))，其中，表示第1条径上天线对b，。的信 道基系数相关矩阵，Bi表示第1条径的邸M基矩阵，表示第1条径上天线对（r，t) 的时域信道增益系数相关矩阵，[Ri?'中]表示时域上第m个数据位置与第k个导频位置 间第1条径上天线对（r，t)的时域信道增益系数相关矩阵，N。表示每个OFDM符号中的子载 波个数，S表示符号间隔。
[0148] 本实施例中，W根据两个导频符号位置的信道基系数最终估计值为巧产、￡品>通 过一阶AR模型得到所有数据符号位置的信道基系数为例进行详细说明，具体步骤如下：
[014引I)由导频符号位置的信道基系数巧4-'，通过巧二=切W(是,W)棋"向前估计第I个~ 第3个数据符号位置的信道基系数；其中，S的取值为3、2或1，PinvO表示伪逆运算；
[0150] 。由导频符号位置的信道基系数玲'/，通过趨至=表,(S)斯'> 向后估计第5个~第7 个数据符号位置的信道基系数；其中，S的取值为1、2或3 ;
[0151] 3)由导频符号位置的信道基系数瑞'r通过靖，，-如州韦木))销i向前估计第8个~ 第10个数据符号位置的信道基系数；其中，S的取值为3、2或1 ;
[015引4)由导频符号位置的信道基系数销'f通过帮已二向后估计第12个~第 14个数据符号位置的信道基系数；其中，S的取值为1、2或3。
[0153] 本发明实施例中，通过上述四个步骤即可得到所有数据符号位置的信道基系数， 进一步地，通过％,2 即可W得到所有OFDM符号的时域信道增益系数（即所有数据符 号位置和所有导频符号位置的时域信道增益系数）。
[0154] 可选地，根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系数得到所 述频域信道增益系数，包括：根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益 系数通过时频转换公式得到所述频域信道增益系数；
[0155] 其中，所述时频转换公式为：
[0157] 其中，冷:f表示第t个发射天线与第r个接收天线间第Z个OFDM符号的第1条径 上的时域信道增益系数；表示第t个发射天线与第r个接收天线间第Z个OFDM符 号上的频域信道增益系数，k和n表示子载波编号；N。为每个(FDM符号中子载波个数；d 为天线对（r，t)之间的总多径数；L为采样时间间隔；#为归一化频偏值；T1为第1径时 域信道的归一化时延。
[015引本发明实施例中，根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系 数通过时频转换公式得到频域信道矩阵，然后提取频域信道矩阵对角线上的元素即为估计 出的频域信道增益系数。
[0159] 优选地，本发明实施例中，在中低速移动场景及中低信噪比情况下选用时域维纳 滤波插值运算，在高速移动场景及中高信噪比情况下选用AR基系数插值运算。
[0160] 本发明实施例中，首先根据相邻的导频符号采用基于测量统计约束的最大似然信 道估计方法对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值；进一 步地，根据所述信道基系数初步估计值采用基于时间统计约束的卡尔曼滤波信道估计方法 对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最终估计值；进一步地，根 据所述信道基系数最终估计值通过插值运算得到频域信道增益系数，W实现将基于测量统 计约束的最大似然信道估计方法与基于时间统计约束的卡尔曼滤波信道估计方法相结合 的信道估计方法，从而能获得优异的信道估计性能。
[0161] 可选地，所述根据相邻的基于基系数的导频符号采用基于测量统计约束的最大似 然信道估计方法对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值之 前，还包括：
[0162] 对信道信息进行数据预处理得到基于基系数的当前导频符号W及与所述当前导 频符号相邻的至少一个基于基系数的导频符号，其中，所述信道信息包括：频偏估计值、噪 声方差估计值和多普勒频移及信号功率估计值。
[0163] 本发明实施例中，首先根据所述信道信息通过如下方式进行数据预处理得到 H,，w(叫和S,具体地获取的公式如下：
[0169]其中，H,,表示第m个导频符号对应的第P个子载波上的信道系数，(巧 表示第i个接收天线上的第m个导频符号对应的第P个子载波上的信道系数，H;,;:(巧 表示第t个发射天线与第r个接收天线间第m个导频符号对应的第P个子载波上的信道 系数，且r= 1，...，叩，t=
表示第P个载波的傅里叶矩阵， 表示茲1j示的第d行第j列，Wd,p表示Wp的第d列，fi,p表示傅里叶矩阵
的第1列，N。表示OFDM符号子载波个数，L表示总多径数，E表示频偏矩 阵，X;,;!/，表示发送端第t个发射天线在第m个OFDM符号块内对应在第P个子载波上发送的 符号，V表示所有Nt发射天线到Nk接收天线径上相同的归一化频偏。
[0170] 具体地获取A的公式如下：
[0174]其中，或表示第i个导频符号对应的状态转移矩阵的逆矩阵，且i= 0, 1，.. .M-2,M-I，M表示联合使用的导频的个数；Ai表示表示第i导频符号对应的状态转 移矩阵，表示第1条径上天线对（r，t)的信道基系数相关矩阵，S的取值由导频符 号间隔决定，表示第1条径上天线对（r，t)的时域信道增益系数相关矩阵，N。表示 (FDM符号的子载波个数，其中[B,Lm=e柳呼"-仍，化]k,m表示第1条径的邸M 基矩阵的第k列第m行，k= 0,. . .，Nu-Lm= 0,. . .，Nc-I,N。表示基系数个数。
[017引进一步地，根据所述H。,,P脚通过系统频域接收模型採脚+N俱到基于 基系数的当前导频符号，其中，Ym,P表示第m个导频符号对应的第P个子载波上的频域接收 的基于基系数的导频符号，Cm,P表示第m个导频符号对应的第P个子载波上的时域基系数， N表示噪声矩阵。
[0176] 进一步地，对所述当前导频符号与所述H,，w(刊通过滑窗存储得到与所述当前导 频符号相邻的至少一个基于基系数的导频符号W及所述相邻的导频符号位置的Hm-*,,(巧， 具体步骤如下：
[0177] 图2A为本发明实施例中滑窗数据更新示意图一，图2B为本发明实施例中滑窗数 据更新示意图二，如图2A及2B所示，分别将所述YmiP与所述巧存入长度为M'的先入 先出FIFO的滑窗存储器中（M'的取值范围根据联合导频的个数决定），通过更新滑窗数据 得到与所述当前导频符号相邻的至少一个基于基系数的导频符号W及所述相邻的导频符 号位置的H,,,_t,，仍，对应得到如下两组数据：
[017引{H," (化A'=化-I[017 引{Ymk,p，k= 0，l，w，M'-l}
[0180]其中，Yw-…，Y,,一，Ymk,p,，表示第j个接收天线的第m-k个导频 符号对应的第P个子载波上的频域接收的基于基系数的导频符号，j= 1，2,...，叩-1，叩。
[0181] 可选地，所述对信道信息进行数据预处理得到基于基系数的当前导频符号W及与 所述当前导频符号相邻的至少一个基于基系数的导频符号之前，还包括：
[0182] 对接收到的当前导频符号进行数据测量处理，得到所述信道信息。
[0183] 具体地，可W包括；对所述当前导频符号进行最大似然频偏估计，得到所述当前导 频符号的频偏估计值；对所述当前导频符号进行噪声方差估计，得到所述信道的噪声方差 估计值；进一步地，根据所述噪声方差估计值通过基于循环前缀的多普勒频移估计，得到所 述信道的多普勒频移及信号功率估计值。
[0184] 可选地，所述对所述当前导频符号进行最大似然频偏估计，得到所述当前导频符 号的频偏估计值，包括：
[0185] 对所述当前导频符号根据最大似然方法进行数据处理得到初始频偏估计V?;
[0186]将所述yW及所述当前导频符号位置的时域接收信号ym代入似然函数得到归一 化频偏值；
[0187] 其中，所述似然函数的表达式为： 其中， EW为频偏矩阵，为归一化频偏值；
[0188] 根据所述归一化频偏值通过分步搜索算法计算得到所述当前导频符号的频偏估 计值。
[0189] 图3为本发明实施例中最大似然频偏算法示意图，如图3所示，所述最大似然频偏 算法包括如下几个步骤：
[0190] 1)通过V二W"巧巧"x"xf仲"X"W对当前导频符号进行数据预处理得到初始 频偏估计yw;
[0191] 其中， 代表DFT矩阵W的前L列，且 是 喊 NuXN。的DFT矩阵，[W]m,。表示DFT矩阵的第n列第m行，N。表示OFDM符号的 子载波数，W= 表示单位矩阵，Nt表示发送天线数目，Nk表 不接收天线数目，即WW.控炒科,：VeC'w声，且有為？方=Q 抑)wwvwv/化表示总的多径数，谜表示复数； I' =(lwrw* 0F)，巧表示傅里叶矩阵F的扩维矩阵;X表示发射天线发送的频域导频符号矩 阵，
XW表示第t个发射天线发送的频域导频符号矩阵， N表示OFDM符号数。
[0192] 2)将所述V?及所述当前导频符号位置的时域接收信号ym代