专利名称：感应加热烹调器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于对感应加热烹调器的被加热金属体进行加热的功率控制方法。
背景技术：
感应加热烹调器，使配置在流过高频率电流的加热线圈附近的被加热金属体中产生涡电流，通过其焦耳热被加热金属体本身发热，由此可以高效率地对被加热金属体进行加热，近年来，相对于基于炉子或电热加热器的加热烹调器具，由于安全性或温度控制性的优点，不断取代它们。
在这样的感应加热烹调器中，用于使高频率电流在加热线圈内流动的功率控制电路，称为所谓的谐振型逆变器，一般是如下结构将含有被加热金属体的加热线圈的电感和谐振电容器相连，以20～40kHz左右的驱动频率对功率控制电路的开关元件进行导通(ON)断开(OFF)控制。另外，谐振型逆变器中有电压谐振型和电流谐振型，多数情况下，前者应用于100V电源，后者应用于200V电源。
最初，只能够加热作为由铁等磁性材料构成的被加热金属体的金属锅(负载)，但近年来，也可以加热由非磁性不锈钢等制成的金属锅(负载)。还提出了可以对以往不能加热的铝制的非磁性被加热金属体进行加热的方案。
在使用了这种谐振型逆变器的感应加热烹调器中，在对被加热金属体进行加热的情况下，判断出由被加热金属体和加热线圈所决定的电感(等价电感L)和有助于加热的电阻分量(等价电阻R)对易发热性造成影响。即表现出，在被加热金属体为磁性的金属(铁或磁性不锈钢等)的情况下，易于输入功率；在为非磁性的金属(非磁性不锈钢或铝、铜等)的情况下，难以输入功率。这是由于，后者等价电阻R的值小，在被加热金属体中感生的涡电流难以产生焦耳热。
因此，存在根据被加热金属体的材质来切换加热线圈的匝数的方法，即，对于非磁性的被加热金属体，通过使加热线圈的匝数增加，使加热效率上升来谋求解决的方法(例如，参照专利文献1、2)。
另外，使加热线圈的匝数固定(单一的加热线圈)，在非磁性的被加热金属体中可以输入功率，但在磁性的被加热体中难于输入功率，针对这一问题，提出了如下方案，即，在检测出非磁性的被加热金属体的情况下，使逆变器电路结构成为半桥(half bridge)结构，在检测出磁性的被加热金属体的情况下，将其切换为全桥(full bridge)结构(例如，参照专利文献3)。
专利文献1特开昭61-16491号公报专利文献2特开昭61-128493号公报专利文献3特开平5-251172号公报发明内容但是，在上述的现有技术中，前者，在切换加热线圈的匝数的情况下，存在不流过高频率电流的加热线圈部分，因此产生如下问题，该部分的被加热金属体不发热，被加热金属体的发热分布不均匀而产生加热不均，或者在使用不同直径的被加热金属体的情况下，由于被加热金属体的直径的大小，功率的输入水平发生变化。
另外，产生如下情况，即，由于为切换加热线圈的匝数而设置的加热线圈的螺纹结构、叠绕结构，针对施加在加热线圈上的高电压的绝缘距离的确保变得困难。
后者，固定加热线圈的匝数(单一的加热线圈)，当根据被加热金属体是磁性或非磁性，来将逆变器电路结构切换为全桥电路结构或半桥电路结构时，在是特性存在于其中间区域的被加热金属体的情况下，存在如下问题，即，被切换为不合适的逆变器电路并被通电，加热效率恶化并且给逆变器电路造成损坏。
另外，即便使用单一的加热线圈来切换逆变器电路结构，在逆变器电路的负载的阻抗较大的情况下也存在如下情况，即，电流难以流过作为负载的加热线圈，受到与逆变器电路的开关元件相连的缓冲电容器的影响，开关元件的损耗增大，在对负载输入低功率的情况下，影响增大。即，负载的阻抗较大的情况下，在低功率区域的控制中存在如下问题，缓冲电容器上残留的电荷的充放电电流流经开关元件的比率增大，由于过大的电流流过开关元件，开关元件的损耗增大，由于温度上升，开关元件的可靠性恶化，开关元件的冷却所花费的费用增大，成为成本上升的主要原因。
另外，由于缓冲电容器的充放电电流，作为无助于被加热金属体的加热的功率而被消耗掉，因此加热效率降低。
本发明，是为了解决上述问题中的至少一个而作出的发明。
为了解决上述问题而作出本发明，在第1方式中，其具有输出直流电压的电源单元；经由所述电源单元高频率电流流经由谐振电容器和加热线圈构成的串联谐振电路，使配置在所述加热线圈附近的被加热金属体中产生涡电流进行加热的逆变器电路；检测所述电源单元的输入电流的输入电流检测单元；检测所述串联谐振电路中流动的电流的逆变器电流检测单元；根据所述输入电流检测单元以及逆变器电流检测单元的输入，检测负载的状态的负载状态检测单元；检测所述电源单元的输入电压的电压检测单元；和控制至少所述电源单元的输出电压以及所述逆变器电路的控制单元，所述逆变器电路成为对所述串联谐振电路，可以切换为半桥结构或全桥结构的结构，所述控制单元，根据所述负载状态检测单元的输出、和输入到被加热金属体的设定功率，将所述逆变器电路切换为半桥结构或全桥结构，并且使所述电源单元的输出电压和所述逆变器电路的驱动频率的某一方变化，对输入被加热金属体的功率进行控制。
另外，在第2方式中，所述负载状态检测单元，在多个阶段判断所述串联谐振电路的阻抗、或者谐振频率的高低状态。
另外，在第3方式中，在所述负载状态检测单元判断为低阻抗、或者高谐振频率的情况下，所述控制单元将所述逆变器电路切换为半桥结构，并且，大致固定逆变器电路的驱动频率，改变控制电源单元的输出电压来进行控制。
另外，在第4方式中，在所述负载状态检测单元判断为高阻抗、或者低谐振频率的情况下，所述控制单元将所述逆变器电路切换为全桥结构，并且，改变逆变器电路的驱动频率以及电源单元的输出电压，来进行控制。
另外，在第5方式中，在所述负载状态检测单元判别为高阻抗、或者低谐振频率的情况下，且在输入被加热金属体的功率为低功率的情况下，切换为半桥结构，所述控制单元改变所述逆变器电路的驱动频率以及电源单元的输出电压来进行控制。
本发明的感应加热烹调器，通过如上述那样构成，可以判断负载的状态，在为低阻抗或高谐振频率的负载的情况下，成为半桥结构的逆变器电路；在为高阻抗或低谐振频率的负载的情况下，成为全桥结构的逆变器电路，来选择最适当的电路结构，可以通过各个逆变器驱动频率和直流电源电压输出的组合来进行功率控制，可以使开关元件的损耗降低。
另外，由于可以切换为最适合于负载的逆变器电路结构，采用易于控制逆变器电路的驱动频率或电源单元的输出电压中某一个的方法，因此可以提供具有低损耗应对负载变动能力强的逆变器电路的感应加热烹调器。
图1是本发明的一实施例的主要部分电路的框图。
图2是说明本发明的一实施例的负载状态检测单元的动作的图。
图3是本发明的一实施例的低阻抗或高谐振频率负载用的电路框图。
图4是说明本发明的一实施例的低阻抗或高谐振频率负载用的电路块的功率控制方法的图。
图5是本发明的一实施例的高阻抗或低谐振频率负载用的电路框图。
图6是说明本发明的一实施例的高阻抗或低谐振频率负载用的电路块的功率控制方法的图。
图7是本发明的一实施例的高阻抗或低谐振频率负载中的低功率区域控制用电路框图。
图8是说明本发明的一实施例的包含高阻抗或低谐振频率负载中的低功率区域控制的功率控制方法的图。
符号说明3电源单元、4加热线圈、5、7谐振电容器、10输入电流检测单元11电压检测单元、13逆变器电流检测单元、14负载状态检测单元、50逆变器电路、51串联谐振电路、300控制单元具体实施方式
以下，根据
本发明的一实施例。图1是说明本发明的一实施例的电路框图。在图中，用整流单元2将交流电源1直流化，通过电源单元3，输出可以对交流电源的有效电压设定高低的、大体稳定化直流电源电压。
逆变器电路50，对于由加热线圈4和谐振电容器5或谐振电容器7构成的串联谐振电路51，以高频率仅驱动开关部100、或者驱动开关部100以及开关部200两者的开关元件，由此，高频率电流流经加热线圈4，使设置在加热线圈4附近的作为被加热金属体的金属锅(负载)中产生涡电流，通过由此产生的焦耳热使被加热金属体本身发热。
开关部100中，分别将阻尼二极管103、104反平行地连接到开关元件101、102的串联体。另外，根据需要，将缓冲电容器105、106分别与各开关元件101、102相连。将开关元件101、102的串联体的中心，与作为负载的串联谐振电路51(加热线圈4和谐振电容器5或谐振电容器7的串联体)的一端相连。
开关部200也是和开关部100相同的结构。
逆变器电路50的电路结构，采用半桥结构(包含SEPP(Single Ended PushPull)电路结构)以及全桥结构二者的结构，用切换继电器(relay)6和切换继电器8来切换作为负载的串联谐振电路51的连接目的地。
具体地，通过连接切换继电器6、切断切换继电器8，将作为负载的串联谐振电路51连接在开关部100的中点和电源单元3的基准电位侧，成为半桥结构(或SEPP)型的逆变器电路结构。若将切换继电器6即连接在电源单元3的高电压侧也连接谐振电容器5，则构成半桥结构。在SEPP以及半桥结构中，基本的动作相同，因此以下说明SEPP的电路结构。
通过交替地、单独地驱动开关元件101以及102，具有开关元件101、102驱动频率的振动频率的高频率电流流经作为负载的串联谐振电路51。
为了构成全桥结构，切断切换继电器6，连接切换继电器8，将作为负载的串联谐振电路51与开关部200的开关元件201、202的串联体的中点相连。并且，通过交替地、单独地驱动开关元件101和202、以及102和201的组合，具有驱动频率的振动频率的高频率电流流经作为负载的串联谐振电路51。
控制单元300，根据使用者操作的操作部18的设定，设定输入到被加热金属体的目标功率，据此进行逆变器电路50的电路结构的设定，进行开关元件101、102、201、202的驱动频率的设定，进行电源单元3的直流电源电压输出的设定等。另外，给开关元件101、102、201、202的驱动信号，通过门驱动单元15转换为适当的信号电平。另外，具有使开关元件101、102以及开关元件201、202不发生断路动作的防止单元。另外具有通过继电器驱动单元16将切换继电器6、8的驱动信号转换为适当的信号电平并且使切换继电器6、8不同时被驱动的防止单元。
控制单元300，为了检测逆变器电路50的动作，具有通过电流检测元件9对流至交流电源1侧的电源单元3的输入电流进行检测，将该测得的电流转换为电压的输入电流检测单元10；检测交流电源1的电压的电压检测单元11；逆变器电流检测单元13，其将电流检测元件12所测得的电流转换为电压，所述电流检测元件12对流经作为逆变器电路50的负载的串联谐振电路51的电流(逆变器电流)进行检测。
负载状态检测单元14，根据输入电流检测单元10和逆变器电流检测单元13的输入，推断被加热金属体的材质或形状等，具体地，根据上述输入电流检测单元10和逆变器电流检测单元13的二者的输入，判断逆变器电路50的负载的状态是高阻抗还是低阻抗，或者，判断逆变器电路50的负载的谐振频率的高低状态。在多个阶段判断其结果，输出至控制单元300。
相位差检测单元17，检测逆变器电流相对于开关元件101、102、201、202的驱动定时(timing)的相位差。为了使逆变器电流相对于开关元件101、102、201、202的驱动定时不成为超前相位而进行该检测，输入逆变器电流检测单元13的输出和控制单元300输出给开关元件101、102、201、202的驱动信号，在规定的相位差以下的情况下，产生检测信号，输出至控制单元300。
逆变器电流相对于开关元件101、102、201、202的驱动定时的相位差减小，这是由于开关元件101、102、201、202的驱动频率和逆变器电路50的负载的谐振频率接近，当控制单元300检测该信号时，通过将开关元件101、102、201、202的驱动信号的频率设定得比既定值高，可以避免。
当开关元件101、102、201、202的驱动定时在规定的相位差以下时，产生如下情况，根据逆变器电路50的负载条件变化了的情况(被加热金属体相对于加热线圈4的相对位置的变化等)，开关元件101、102、201、202的驱动频率和逆变器电路50的负载的谐振频率一致，或者开关元件101、102、201、202的驱动频率较低，有可能产生过电流或产生超过开关元件101、102、201、202的耐压的电压，导致开关元件101、102、201、202的损坏以及逆变器电路50的故障。
作为通常的动作，作为全桥或者半桥中的某种电路结构，驱动逆变器电路50，根据负载状态检测单元14的输出，控制单元300选择逆变器电路50的结构，继续驱动。
图2是说明负载状态检测单元14的动作的图。在图中，横轴是输入电流检测单元10的输出，纵轴是逆变器电流检测单元13的输出。并且利用了，输入电流检测单元10的输出和逆变器电流检测单元13的输出的组合根据负载的状态而变化。具体地，通过用AD转换器将输入的各个输出电压转换为数字值，作为地址信息来加以利用，可以对于两个输入，将负载的状态作为数据取出。
例如，图2的区域A是，铁或磁性不锈钢(SUS430)等最适于感应加热的被加热金属体所表现出的特性。作为磁性体，由于存在某种程度的电阻率，所以可以使加热线圈4所产生的磁束易于集中、高效率地产生涡电流，使自身发热。逆变器电路50的负载阻抗中的等价电阻成分大，所以可以用较小的逆变器电流得到较大功率。
区域B表示，由非磁性不锈钢(SUS304)等构成的、板厚较薄的被加热金属体的情况的特性。在非磁性不锈钢的情况下，加热线圈4所产生的磁束不集中在锅底，而且由于材质本身的电阻率较低(约为铁的4分之一)，能量的传递效率降低。但是，通过减薄锅底的板厚，产生的涡电流路径的电阻成分增加，因此，虽不如区域A，但若增加逆变器电流，则是充分发热的区域。
区域C表示，由非磁性不锈钢等构成的、板厚较厚的被加热金属体的情况下的特性。与区域B的负载不同，由于涡电流路径的电阻成分较低，因此必须使更大的逆变器电流流过才能充分发热。
区域D是，非磁性的金属锅(负载)、特别是使用了电阻率较低的铝或铜的金属锅(负载)的情况，必须使比区域C更大的逆变器电流流过才能发热。
例如，在高阻抗的金属锅(负载)中，逆变器电流难以流动，但是逆变器电路50的负载的等价电阻也倾向于较高，因此，相对于较小的逆变器电流，流过较大的输入电流。若令逆变器电流为I，逆变器电路50的负载阻抗中等价电阻成分为R，则被输入金属锅(负载)的功率W，当忽略加热线圈4本身中产生的损耗时，可以用W＝I2×R表示。
此外，该功率W，当由负载阻抗和谐振电容器5、7的容量所决定的谐振频率的高频率电流流过时达到最大。谐振频率，若使负载阻抗中的电感成分为L，谐振电容器容量为C，则如下式。
数学式1f=12πLC]]>因此，在高阻抗负载中，即使相同等级的等价电阻值，若等价电感不同，则谐振频率不同，所以流经加热线圈4的电流根据驱动的逆变器频率而变化。
同样地，在低阻抗负载中，受到本来非磁性金属锅(负载)所特有的较低的等价电感影响，谐振频率增高。
为了加热区域D中的被加热金属体，需要提高逆变器电路50的负载阻抗。作为其方法，存在增加加热线圈4的匝数，提高与被加热金属体的磁性耦合，增大等价电阻和等价电感的方法；以及将逆变器电流的频率从适于区域A的低频率带(20～40kHz)提高至高频率带(60～90kHz)的方法。
根据上述的方法的组合已经存在实用化了的产品，但是最大输入功率或加热效率达不到铁或磁性不锈钢的程度。
如上所述，根据输入电流和逆变器电流的组合，可以在某种程度上推断逆变器电路50的负载的阻抗。另外，通过再结合控制单元300的驱动频率设定，可以推断逆变器电路50的负载阻抗的高低以及谐振频率的高低。
图3是说明判断逆变器电路50的负载为低阻抗或高谐振频率的负载的情况下的动作的电路框图。本图是从图1中选取出，仅在判断为上述负载的情况下需要动作的电路块部分的图，省略各部分的说明。
使切换继电器6为导通状态，使切换继电器8为断开状态，成为加热线圈4与谐振电容器5相连的状态。
在图3中，在进行逆变器电路50的负载的功率控制的情况下，特别地，在低阻抗负载的情况下，由加热线圈4和谐振电容器5构成的串联谐振电路51的选择度Q提高，因此，当操作逆变器驱动频率来控制负载的功率时，其操作幅度变窄，且功率的变化急剧，因此非常难于控制。因而，在这样的负载的情况下，预先使逆变器驱动频率接近谐振频率，通过使施加在逆变器电路50上的电源电压变化来控制负载的功率的方法是有利的。
针对低阻抗或高谐振频率的负载，如图3所示，成为半桥(或SEPP)结构的逆变器电路50。其相对于全桥结构的逆变器电路50，若电源电压相同，则负载上的电压相当于一半，因此逆变器电流为一半，以相同的开关元件101、102的驱动条件输入的功率为约1/4。由此可以抑制由低阻抗引起的过电流。
为了使逆变器驱动频率与由加热线圈4和谐振电容器5构成的串联谐振电路51的谐振频率接近，可以监视相位差检测单元17的输出，控制逆变器驱动频率，以使开关元件101、102的驱动信号和逆变器电流的相位不在规定的值以内。因此，若负载为稳定的状态，则逆变器驱动频率为大致固定的状态。
在该状态下，控制单元300对电源单元3输出用于控制输出电压的信号，通过输入电流检测单元10和电压检测单元11计算输入功率，针对目标负载的功率，对电源单元3的直流电源电压输出的设定在规定的范围内进行调节。
因此，控制单元300，在低阻抗或高谐振频率的负载中，通过切换继电器6、8的动作，成为半桥结构的逆变器电路50，在大致固定逆变器驱动频率的基础上，改变电源单元3的输出电压来进行负载的功率控制。
此外，还在本动作中，负载状态检测单元14已动作，在加热过程中负载的状态发生了变化时，将判定结果输出至控制单元300，适时改变逆变器电路50的动作状态。
图4是基于上述方法的负载的功率控制的例子。在图4中，横轴是用操作部18设定的、输入金属锅(负载)的目标功率W，纵轴是逆变器驱动频率f以及电源单元3的输出电压V。
逆变器驱动频率f大体已固定，仅使电源单元3的输出电压V根据目标功率W变化。由此，可以进行输入金属锅(负载)的从低功率到最大功率的功率控制。
图5是说明，在判断为高阻抗或低谐振频率的负载的情况下的动作的电路框图。本图是在图1中选取出，仅在上述负载的情况下需要动作的电路块部分的图。省略各部分的说明。
在图5中，当进行负载的功率控制时，在为高阻抗负载情况下，由加热线圈4和谐振电容器5构成的串联谐振电路51的选择度Q较低，所以，相对于逆变器驱动频率的变化，被输入到被加热金属体的功率的变化缓慢，因此，一般进行逆变器驱动频率的控制。其中，当共用对所述的低阻抗负载进行加热的加热线圈4时，加热线圈4需要为可以应对低阻抗负载的匝数，因此成为相对于高阻抗负载阻抗更高阻抗的状态，在向被加热金属体输入功率的情况下，必须在逆变器电路50上施加高的电源电压。
例如，对于高阻抗负载，在逆变器电路50上施加电源电压200V，对于可以向被加热金属体输入2kW的加热线圈4，增加加热线圈4的匝数，以相同条件降低至500W的情况下，需要将施加电压升高至400V。
针对这样的负载，使逆变器电路50成为全桥结构。这是由于，全桥结构的逆变器电路50，相对于半桥结构的逆变器电路50，可以将施加在逆变器电路50上的电压的2倍电压施加在负载上。
在所述的例子中，代替将施加电压从200V升高至400V，而通过将逆变器电路结构从半桥(或SEPP)改变为全桥结构，可以输入功率。
另外，显然通过使电源单元3具有升压功能，成为可以进一步输入功率的状态，这样的电源单元3是一般的电源单元。
在进行功率控制的情况下，采用将电源单元3的输出电压设定为规定的电压，使逆变器驱动频率变化而进行的方法；以及大致固定逆变器驱动频率，使电源单元3的输出电压变化的方法。
通过前者的方法，若将逆变器驱动频率设定得低，则输入功率升高，若将逆变器驱动频率设定得高，则输入功率降低。输出电压需要可以设定为对于提供最大功率而言足够的电压。
通过后者的方法，若将电源单元3的输出设定得低，则输入功率降低，若设定得高，则输入功率升高。逆变器驱动频率，需要可以设定为对于提供最大功率而言足够的频率。
此外，显然可以仅使用上述两种方法中的任何一种来进行功率控制，然而，通过将二者组合使用，可以将电源单元3自身的损耗和逆变器电路50的损耗的总和抑制得较低地进行功率控制。具体地，通过在设定低功率的情况下使用后者的方法，在设定高功率的情况下使用前者的方法，或者使用双方的中间区域，可以实现功率控制。
图6是基于上述方法的功率控制例。在图6中，横轴是设定的目标功率W，纵轴是逆变器驱动频率f以及电源单元3的输出电压V。
图6(a)是前者的方法，图6(b)是后者的方法，图6(c)是将两者组合的方法。
通过图6(c)的方法，在最大功率设定和最小功率设定间的规定的功率设定中，切换(a)和(b)的方法。达到任意的功率设定值Wx，仅使逆变器驱动频率f或电源单元3的输出电压设定V中的某一方变化。
图7是说明，在判断为高阻抗或低谐振频率的负载的情况下，且将低功率区域设定为目标功率的情况的动作的电路框图。本图是在图1中选取出仅在上述负载的情况下需要动作的电路块部分的图，省略在此的说明。
在高阻抗或低谐振频率的负载中，如图5的说明中所述那样，当增加加热线圈4的匝数，试图与低阻抗或高谐振频率的负载共用时，在高阻抗或低谐振频率的负载中，可以用低逆变器电流加热被加热金属体。但是，在输出低功率的情况下，由于逆变器电流较低，作为过渡电压抑制用，对连接开关元件101、102、201、202的缓冲电容器105、106、205、206的充放电电流增大，出现由于开关元件101、102、201、202的损耗增加，开关元件的温度上升而损坏，或者热效率极端恶化等危害。
在图7中，为了解决上述问题，在图5的电路结构中，将开关元件210固定为断开状态，将开关元件202固定为导通状态，作为半桥(SEPP)结构使其动作。
由于成为半桥结构，在与全桥结构相比施加相同的电源电压，驱动频率相同的情况下，输入前者的功率约为输入后者的功率的1/4。此时，与开关部200的开关元件并联连接的缓冲电容器205、206，由于状态被固定，所以不流过充放电电流，从而也不发生开关元件201、202的损耗。
另外，为了输入低功率，由于可以用比全桥结构的情况更低的驱动频率，所以与开关部100的开关元件101、102并联连接的缓冲电容器105、106的充放电次数减少，也可以降低开关元件101、102的损耗。
为了进行功率控制，采用和图5的情况相同，将电源单元3的输出电压设定为规定的电压，使逆变器驱动频率变化而进行功率控制的方法；以及大致固定逆变器驱动频率，使电源单元3的输出电压变化的方法。
本控制，在图5的逆变器结构中可以设定的功率控制范围中包含的低功率区域中，并用或切换使用作为损耗更低且加热效率更高的方法是有效的。
图8是基于上述方法的功率控制例。在图8中，横轴是设定的目标功率，纵轴是逆变器驱动频率f以及电源单元3的输出电压V。
图8(a)，当达到低功率区域的目标功率Wx时，切换全桥结构和半桥结构。在Wx以上的区域F的情况下为全桥结构，在未达到Wx的区域H的情况下为半桥结构。在区域H中，固定电源单元3的输出电压，仅使逆变器驱动频率f变化地进行功率控制。在区域F中，固定电源单元3的输出电压V，使逆变器驱动频率f变化地进行功率控制。即使设定相同的频率，也可以在区域F中输入更高的功率。
图8(b)是，达到低功率区域的目标功率Wx时，切换全桥结构和半桥结构，在比其高的目标功率Wy，对全桥结构的情况下的功率控制方法进行切换组合得到的方法。
这样，可以判断负载的状态，当是低阻抗或高谐振频率的负载时，成为半桥结构的逆变器电路，当是高阻抗或低谐振频率的负载时，成为全桥结构的逆变器电路，来选择最适合的电路结构，通过各个逆变器驱动频率f和电源单元3的输出电压V的组合进行功率控制，可以降低开关元件101、102、201、202的损耗。
另外，由于可以采用切换为适合于负载的逆变器电路50的结构，易于控制逆变器电路50的驱动频率或电源单元3的输出电压中的某一个的方法，因此，可以提供具有低损耗、应对负载变动能力强的逆变器电路50的感应加热烹调器。
权利要求
1.一种感应加热烹调器，其特征在于，具有输出直流电压的电源单元；经由所述电源单元使高频率电流流过由谐振电容器和加热线圈构成的串联谐振电路，使被配置在所述加热线圈附近的被加热金属体中产生涡电流，进行加热的逆变器电路；检测所述电源单元的输入电流的输入电流检测单元；检测流经所述串联谐振电路的电流的逆变器电流检测单元；根据所述输入电流检测单元以及逆变器电流检测单元的输入，检测负载的状态的负载状态检测单元；检测所述电源单元的输入电压的电压检测单元；以及至少控制所述电源单元的输出电压和所述逆变器电路的控制单元，所述逆变器电路，对所述串联谐振电路可以切换为半桥结构或全桥结构，所述控制单元，通过所述负载状态检测单元的输出、和输入到被加热金属体的设定功率，将所述逆变器电路切换为半桥结构或全桥结构，并且，使所述电源单元的输出电压以及所述逆变器电路的驱动频率中的某一方变化，对输入到被加热金属体的功率进行控制。
2.根据权利要求1所述的感应加热烹调器，其特征在于，所述负载状态检测单元，在多个阶段判断所述串联谐振电路的阻抗、或谐振频率的高低状态。
3.根据权利要求1或2所述的感应加热烹调器，其特征在于，在所述负载状态检测单元判断为低阻抗或高谐振频率的情况下，所述控制单元将所述逆变器电路切换为半桥结构，并且，大致固定逆变器电路的驱动频率，改变电源单元的输出电压来进行控制。
4.根据权利要求1或2所述的感应加热烹调器，其特征在于，在所述负载状态检测单元判断为高阻抗或低谐振频率的情况下，所述控制单元将所述逆变器电路切换为全桥结构，并且，改变逆变器电路的驱动频率以及电源单元的输出电压来进行控制。
5.根据权利要求1或2所述的感应加热烹调器，其特征在于，在所述负载状态检测单元判断为高阻抗或低谐振频率的情况下，且输入被加热金属体的功率为低功率的情况下，切换为半桥结构，所述控制单元改变所述逆变器电路的驱动频率以及电源单元的输出电压来进行控制。
全文摘要
检测负载的状态，选择适于加热的逆变器电路结构，并设定逆变器驱动条件。本发明的感应加热烹调器具有电源单元、逆变器电路、输入电流检测单元、逆变器电流检测单元、检测负载的状态的负载状态检测单元、检测所述电源单元的输入电压的电压检测单元、至少控制所述电源单元的输出电压以及所述逆变器电路的控制单元，逆变器电路为可以切换为半桥结构或全桥结构的结构，控制单元，根据负载状态检测单元的输出、和输入到被加热金属体的设定功率，切换半桥结构或全桥结构，并且使电源单元的输出电压和逆变器电路的驱动频率中的某一方变化，来对输入被加热金属体的功率进行控制。
文档编号H05B6/12GK1937864SQ20061015344
公开日2007年3月28日 申请日期2006年9月15日 优先权日2005年9月16日
发明者矶贝雅之, 岛田直, 大岛信夫 申请人:日立空调·家用电器株式会社