专利名称：放电管用驱动电路及其控制方法
技术领域：
本发明涉及一种驱动电路及其控制方法，特别是指一种用于驱动放电管(Discharge Lamp)的驱动电路及其控制方法。
背景技术：
近年来，随着热阴极荧光灯管(Hot Cathode FluorescentLamp)、冷阴极荧光灯管(Cold Cathode Fluorescent Lamp)、外部电极荧光灯管(External Electrode Fluorescent Lamp)、霓虹灯管(Neon Lamp)等放电管被广泛运用在液晶显示装置的背光系统、广告显示装置及一般照明装置等，用于将直流电源(DCPower)转换为交流电源(AC Power)以驱动放电管的驱动电路的小型化及高效率化也愈来愈受重视。
参阅图1，以往的用于驱动一放电管87的驱动电路包含一控制单元81、一开关单元82及一升压变压器(Step-up Transformer)83。该升压变压器83包括一与该开关单元82电连接的一次绕组831及一与该放电管87电连接的二次绕组832。
该控制单元81控制该开关单元82，使一直流电源周期性地反向以产生一交流的驱动信号来驱动该升压变压器83。
本发明的发明人在日本发明专利第2733817号(或美国专利第6054955号)揭露了该升压变压器83的二次绕组832与该放电管87之间形成一谐振电路(Tank Circuit)。该谐振电路由该二次绕组832的漏电感(Leakage Inductance)836、该二次绕组832的分布电容(Distributed Capacitance)、该放电管87周围的杂散电容(Stray Capacitance)及一可适当地加入的辅助电容88所构成。该二次绕组832的漏电感836也可以被一抗流线圈(ChokeCoil)取代。
该谐振电路的谐振频率的计算方式如下fr=12πLs(Cw+Ca+Cs)]]>其中，fr是该谐振频率，Ls是该二次绕组832的漏电感836，Cw是该二次绕组832的分布电容，Cs是该放电管87周围的杂散电容，而Ca是该辅助电容88。该谐振电路的谐振电容包括Cw、Cs及Ca，且Cw的值较小，虽然对fr的影响不大，但是却是一直存在的。
本发明的发明人在日本发明公开案特开第2003-168585号(或美国专利第6774580-B2号)揭露了当该升压变压器83的一次绕组831的电压与电流的相位差接近0时，流过该一次绕组831的无效电流(Reactive Current)变小，因此改善功率因素(PowerFactor)且减少铜损(Copper Loss)，进而提高该驱动电路的效率(Efficiency)。
本发明的发明人在日本发明公开案特开第2006-129669号(或美国公开案第2006-0164024号)、日本发明公开案特开第2005-176599号(或美国公开案第2006-0193152号)及日本发明公开案特开第2006-222076号(或美国公开案第2006-0152174号)揭露了几种可以用于调整该驱动信号的频率的电流检测方式。以下说明这几种电流检测方式。
(1)检测该升压变压器83的一次绕组831的电流(如图7所示)参阅图2，横轴代表该驱动信号的频率，曲线911～913是该升压变压器83的一次绕组831的电压与电流的相位差(以度为单位)，且分别反应在其它条件不变的情况下该放电管87的阻抗由大到小的改变(也就是说曲线911对应较大的阻抗，曲线912对应中等的阻抗，而曲线913对应较小的阻抗)，曲线914～916是该升压变压器83的二次绕组832与该一次绕组831的电压比除以匝数比的结果(也就是升压比)，且分别反应在其它条件不变的情况下该放电管87的阻抗由大到小的改变(也就是说曲线914对应较大的阻抗，曲线915对应中等的阻抗，而曲线916对应较小的阻抗)，而区域917圈出使该驱动电路的效率较高的频率。这个频率是位于该谐振频率的附近或较低处。为了使该驱动信号的频率落在区域917，可以利用图6或图7所示的架构来实现该驱动电路。
对于图7所示的驱动电路，当该放电管87的阻抗小时(如曲线913所示)，该升压变压器83的一次绕组831的电压与电流的相位差恒小于0。此时，当该驱动电路由较高频率往较低频率(或由较低频率往较高频率)找寻使该相位差为0的频率时，将无法找到满足这个条件的频率，使得该驱动电路一直提高频率(或降低频率)，最终造成失控现象。
虽然可通过减小该升压变压器83的二次绕组832的漏电感836，以在该放电管87的阻抗小时，使该一次绕组831的电压与电流的相位差可以等于0，避免失控现象，但是却会使该二次绕组832的电流产生高次谐波，如图3所示。该一次绕组831的电流也会产生相同的情形，使得该驱动电路产生的驱动信号的时点被干扰。
(2)检测该升压变压器83的二次绕组832的电流(如图12所示)参阅图4，横轴代表该驱动信号的频率，曲线921～923是该升压变压器83的一次绕组831的电压与该二次绕组832的电流的相位差(以度为单位)，且分别反应在其它条件不变的情况下该放电管87的阻抗由大到小的改变(也就是说曲线921对应较大的阻抗，曲线922对应中等的阻抗，而曲线923对应较小的阻抗)，而曲线924～926是该二次绕组832与该一次绕组831的电压比除以匝数比的结果(也就是升压比)，且分别反应在其它条件不变的情况下该放电管87的阻抗由大到小的改变(也就是说曲线924对应较大的阻抗，曲线925对应中等的阻抗，而曲线926对应较小的阻抗)。
不管该放电管87的阻抗大小，该驱动电路都可以找到使该升压变压器83的一次绕组831的电压与该二次绕组832的电流的相位差为0的频率，不会造成失控现象。
(3)检测该辅助电容88的电流(如图13所示)参阅图5，横轴代表该驱动信号的频率，曲线931～933是该升压变压器83的一次绕组831的电压与该辅助电容88的电流的相位差(以度为单位)，且分别反应在其它条件不变的情况下该放电管87的阻抗由大到小的改变(也就是说曲线931对应较大的阻抗，曲线932对应中等的阻抗，而曲线933对应较小的阻抗)，而曲线934～936是该升压变压器83的二次绕组832与该一次绕组831的电压比除以匝数比的结果(也就是升压比)，且分别反应在其它条件不变的情况下该放电管87的阻抗由大到小的改变(也就是说曲线934对应较大的阻抗，曲线935对应中等的阻抗，而曲线936对应较小的阻抗)。
不管该放电管87的阻抗大小，该驱动电路都可以找到使该升压变压器83的一次绕组831的电压与该辅助电容88的电流的相位差为0的频率，不会造成失控现象。
由图2、图4及图5可知所述曲线914～916、924～926、934～936的最高点所对应的频率是该谐振频率，也是使该谐振电路的品质因素(Quality Factor，简称Q值)最大的频率。随着该放电管87的阻抗由大变小，Q值会由大变小，而升压比的顶点所对应的频率也会渐渐远离该谐振频率。
由图2可知当该放电管87的阻抗产生变化时(例如冷阴极荧光灯管的阻抗会因电流的不同而有很大的变化)，使该升压变压器83的一次绕组831的电压与电流的相位差接近0的频率也会跟着改变，而这个频率是位于该谐振频率的附近或较低处(如区域917所示)。
综合以上所揭露的内容，提高该驱动电路的效率的条件有两个，一个是该升压变压器83的一次绕组831的电压与电流的相位差接近0，而另一个是该驱动电路在该谐振频率的附近或较低处驱动该升压变压器83。必须同时满足这两个条件，才能提高该驱动电路的效率。
参阅图6，日本发明公开案特开第2003-168585号(或美国专利第6774580-B2号)揭露了一种他激型(Separately Excited)驱动电路(为了方便说明，在不影响原专利案的发明特征的前提下，将原专利案中的图简化)。该他激型驱动电路包含一控制单元81、一开关单元82、一升压变压器83、一电阻84及一电容85。该升压变压器83包括一与该开关单元82电连接的一次绕组831及一与一放电管87电连接的二次绕组832。
该控制单元81控制该开关单元82，使一直流电源周期性地反向以产生一交流的驱动信号来驱动该升压变压器83。该控制单元81利用该电阻84及该电容85来决定该驱动信号的频率。
由于该他激型驱动电路是由电路设计者决定适当的驱动频率及谐振频率，该驱动电路无法自动调整该驱动频率。当该谐振频率改变(例如该放电管87周围的杂散电容改变)，使得该驱动信号的频率与该谐振频率不一致时(也就是说该驱动信号的频率不是位于该谐振频率的附近或较低处)，该驱动电路的效率降低。因此在大量生产过程中，该驱动电路的效率起伏较大。
参阅图7，美国专利第6114814号揭露了一种零电流开关型(Zero Current Switching)驱动电路(为了方便说明，在不影响原专利案的发明特征的前提下，将原专利案中的图简化)。该零电流开关型驱动电路包含一控制单元81、一开关单元82、一升压变压器83及一电流检测单元86。该升压变压器83包括一与该开关单元82电连接的一次绕组831及一与一放电管87电连接的二次绕组832。
该电流检测单元86用于检测该升压变压器83的一次绕组831的电流为零的时点。该控制单元81根据该电流检测单元86的检测结果来控制该开关单元82，使一直流电源周期性地反向以产生一交流的驱动信号来驱动该升压变压器83。所以该零电流开关型驱动电路可以自动调整驱动信号的频率。
该升压变压器83的一次绕组831的电压与电流的时序图如图8、图9及图10所示，其中，横轴代表时间，波形941、943、951是该驱动信号，波形942、944、952是该一次绕组831的电流，Tdrive是该驱动信号的周期，而Tduty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间。该驱动信号的工作比(Duty Ratio)的计算方式如下Rduty=2·TdutyTduty×100%]]>其中，Rduty是该驱动信号的工作比，Tdrive是该驱动信号的周期，而Tduty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间。
该驱动信号的工作比愈大，该放电管87的电流愈大。
如波形941～944所示，该控制单元81可以在该升压变压器83的一次绕组831的电流为零时，将该一次绕组831的两端分别与该直流电源及地电连接，经过一段时间后，再将该一次绕组831的两端同时电连接到该直流电源或地，而在下一次该一次绕组831的电流为零时，将该一次绕组831的两端反向分别与该直流电源及地电连接，经过一段时间后，再将该一次绕组831的两端同时电连接到该直流电源或地。如波形951～952所示，该控制单元81也可以在该一次绕组831的电流为零时，将该一次绕组831的两端同时电连接到该直流电源或地，经过一段时间后，再将该一次绕组831的两端分别与该直流电源及地电连接，而在下一次该一次绕组831的电流为零时，将该一次绕组831的两端同时电连接到该直流电源或地，经过一段时间后，再将该一次绕组831的两端反向分别与该直流电源及地电连接。
该驱动信号的正峰值(或负峰值)的中心点与该升压变压器83的一次绕组831的电流的正峰值(或负峰值)的相位差也就是是该一次绕组831的电压与电流的相位差。波形941、942说明该驱动信号的工作比等于100％时的情形，此时，该一次绕组831的电压与电流的相位差为0，该零电流开关型驱动电路的效率最高。而波形943、944、951、952说明该驱动信号的工作比小于100％时的情形，此时，该一次绕组831的电压与电流的相位差不为0，该零电流开关型驱动电路的效率降低。随着该驱动信号的工作比由大变小，该一次绕组831的电压与电流的相位差的绝对值会跟着变大，造成该零电流开关型驱动电路的效率愈来愈低。
由于该零电流开关型驱动电路会通过改变该驱动信号的工作比来调整该放电管87的电流，以调整该放电管87的亮度，达到调光(Dimming)的效果，因此该零电流开关型驱动电路经常是在该驱动信号的工作比小于100％的情形下动作，造成该零电流开关型驱动电路经常是在效率低的情形下动作。
再者，由于该电流检测单元86的检测方式与本发明的发明人揭露的电流检测方式(1)相同，因此在该放电管87的阻抗小时，该零电流开关型驱动电路可能会失控，使得可靠度降低，而如果减小该升压变压器83的二次绕组832的漏电感836以避免失控，则会因为该一次绕组831的电流的高次谐波，使得该电流检测单元86检测出的时点混乱，造成该零电流开关型驱动电路无法正常动作。
另外，在图10中，由于该升压变压器83的一次绕组831的电流相位超前电压相位，该一次绕组831呈电容性，当该控制单元81使该一次绕组831的两端分别与该直流电源及地电连接的瞬间会有电流突波产生，使得该开关单元82有过大的电流流过，容易造成该开关单元82损坏。
参阅图11，美国专利第6114814号也揭露了一种非零电流开关型驱动电路的波形，其中，横轴代表时间，波形961是该驱动信号，波形962是该升压变压器83的一次绕组831的电流，Tdrive是该驱动信号的周期，而Tduty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间。不管该驱动信号的工作比是否等于100％，该一次绕组831的电流的正峰值都会出现在该驱动信号的正峰值的中心点，而该电流的负峰值都会出现在该驱动信号的负峰值的中心点，该一次绕组831的电压与电流的相位差接近0。因此，使用此种波形的非零电流开关型驱动电路才会在效率高的情形下动作。
发明内容
本发明的目的在于提供一种可以自动调整驱动频率的放电管用驱动电路及其控制方法。
而本发明的另一目的在于提供一种不会失控的放电管用驱动电路及其控制方法。
本发明放电管用驱动电路包含一升压变压器、一检测器及一控制器。
该升压变压器包括一个一次绕组及一个二次绕组。该二次绕组与该放电管电连接，且该二次绕组的分布电容、该放电管周围的杂散电容及一与该放电管并联的辅助电容与该二次绕组的漏电感谐振，并产生一谐振电流。
该检测器检测该谐振电流的相位，并输出一反应该谐振电流的相位的检测信号。
该控制器与该检测器及该升压变压器的一次绕组电连接，并从该检测器接收该检测信号，且产生一驱动信号来驱动该升压变压器。该控制器记录一与该驱动信号的频率对应的计算值，并通过侦测该检测信号调整该计算值，且根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形。
本发明所述的放电管用驱动电路，该控制器使该驱动信号与该谐振电流的相位差接近0。
本发明所述的放电管用驱动电路，该控制器还记录一设定值，且根据该设定值以计数方式决定该驱动信号与该谐振电流的相位差。
本发明所述的放电管用驱动电路，该控制器包括一计数器，用于实现根据该设定值以计数方式造成时间位移来决定该驱动信号与该谐振电流的相位差中的计数方式。
本发明所述的放电管用驱动电路，该检测器是检测该升压变压器的一次绕组的电流，该控制器还侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
本发明所述的放电管用驱动电路，该检测器包括一其阳极接地的齐纳二极管，该齐纳二极管透过一辅助变压器与该升压变压器的一次绕组串联。
本发明所述的放电管用驱动电路，该检测器包括一其阳极接地的齐纳二极管，该齐纳二极管与该升压变压器的二次绕组及该辅助电容的其中之一串联。
本发明所述的放电管用驱动电路，该检测器包括一光耦合器，该光耦合器透过一辅助变压器与该升压变压器的一次绕组串联，该控制器还侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
本发明所述的放电管用驱动电路，该检测器包括一光耦合器，该光耦合器与该升压变压器的二次绕组及该辅助电容的其中之一串联。
本发明所述的放电管用驱动电路，该控制器还包括一测试模式，当在该测试模式操作时，该控制器由小到大改变该计算值，且根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形，并找出使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差接近0的计算值。
本发明所述的放电管用驱动电路，该控制器还包括一测试模式，当在该测试模式操作时，该控制器由大到小改变该计算值，且根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形，并找出使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差接近0的计算值。
本发明所述的放电管用驱动电路，该控制器包括一开关单元，与该升压变压器的一次绕组电连接，并接收一直流电源及一控制信号，且根据该控制信号使该直流电源周期性地反向以产生交流的该驱动信号；一振荡单元，产生一振荡信号，且该振荡信号的频率大于该驱动信号的频率；一处理单元，与该检测器电连接，并从该检测器接收该检测信号，且记录该计算值，该计算值有一预设值，该处理单元通过侦测该检测信号逐渐调整该计算值原先给定的预设值；及一波形产生单元，与该振荡单元、该处理单元及该开关单元电连接，并从该振荡单元及该处理单元分别接收该振荡信号及该计算值，且根据该计算值以计数该振荡信号的方式合成该控制信号并输出到该开关单元。
而本发明放电管用驱动电路的控制方法适用于该放电管用驱动电路，该驱动电路包含一升压变压器，该升压变压器包括一个一次绕组及一个二次绕组，该二次绕组与该放电管电连接，且该二次绕组的分布电容、该放电管周围的杂散电容及一与该放电管并联的辅助电容与该二次绕组的漏电感谐振，并产生一谐振电流，并包含以下步骤检测该谐振电流的相位，并产生一反应该谐振电流的相位的检测信号；通过侦测该检测信号，调整与用来驱动该升压变压器的一次绕组的驱动信号的频率对应的一计算值；及根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形。
本发明所述的放电管用驱动电路的控制方法，调整该计算值的方式是使该驱动信号与该谐振电流的相位差接近0。
本发明所述的放电管用驱动电路的控制方法，还包含一步骤是根据一设定值以计数方式造成时间位移来决定该驱动信号与该谐振电流的相位差。
本发明所述的放电管用驱动电路的控制方法，还包含一步骤是侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
本发明所述的放电管用驱动电路的控制方法，是使用一其阳极接地的齐纳二极管来检测该谐振电流的相位，该齐纳二极管透过一辅助变压器与该升压变压器的一次绕组串联，该控制方法还包含一步骤是侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
本发明所述的放电管用驱动电路的控制方法，是使用一其阳极接地的齐纳二极管来检测该谐振电流的相位，该齐纳二极管与该升压变压器的二次绕组及该辅助电容的其中之一串联。
本发明所述的放电管用驱动电路的控制方法，是使用一光耦合器来检测该谐振电流的相位，该光耦合器透过一辅助变压器与该升压变压器的一次绕组串联，该控制方法还包含一步骤是侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
本发明所述的放电管用驱动电路的控制方法，是使用一光耦合器来检测该谐振电流的相位，该光耦合器与该升压变压器的二次绕组及该辅助电容的其中之一串联。
本发明可以使用不会失控的方式来检测该谐振电流的相位，也可以在使用可能会失控的方式来检测该谐振电流的相位时，还侦测是否发生失控现象，并在侦测到失控时，将该驱动信号的频率固定，就可避免失控。
因此，本发明通过自动调整该驱动信号的频率及不会失控，可以达到降低大量生产时的效率起伏及提高可靠度的功效。
图1是一电路方块图，说明以往的驱动电路；图2是一频率响应图，说明以往的电流检测方式(1)；图3是一时序图，说明一升压变压器的一次绕组的电流产生高次谐波时的情形；图4是一频率响应图，说明以往的电流检测方式(2)；图5是一频率响应图，说明以往的电流检测方式(3)；图6是一电路方块图，说明以往的他激型驱动电路；图7是一电路方块图，说明以往的零电流开关型驱动电路；图8是一时序图，说明该零电流开关型驱动电路的时序；图9是一时序图，说明该零电流开关型驱动电路的一种产生一驱动信号的方式；图10是一时序图，说明该零电流开关型驱动电路的另一种产生该驱动信号的方式；图11是一时序图，说明以往的非零电流开关型驱动电路的一种产生该驱动信号的方式；
图12是一电路方块图，说明该电流检测方式(2)；图13是一电路方块图，说明该电流检测方式(3)；图14是一电路方块图，说明本发明放电管用驱动电路的第一较佳实施例；图15是一时序图，说明该第一较佳实施例在检测谐振电流的相位的情形；图16是一时序图，说明该第一较佳实施例在合成一驱动信号的情形；图17是一时序图，说明本发明的第二较佳实施例在一相位设定值小于一第一计算值的情形；图18是一时序图，说明该第二较佳实施例在该相位设定值大于该第一计算值的情形；图19是一频率响应图，说明提高效率的方法；图20是一电路方块图，说明本发明的第三较佳实施例。
具体实施例方式
下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明。
本发明放电管用驱动电路适用于驱动至少一放电管4，且利用以往的提高该驱动电路的效率的条件及电流检测方式。当本发明用于驱动多个放电管4时，所述放电管4呈并联，且可适当地加入一分流电路进行分流。在以下以本发明用于驱动一放电管4的情形来说明。
参阅图14，本发明的第一较佳实施例包含一升压变压器1、一检测器2及一控制器3。
该升压变压器1包括一个一次绕组11及一个二次绕组12。该二次绕组12与该放电管4电连接，且该二次绕组12的分布电容、该放电管4周围的杂散电容及一可适当地加入的辅助电容5与该二次绕组12的漏电感121谐振，并产生一谐振电流。
该检测器2用于检测该谐振电流的相位、该放电管4的电流大小及该升压变压器1的二次绕组12的电压大小，并输出一反应该谐振电流的相位的第一检测信号、一反应该放电管4的电流大小的第二检测信号，及一反应该二次绕组12的电压大小的第三检测信号。
在本实施例中，是利用与该辅助电容5串联且其阳极接地的一齐纳二极管(Zener Diode)21来检测该谐振电流的相位(也就是以往的电流检测方式(3))以得到该第一检测信号，但是也可以是利用与该辅助电容5串联的一光耦合器(Photo Coupler)(图未示)来检测该谐振电流的相位(也就是以往的电流检测方式(3))以得到该第一检测信号，也可以是利用与该二次绕组12串联的一齐纳二极管(图未示)或一光耦合器(图未示)来检测该谐振电流的相位(也就是以往的电流检测方式(2))以得到该第一检测信号。参阅图15，横轴代表时间，波形611是该谐振电流，而波形612是该第一检测信号。
另外，在本实施例中，使用一齐纳二极管来检测该谐振电流的相位，是可得到最接近数字信号波形的方法中最简单且成本最低的，但是也可以使用电流检测电阻(图未示)、放大器(图未示)及波形整形器(图未示)来检测该谐振电流的相位。
参阅图14，该控制器3与该检测器2及该升压变压器1的一次绕组11电连接，且包括一开关单元31、一模拟数字转换单元32、一振荡单元33、一处理单元34、一脉冲(Burst)单元35及一波形产生单元36。
该开关单元31与该升压变压器1的一次绕组11电连接，并接收一直流电源及控制信号，且根据控制信号使该直流电源周期性地反向以产生一交流的驱动信号来驱动该升压变压器1。
在本实施例中，该开关单元31是一全桥型(Full Bridge)电路，并具有四开关，分别是一第一开关311、一第二开关312、一第三开关313及一第四开关314。该第一开关311电连接在该一次绕组11的一端与地之间，该第二开关312电连接在该一次绕组11的一端与该直流电源之间，该第三开关313电连接在该一次绕组11的另一端与地之间，而该第四开关314电连接在该一次绕组11的另一端与该直流电源之间。
在本实施例中，为了提高效率，使用的波形如下所述，但是也可以使用零电流开关型驱动电路的波形。
该开关单元31的时序与该升压变压器1在其一次绕组11的电压与电流的相位差为0时的时序如图16所示，其中，横轴代表时间，波形621～624分别是该开关单元31的第一开关至第四开关311～314的控制信号，波形625是该驱动信号，波形626是该一次绕组11的电流，Tdrive是该驱动信号的周期，Tduty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间，而Toverlap是释放该一次绕组11储存的能量的时间(由于Toverlap远小于Tdrive，为了容易了解，图中放大了Toverlap)。
波形621～624中的高电位表示所述开关311～314导通，而低电位表示所述开关311～314不导通。该升压变压器1的一次绕组11的电流的正峰值出现在该驱动信号的正峰值(等于该直流电源的电压值)的中心点，而该电流的负峰值出现在该驱动信号的负峰值(其绝对值等于该直流电源的电压值)的中心点。
另外，如波形621、623所示，在Toverlap之前，该第一开关及该第三开关311、313中只有一个导通，以使该升压变压器1的一次绕组11中产生的高次谐波的能量再生。
通过调整Tdrive可以改变该升压变压器1的一次绕组11的电压与电流的相位差。通过调整Tduty可以改变该放电管4的电流，且其调整方式是以该驱动信号是正峰值或负峰值时的中心点为中心，两边等量减少或增加。该第一开关311与该第三开关313会有一段时间同时导通，使得该一次绕组11的两端同时接地(也可以改成该第二开关312与该第四开关314同时导通，使得该一次绕组11的两端同时接到该直流电源)，该一次绕组11储存的能量得以被释放，因此可以帮助该一次绕组11的电流反向，而Toverlap必须够大以便充分放电。
值得注意的是，该开关单元31也可以是一半桥型(HalfBridge)电路(图未示)、一开关缓冲型(Switched Snubber)电路(图未示)、一中心分接型(Center Tapped)电路(图未示)或一个三场效应晶体管型(3-FET)电路(图未示)，而该开关单元31的控制信号也需随着调整，视所使用的电路种类而定。当该开关单元31是开关缓冲型电路时，该放电管4会有直流电通过，造成该放电管4损坏，可适当地加入一与该放电管4串联的直流遮断电容。
参阅图14，该模拟数字转换单元32从该检测器2接收该第二检测信号及该第三检测信号，从外部接收一第一脉冲信号(是一直流电压)，并将接收到的信号分别转换为数字的一第二检测值、一第三检测值及一第一脉冲值。较佳地，该模拟数字转换单元32的采样时点避开该开关电路31的切换时点，避免受到干扰。
该振荡单元33产生一振荡信号。该振荡信号的频率大于该驱动信号的频率。
该处理单元34记录一第一计算值、一第二计算值、一第三计算值、一电流设定值及一电压设定值，并从该检测器2接收该第一检测信号，从该模拟数字转换单元32接收该第二检测值及该第三检测值。
该三计算值代表的意义如下
N1=TdriveTose]]>N2=TdutyTose]]>N3=ToverlapTose]]>其中，N1是该第一计算值，N2是该第二计算值，N3是该第三计算值，Tdrive是该驱动信号的周期，Tduty是该驱动信号的正峰值或负峰值的时间，Toverlap是释放该一次绕组11储存的能量的时间，而Tosc是该振荡信号的周期。因此该第一计算值至第三计算值及该振荡信号可以决定该驱动信号的波形。
该第一计算值有一预设值。该处理单元34通过侦测该第一检测信号，逐渐调整该第一计算值原先给定的预设值，使该驱动信号与该谐振电流的相位差接近0(详细调整情形如下段所述)。此时，如图5所揭示，该驱动电路在该谐振频率的附近驱动该升压变压器1。值得注意的是，可以是将该预设值设定成较小的值，使该处理单元34由较高频率往较低频率逐渐调整该驱动信号的频率，但是也可以是将该预设值设定成较大的值，使该处理单元34由较低频率往较高频率逐渐调整该驱动信号的频率。
在本实施例中，该处理单元34是在该开关单元31的第三开关313由不导通切换为导通的时点来侦测该第一检测信号的电压电平。当侦测到该第一检测信号的电压电平为高电位时，表示该驱动信号的相位超前(Lead)该谐振电流的相位，增加该第一计算值，使该驱动信号的相位延迟。而当侦测到该第一检测信号的电压电平为低电位时，表示该驱动信号的相位滞后(Lag)该谐振电流的相位，减少该第一计算值，使该驱动信号的相位前移。
该电流设定值由使用者决定。该处理单元34通过比较该第二检测值与该电流设定值，调整该第二计算值及该第三计算值，以使该放电管4的电流与该电流设定值对应。当该第二检测值小于该电流设定值时，增加该第二计算值及该第三计算值，而当该第二检测值大于该电流设定值时，减少该第二计算值及该第三计算值。
该电压设定值由使用者决定。该处理单元34通过比较该第三检测值与该电压设定值，判断该升压变压器1的二次绕组12的电压是否正常。当该第三检测值大于该电压设定值时，表示该二次绕组12的电压太大，送出一警示信号，以保护该驱动电路及该放电管4。参阅图14，该脉冲单元35从该振荡单元33接收该振荡信号，从该模拟数字转换单元32接收该第一脉冲值，从外部接收一第二脉冲信号及一选择信号，而从该处理单元34接收该警示信号。该第二脉冲信号的频率小于该驱动信号的频率，且该第二脉冲信号的高电位(或低电位)的时间可以被调整。该脉冲单元35对该振荡信号分频以产生其高电位(或低电位)的时间与该第一脉冲值对应且其频率小于该驱动信号的频率的信号，并根据该选择信号选择输出该信号或该第二脉冲信号当作一脉冲控制信号。当收到该警示信号时，该脉冲单元35停止动作。
该波形产生单元36从该振荡单元33接收该振荡信号，从该处理单元34接收该第一计算值至第三计算值及该警示信号，而从该脉冲单元35接收该脉冲控制信号。根据该第一计算值至第三计算值，该波形产生单元36以计数该振荡信号的方式合成如图16所示的该开关单元31的控制信号的波形621～624，且在该脉冲控制信号是高电位(或低电位)时输出所述控制信号到该开关单元31，而在该脉冲控制信号是低电位(或高电位)时不输出所述控制信号到该开关单元31。当收到该警示信号时，该波形产生单元36停止动作。
该脉冲单元35输出的脉冲控制信号与该处理单元34记录的电流设定值共同配合以调整该放电管4的平均电流，进而调整该放电管4的亮度，可以达到调光的效果。较佳地，该脉冲控制信号与该驱动信号同步，避免该升压变压器1在不动作时仍积存能量。
本发明的第二较佳实施例与该第一较佳实施例相似，不同的地方在于该处理单元34根据该第一检测信号逐渐调整该第一计算值，使该驱动信号与该谐振电流的相位差可以不为0(详细调整情形如下段所述)。此时，如图5所揭示，该驱动电路在该谐振频率的附近、较低处或较高处驱动该升压变压器1。
在本实施例中，该处理单元34还记录一由使用者决定的相位设定值，并从该振荡单元33接收该振荡信号。根据该相位设定值，该处理单元34以计数该振荡信号的方式，将侦测该第一检测信号的电压电平的时点往后移动该相位设定值乘以该振荡信号的周期的时间，且可以利用一计数器(Counter)来实现。
参阅图17，横轴代表时间，波形631是该开关单元31的第三开关313的控制信号，而波形632是该第一检测信号。当该相位设定值小于该第一计算值时，该驱动信号与该谐振电流的相位差小于0。根据图5，该驱动电路在该谐振频率的较高处驱动该升压变压器1。
参阅图18，横轴代表时间，波形641是该开关单元31的第三开关313的控制信号，而波形642是该第一检测信号。当该相位设定值大于该第一计算值时，该驱动信号与该谐振电流的相位差大于0。根据图5，该驱动电路在该谐振频率的较低处驱动该升压变压器1。
当该相位设定值等于该第一计算值时，该驱动信号与该谐振电流的相位差等于0。根据图5，该驱动电路在该谐振频率的附近驱动该升压变压器1，与该第一较佳实施例相同。
该驱动信号与该谐振电流的相位差的计算方式如下
其中，Pv-i是该驱动信号与该谐振电流的相位差，Np是该相位设定值，而N1是该第一计算值。
参阅图19(同时绘出图5中的曲线931～933及图2中的曲线911～913与区域917)，通过改变该相位设定值，可以改变该驱动信号的频率，进而改变该升压变压器1的一次绕组11的电压与电流的相位差，以调整该驱动电路的效率。当该相位设定值不小于该第一计算值时，该驱动电路在该谐振频率的附近或较低处驱动该升压变压器1(如区域917所示)，可以提高该驱动电路的效率。以此图为例，当该驱动信号与该谐振电流的相位差等于27度时，根据曲线931～933可以找出该驱动信号的频率，对应到曲线911～913可知这些频率落在区域917内，因此可以获得较高的效率。
值得注意的是，该第一及第二较佳实施例是利用以往的电流检测方式(2)及(3)来检测该谐振电流的相位，避免在找寻使电压及电流的相位差为0的频率时发生失控现象。但是也可以是利用以往的电流检测方式(1)来检测该谐振电流的相位。此时，只要该处理单元34具备侦测失控现象的功能，并在侦测到失控时关闭自动调整该驱动信号的频率的功能，将该频率固定，就可避免该驱动电路失控。例如，该处理单元34可以通过侦测该第一计算值是否过大或过小来判断是否失控，并在侦测到失控时，将该第一计算值固定。较佳地，在侦测到失控时，将该驱动信号的频率固定，使该升压变压器1的一次绕组11的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
参阅图20，本发明的第三较佳实施例与该第一较佳实施例相似，不同的地方在于该检测器2还检测该升压变压器1的一次绕组11的电流的相位，并输出一反应该相位的第四检测信号，而该处理单元34还从该检测器2接收该第四检测信号，且根据使用者设定，可以在一个一般模式或一个测试模式操作。
在本实施例中，是利用一其阳极接地的齐纳二极管22透过一辅助变压器23与该升压变压器1的一次绕组11串联来检测该一次绕组11的电流的相位(也就是以往的电流检测方式(1))以得到该第四检测信号，但是也可以是利用一光耦合器(图未示)透过该辅助变压器23与该升压变压器1的一次绕组11串联来检测该一次绕组11的电流的相位(也就是以往的电流检测方式(1))以得到该第四检测信号，也可以是利用一与该开关单元31的第一开关311或第三开关313串联的电流检测电阻(图未示)、一与该电阻电连接的放大器(图未示)及一与该放大器电连接的波形整形器(图未示)来检测该一次绕组11的电流的相位(也就是以往的电流检测方式(1))以得到该第四检测信号。
在该一般模式操作时，该驱动电路的动作与该第一、第二较佳实施例相同。在该测试模式操作时，该处理单元34将该第一计算值由小慢慢增大(或由大慢慢减小)，使该驱动信号的频率由大慢慢减小(或由小慢慢增大)。此时，根据该驱动信号及该第四检测信号，该处理单元34可以得到如图2所示的曲线，并找出使该驱动电路的效率较高的频率(也就是使该升压变压器1的一次绕组11的电压与电流的相位差接近0的频率，如区域917所示)。
值得注意的是，在该测试模式操作时，也可以是该处理单元34先根据该第一检测信号找出与该谐振频率相对应的第一计算值，再将该第一计算值慢慢增大，使该驱动信号的频率慢慢减小，以得到如图2所示的曲线。这样可以更快速找出使该驱动电路的效率较高的频率。
归纳上述，本发明放电管用驱动电路通过使用不会失控的方式来检测该谐振电流的相位，并自动调整该驱动信号的相位，进而调整该驱动信号的频率。或者在使用可能会失控的方式来检测该谐振电流的相位时，还侦测是否发生失控现象，并在侦测到失控时，将该驱动信号的频率固定，就可避免失控。因此，可以达到降低大量生产时的效率起伏及提高可靠度的功效。
权利要求
1.一种放电管用驱动电路，适用于驱动至少一放电管，其特征在于，包含一升压变压器，包括一个一次绕组及一个二次绕组，该二次绕组与该放电管电连接，且该二次绕组的分布电容、该放电管周围的杂散电容及一与该放电管并联的辅助电容与该二次绕组的漏电感谐振，并产生一谐振电流；一检测器，检测该谐振电流的相位，并输出一反应该谐振电流的相位的检测信号；及一控制器，与该检测器及该升压变压器的一次绕组电连接，并从该检测器接收该检测信号，且产生一驱动信号来驱动该升压变压器，该控制器记录一与该驱动信号的频率对应的计算值，并通过侦测该检测信号调整该计算值，且根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形。
2.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该控制器使该驱动信号与该谐振电流的相位差接近0。
3.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该控制器还记录一设定值，且根据该设定值以计数方式决定该驱动信号与该谐振电流的相位差。
4.根据权利要求3所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该控制器包括一计数器，用于实现根据该设定值以计数方式造成时间位移来决定该驱动信号与该谐振电流的相位差中的计数方式。
5.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该检测器是检测该升压变压器的一次绕组的电流，该控制器还侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
6.根据权利要求5所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该检测器包括一其阳极接地的齐纳二极管，该齐纳二极管透过一辅助变压器与该升压变压器的一次绕组串联。
7.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该检测器包括一其阳极接地的齐纳二极管，该齐纳二极管与该升压变压器的二次绕组及该辅助电容的其中之一串联。
8.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该检测器包括一光耦合器，该光耦合器透过一辅助变压器与该升压变压器的一次绕组串联，该控制器还侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
9.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该检测器包括一光耦合器，该光耦合器与该升压变压器的二次绕组及该辅助电容的其中之一串联。
10.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该控制器还包括一测试模式，当在该测试模式操作时，该控制器由小到大改变该计算值，且根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形，并找出使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差接近0的计算值。
11.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该控制器还包括一测试模式，当在该测试模式操作时，该控制器由大到小改变该计算值，且根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形，并找出使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差接近0的计算值。
12.根据权利要求1所述的放电管用驱动电路，其特征在于，该控制器包括一开关单元，与该升压变压器的一次绕组电连接，并接收一直流电源及一控制信号，且根据该控制信号使该直流电源周期性地反向以产生交流的该驱动信号；一振荡单元，产生一振荡信号，且该振荡信号的频率大于该驱动信号的频率；一处理单元，与该检测器电连接，并从该检测器接收该检测信号，且记录该计算值，该计算值有一预设值，该处理单元通过侦测该检测信号逐渐调整该计算值原先给定的预设值；及一波形产生单元，与该振荡单元、该处理单元及该开关单元电连接，并从该振荡单元及该处理单元分别接收该振荡信号及该计算值，且根据该计算值以计数该振荡信号的方式合成该控制信号并输出到该开关单元。
13.一种放电管用驱动电路的控制方法，该驱动电路适用于驱动至少一放电管，并包含一升压变压器，该升压变压器包括一个一次绕组及一个二次绕组，该二次绕组与该放电管电连接，且该二次绕组的分布电容、该放电管周围的杂散电容及一与该放电管并联的辅助电容与该二次绕组的漏电感谐振，并产生一谐振电流，其特征在于，包含以下步骤检测该谐振电流的相位，并产生一反应该谐振电流的相位的检测信号；通过侦测该检测信号，调整与用来驱动该升压变压器的一次绕组的驱动信号的频率对应的一计算值；及根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形。
14.根据权利要求13所述的放电管用驱动电路的控制方法，其特征在于，调整该计算值的方式是使该驱动信号与该谐振电流的相位差接近0。
15.根据权利要求13所述的放电管用驱动电路的控制方法，其特征在于，还包含一步骤是根据一设定值以计数方式造成时间位移来决定该驱动信号与该谐振电流的相位差。
16.根据权利要求13所述的放电管用驱动电路的控制方法，其特征在于，还包含一步骤是侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
17.根据权利要求13所述的放电管用驱动电路的控制方法，其特征在于，是使用一其阳极接地的齐纳二极管来检测该谐振电流的相位，该齐纳二极管透过一辅助变压器与该升压变压器的一次绕组串联，该控制方法还包含一步骤是侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
18.根据权利要求13所述的放电管用驱动电路的控制方法，其特征在于，是使用一其阳极接地的齐纳二极管来检测该谐振电流的相位，该齐纳二极管与该升压变压器的二次绕组及该辅助电容的其中之一串联。
19.根据权利要求13所述的放电管用驱动电路的控制方法，其特征在于，是使用一光耦合器来检测该谐振电流的相位，该光耦合器透过一辅助变压器与该升压变压器的一次绕组串联，该控制方法还包含一步骤是侦测该计算值，并在该计算值超出合理范围时，将该计算值固定，使该升压变压器的一次绕组的电压与电流的相位差位于0度到-30度的范围内。
20.根据权利要求13所述的放电管用驱动电路的控制方法，其特征在于，是使用一光耦合器来检测该谐振电流的相位，该光耦合器与该升压变压器的二次绕组及该辅助电容的其中之一串联。
全文摘要
本发明提供一种放电管用驱动电路及其控制方法，特别涉及一种放电管用驱动电路的控制方法。该驱动电路适用于驱动至少一放电管，并包含一升压变压器。该升压变压器包括一个一次绕组及一个二次绕组。该二次绕组与该放电管电连接，且二者间谐振并产生一谐振电流。该方法包含以下步骤检测该谐振电流的相位，并产生一反应该谐振电流的相位的检测信号；通过侦测该检测信号，调整与用来驱动该升压变压器的一次绕组的驱动信号的频率对应的一计算值；及根据该计算值以计数方式合成该驱动信号的波形。本发明所提供的放电管用驱动电路及其控制方法，通过自动调整该驱动信号的频率及不会失控，可以达到降低大量生产时的效率起伏及提高可靠度的功效。
文档编号H05B41/36GK101083863SQ20071000732
公开日2007年12月5日 申请日期2007年1月25日 优先权日2006年1月26日
发明者牛岛昌和 申请人:光诠科技股份有限公司