环境下的信道估计均方误差性能 差在2~3地之间。可选地，由于在ETU850监送样的超高移动环境下，信道变化时变性更 加突出，难W进一步采用AR模型、依巧相邻导频OFDM符号所经历信道间平滑演进关系来增 加在信道估计中所能联合利用的导频符号数目，因此，在超高移动的ETU850监信道环境下 可能难W进一步通过AR模型增加联合导频符号数来改善信道估计性能。但在中低移动的 EPA和EVA信道环境下，由于信道时变性较慢，是可W考虑增加联合导频符号数来进一步改 进信道估计性能。
[0225] 图15为EPA信道的无频偏条件下基于联合导频最大似然MIMO-OFDM的信道估计 方法在采用不同联合导频符号数目条件下的信道估计性能曲线；其中，横坐标为SNR;纵坐 标为MSE ;资源块个数为20RB。如图15所示，由于EPA信道时变性不明显，可W采用AR模 型将更多个导频OFDM符号联合利用起来，W改进信道估计性能（联合导频符号数从2增加 10,随着联合导频符号数目的增加，信道估计性能逐步得到改进，但随着联合导频符号数目 的增加，信道估计性能增益的改善程度有所下降，但与联合2个导频符号数相比，联合10个 导频符号在信道估计中能获得约5地的性能改进）。
[0226] 图16为EVA信道的无频偏条件下基于联合导频最大似然MIMO-OFDM的信道估计 方法在采用不同联合导频符号数目条件下的信道估计性能曲线，其中，横坐标为SNR;纵坐 标为MSE。如图16所示，EVA信道条件下的信道估计验证结果与EPA信道条件类似，当联合 导频符号数从2增加到8时，在中低信噪比条件下能额外获得约5地的性能改进。但如果 进一步增加联合导频符号数，由于信道的时变性，信道估计性能反而出现下降（特别是在 高信噪比区域）。综上所述，在实际应用中应根据信道的实际情况，选择合理的联合导频符 号数，W确保信道估计性能的提升。
[0227] 综上所述，在不修改现有LTE系统导频结构、导频序列和导频布局的条件下，仅通 过联合利用相邻导频符号就可W有效提升MIMO-OFDM信道估计性能；进一步地，在联合导 频的基础上，通过将最大似然代替卡尔曼滤波中时间更新方程的方法有效地将时间统计约 束和测量统计约束结合使用，可W进一步地提升信道估计性能，克服频偏对信道估计性能 的不利影响，可见，基于本发明上述实施例中基于测量统计约束的最大似然与基于时间统 计约束的卡尔曼滤波相结合的信道估计技术可W有效改善时频双选择性快衰落信道条件 下的信道估计性能。
[022引图17为本发明信道估计装置实施例一的结构示意图，如图17所示，本实施例提供 的信道估计装置170包括；第一估计模块1701、第二估计模块1702及插值模块1703。
[0229] 其中，第一估计模块1701用于根据相邻的基于基系数的导频符号采用基于测量 统计约束的最大似然信道估计方法对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基 系数初步估计值；
[0230]第二估计模块1702用于根据所述信道基系数初步估计值采用基于时间统计约束 的卡尔曼滤波信道估计方法对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系 数最终估计值；
[0231] 插值模块1703用于根据所述信道基系数最终估计值通过插值运算得到频域信道 增益系数。
[0232] 可选地，所述第一估计模块1701具体用于：根据所述相邻的基于基系数的导频符 号采用最大似然信道估计公式对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数 初步估计值；
[0233]其中，所述最大似然信道估计公式为：
[0235] 其中，i为待估计信道的第m个导频符号的信道基系数初步估计值，表示 状态转移矩阵，B为GCE-BEM基矩阵，Ymk表示第m-k个导频符号的频域接收的基于基系数 的导频符号，表示第m-k个导频符号的信道系数，m的取值为0、4、7或11。
[0236] 可选地，所述第二估计模块1702具体用于：根据所述信道基系数初步估计值采用 卡尔曼滤波信道估计公式对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数 最终估计值；
[0237]其中，所述卡尔曼滤波信道估计公式为：
[0239] 其中，3为观测方程中状态矩阵；Km表示第m个导频符号位置的卡尔曼增益；Sm表 示第m个导频符号位置的测量矩阵；Ym表示第m个导频符号；表示第m个导频符号位 置的信道基系数估计值；S，，，4，，,-u表示第m-1个导频符号位置的信道基系数估计值； 表示由第m-1个导频符号估计第m个导频符号的信道基系数估计值。
[0240] 可选地，所述插值模块1703包括；第一插值单元，用于根据所述信道基系数最终 估计值通过时域维纳滤波插值运算得到所述导频符号位置和数据符号位置的时域信道增 益系数，或第二插值单元，用于根据所述信道基系数最终估计值通过自回归AR基系数插值 运算得到所述导频符号位置和数据符号位置的时域信道增益系数；
[0241] 第H插值单元，用于根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益 系数得到所述频域信道增益系数。
[0242] 可选地，所述第一插值单元具体用于：
[0243] 根据所述信道基系数最终估计值通过U/,=66/,。,得到所述导频符号位置的时域 信道增益系数；其中，a表示第m个导频符号的第1条径上的时域信道增益系数，B为 GCE-BEM基矩阵，6;,表示第m个导频符号的第1条径上的所述信道基系数最终估计值；其 中，m的取值为0、4、7或11 ;
[0244] 根据所述导频符号位置的时域信道增益系数通过时域维纳滤波插值公式得到所 述数据符号位置的时域信道增益系数；
[0245] 其中，所述时域维纳滤波插值公式为：
[0246] 其中，表示第t个发射天线与第r个接收天线间所有(FDM符号的第1条径上 的时域信道增益系数，所述所有OFDM符号包括：数据符号W及导频符号；]表示时 域上第i个数据符号位置与第j个导频符号位置间的相关系数；1表示时域上第i 个导频符号位置与第j个数据符号位置间的相关系数；表示第t个发射天线与第r个 接收天线间第ii个导频符号的第1条径上的时域信道参数，ii的取值为：〇、4、7或11 ; 〇1技> 表示第t个发射天线与第r个接收天线间第i2个导频符号的第1条径上的时域信道参数， i2的取值为：〇、4、7或11，且ii^i2 ;(巧为噪声方差估计值。
[0247] 可选地，所述第二插值单元具体用于：
[024引根据所述信道基系数最终估计值通过一阶AR模型得到所述数据符号位置的信道 基系数；
[0249] 其中，所述一阶AR模型为：玲;f=Aq(句觀：!.、.+斯:铅1表示第t个发射天线与第 r个接收天线间第m个导频符号的第1条径上的时域信道增益系数，且m的取值为；0、4、7 或11 ; 表示第t个发射天线与第r个接收天线间第m-s个数据符号的第1条径上的所 述信道基系数最终估计值；S表示待估计数据符号位置与当前导频符号位置间间隔，且S的 取值范围为1、2或3 ;A.(叫表示第1条径上两(FDM符号间隔为S时的信道状态转移矩阵； 诚;表示第t个发射天线与第r个接收天线间第m个导频符号的第1条径上的AR模型误 差；
[0250] 根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的信道基系数通过相.胃得到所 述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系数；其中，a1,,为第Z个OFDM符号 的第1条径上的时域信道增益系数，Z的取值范围为[0, 13]内的整数；6,,Z为第Z个(FDM 符号的第1条径上的信道基系数。
[0251] 可选地，所述第H插值单元具体用于；根据所述导频符号位置和所述数据符号位 置的时域信道增益系数通过时频转换公式得到所述频域信道增益系数；
[0252] 其中，所述时频转换公式为：
[0254]其中，雌'"表示第t个发射天线与第r个接收天线间第Z个OFDM符号的第1条 径上的时域信道增益系数；表示第t个发射天线与第r个接收天线间第Z个(FDM符号上的频域信道增益系数，k和n表示子载波编号；N。为每个OFDM符号中的子载波个数； 为天线对（r，t)之间的总多径数；L为采样时间间隔；I?为归一化频偏值；T1为第1 径时域信道的归一化时延。
[0巧5] 本实施例的信道估计装置，可W用于本发明信道估计方法实施例一的技术方案， 其实现原理和技术效果类似，此处不再赏述。
[0巧6] 图18为本发明信道估计装置实施例二的结构示意图。本实施例提供的信道估计 装置170在图17实施例的基础上，还包括：
[0257] 预处理模块1704用于对信道信息进行数据预处理得到基于基系数的当前导频符 号W及与所述当前导频符号相邻的至少一个基于基系数的导频符号，其中，所述信道信息 包括：频偏估计值、噪声方差估计值和多普勒频移及信号功率估计值。
[0巧引可选地，还包括：
[0巧9] 测量处理模块1705用于对接收到的当前导频符号进行数据测量处理，得到所述 信道信息。
[0260] 可选地，所述测量处理模块1705,包括：
[0261] 频偏估计单元，用于对所述当前导频符号进行最大似然频偏估计，得到所述当前 导频符号的频偏估计值；
[0262] 噪声方差估计单元，用于对所述当前导频符号进行噪声方差估计，得到所述信道 的噪声方差估计值；
[0263] 频移估计单元，用于根据所述噪声方差估计值通过基于循环前缀的多普勒频移估 计，得到所述信道的多普勒频移及信号功率估计值。
[0264] 可选地，所述频偏估计单元具体用于：
[0265] 对所述当前导频符号根据最大似然方法进行数据处理得到初始频偏估计V? ;
[0266] 将所述yW及所述当前导频符号位置的时域接收信号ym代入似然函数得到归一化 频偏值；所述似然函数的表达式为；
其中，E?为 频偏矩阵，1；为归一化频偏值；
[0267] 根据所述归一化频偏值通过分步搜索算法计算得到所述当前导频符号的频偏估 计值。
[026引本实施例的信道估计装置，可W用于本发明上述信道估计方法任意实施例的技术 方案，其实现原理和技术效果类似，此处不再赏述。
[0269] 图19为本发明信道估计设备实施例的结构示意图。如图19所示，本实施例提供 的信道估计设备190包括处理器1901、存储器1902和接收器1903。其中，接收器1903用 于接收信号，存储器1902存储执行指令，当信道估计设备190运行时，处理器1901与存储 器1902之间通信，处理器1901调用存储器1902中的执行指令，用于执行上述信道估计方 法任意实施例中的操作。
[0270] 本实施例的信道估计设备，可W用于执行本发明上述信道估计方法任意实施例中 的技术方案，其实现原理和技术效果类似，此处不再赏述。
[0271] 本领域普通技术人员可W理解；实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可W通 过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可W存储于一计算机可读取存储介质中。该程 序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括；ROM、RAM、磁碟 或者光盘等各种可W存储程序代码的介质。
[0272] 最后应说明的是；W上各实施例仅用W说明本发明的技术方案，而非对其限制； 尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其 依然可W对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征 进行等同替换；而送些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技 术方案的范围。
【主权项】
1. 一种信道估计方法，其特征在于，包括： 根据相邻的基于基系数的导频符号采用基于测量统计约束的最大似然信道估计方法 对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值； 根据所述信道基系数初步估计值采用基于时间统计约束的卡尔曼滤波信道估计方法 对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最终估计值； 根据所述信道基系数最终估计值通过插值运算得到频域信道增益系数。2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据相邻的基于基系数的导频符号 采用基于测量统计约束的最大似然信道估计方法对信道进行初步估计，得到所述导频符号 位置的信道基系数初步估计值，包括： 根据所述相邻的基于基系数的导频符号采用最大似然信道估计公式对信道进行初步 估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值； 其中，所述最大似然信道估计公式为：其中，L为待估计信道的第m个导频符号的信道基系数初步估计值，表示状态转 移矩阵，B为GCE-BEM基矩阵，Y" k表示第m-k个导频符号的频域接收的基于基系数的导频 符号，(巧表示第m-k个导频符号的信道系数，m的取值为0、4、7或11。3. 根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根据所述信道基系数初步估计值 采用基于时间统计约束的卡尔曼滤波信道估计方法对所述信道进行精确估计，得到所述导 频符号位置的信道基系数最终估计值，包括： 根据所述信道基系数初步估计值采用卡尔曼滤波信道估计公式对所述信道进行精确 估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最终估计值； 其中，所述卡尔曼滤波信道估计公式为：其中，2为观测方程中状态矩阵；I表示第m个导频符号位置的卡尔曼增益；Sm表示第 m个导频符