用于光疗的正弦驱动系统及方法与流程

本发明是关于用于医学应用的生物技术，包含光生物调节、光疗及生物共振。

背景技术：

引言

生物光子学是有关于光子(即光)的电子控制的生物医学领域，及光子与活细胞及组织的交互作用。生物光子学包含手术、成像、生物测定、疾病侦测及光疗。光疗是出于医学治疗目的对光子(通常为红外光、可见光及紫外光)的控制应用，医学治疗目的包含对抗损伤、疾病及免疫系统困扰。更明确言之，光疗涉及使细胞及组织连续地或在一重复间断脉冲下经受特定波长的光之一光子串流的治疗以控制活细胞及组织的能量转移及吸收行为。

脉冲光疗技术的历史

一个多世纪以来，医生、研究人员及业余实验者已涉足活细胞及组织对非离子化能量的回应，非离子化能量包含紫外光及可见光、红外光及热量、微波、无线电波、交流电(明确言的微电流)、超音波及声音。在许多情况中，使用振荡或脉冲调变能量源，据报道其导致不同于由能量的稳定应用所引起的效应的「生物调节」效应。甚至已知著名科学家及交流电之父Nicholas Tesla戏剧性地公开示范使其自身经历高频率调变的电击或「雷击」以展示AC技术及振荡能量的所假定益处。不幸的是，尽管引起了兴趣及活动，然此等耸人听闻且经较差控制的实验的结果产生一令人困惑且甚至自相矛盾的科学混合、伪科学、神秘论及宗教，而非产生对与恒定及振荡定向能量的细胞交互作用之一系统全面认识。为了传播此等相冲突且有时离奇的主张，现今的出版物、文献及网站所涉及范围是从硬科学及生物技术研究至整体医学及唯心论，且通常表示纯粹出于引诱顾客及促进产品销售目的的耸人听闻的伪科学(缺乏技术证据)。

总而言之，现今对定向能量治疗的最大兴趣是集中于用于治愈(即，光疗)的低位准脉冲光，而关于振荡能量对治愈动物及人类组织的过程的影响的初期研究并未利用光，而是涉及使用正弦电气微电流刺激组织。在20世纪50年代中期由针灸师Paul Nogier博士执行，此项记录不佳且以经验为主的工作得出结论的是，特定频率与其他相比更快刺激愈合且显示组织特异性。该等研究是在从零(DC)至20kHz的音频频率范围中执行。

尚缺乏有关所采用的治疗条件及设备的明确文件，就吾人所知，Nogier的实验的精确科学重现及对其结果的验证尚未发生且无科学技术报告出现在所提及的公开文献中。因此，Nogier的经报告观察是在该领域之后续探索及发展中作为一路标(即，一组指导原理)，而非构成一种治愈疾病或对抗疼痛的特定方法，该等经报告观察包含以下前提：

在人类患者中，受伤或病变组织的治愈及一患者所感知的疼痛随着电刺激的振荡频率(尤其为292Hz或音阶中的「D」)而改变

·音讯范围中20kHz及以下的特定频率，看似比其他频率刺激更多不同组织及器官，即，组织特异性是频率相依的

使一给定频率加倍在组织特异性、效应及功效方面的表现看似与原始频率类似。

奇怪的是，在最后一项中注意到，一频率的偶数倍表现类似，暗指在细胞生物及生理过程中的谐波行为。此谐波行为类似于一钢琴及其键盘的设计，其中使一频率加倍或减半在音乐上相当于相同音符一个八音度，即，八个全音，此高于或低于原始频率。又，「偶次」谐波的所报告益处是与更有效地展示偶次谐波耦合能量的物理系统的数学分析一致，且与呈现奇次谐波的电路或系统相比表现为更具可预见性。

虽然Nogier的观察报告已在医学研究界(尤其是在其对光疗的可应用性方面)成为一严肃的研究课题，然其等亦引发促进高度可疑的形而上学及宗教原则的狂热主张，即，生命包括单一纯粹频率，扰乱该频率的任何事物表示疾病或损伤，以及消除或去除此等不利频率将以某种方式恢复健康。尽管已用科学方式揭穿此等维持健康的不可信主张，但此理论的支持者仍继续提供使用所谓的「生物共振」来「提高」人的健康频率以求更健康长寿的以盈利为目的的产品及服务。

在本申请案的内容脉络下，本文中对生物共振的任何论述并非是指对字词生物共振的此形而上学的解释而是指由光生物调节所引起的在细胞及组织中明确定义的生化过程。事实上，科学量测揭露，并非一个而是许多频率同时共存于人类身体中。此等经量测频率(一些为随机频率、一些为固定频率及一些为时变频率)主要存在于音频频谱中，即，低于20kHz。此等自然发生的频率包含控制心脏功能的ECG信号、大脑中控制思想的EEG信号、由视神经携载的视觉信号、周边肌肉中的时变肌肉刺激、肠及子宫中的蠕动肌肉收缩、来自由中枢神经系统及脊髓携载的触觉的神经冲动等等。在人类、其他哺乳动物及鸟类中观察到类似信号。因此，很明显不存在均匀描述生命之一健康状况的一频率。

始于20世纪60年代末，医学兴趣从微电流转向光疗，如由俄国人及捷克人倡导且之后在20世纪80年代由美国的NASA赞助的研究倡导。在研究光疗(亦称为低位准光疗法(LLLP))的过程中，引发调变频率的相同问题，其针对光疗治疗比较脉冲光与连续辐照。所付出的努力主要集中于在音频范围中的频率下(即，低于20kHz)施加脉冲的红光及红外光。

许多研究及临床试验已针对光疗比较各种脉冲红外激光方法与连续波治疗。在2010年8月出版于《Lasers Surg.Med.》中，第42(6)卷、第450页至466页的期刊论文「Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy」中，来自麻省总医院、哈佛医学院及其他医院的作者及医师Hashmi等人严格审查了脉冲波(PW)与连续波(CW)测试的九个直接比较试验。关于此等试验，六项研究展示脉冲治疗胜过连续照明，且仅在两个情况中连续波治疗确实胜过光脉冲。然而，在此等出版著作中，对定义治疗功效的最佳脉冲条件未达成共识或一致意见。

于2011年9月10日由X.Wu等人出版于《Laser Medical Science》中标题为「Comparison of the Effects of Pulsed and Continuous Wave Light on Axonal Regeneration in a Rat Model of Spinal Cord Injury」的展示脉冲光光疗胜过连续光的一项此研究讨论神经修复的主题。摘录包含陈述如下之一引言：「光疗法(LT)已在动物试验及临床试验两者中经调查为用于中枢神经系统的损伤及疾病之一可行治疗。基于活体内研究，LT对脊髓损伤(SCL)、外伤性脑损伤、中风及神经变性疾病的治疗产生有益影响」。

接着，研究集中于其对针对SCI的连续波(CW)光疗法对脉冲波(PW)治疗之一比较的影响。在SCI手术的15分钟内使用一808nm(红外)二极管激光经皮辐照鼠，每日持续50分钟且此后持续14个连续日。在进行更深入的讨论之后，作者作出报告：「综上所述，CW及脉冲激光光在SCI之后支持轴突再生及功能恢复。脉冲激光光具有支持较远离损伤位点的脊髓段的轴突再生的潜力。因此，使用脉冲光是针对SCI之一有前景的非侵入疗法」。

虽然此等研究的大多数利用脉冲激光，但随后开发出使用以数字方式施加脉冲的发光二极管(LED)的类似系统。此等研究(例如，Laser Med.Sci.，2009年)展示，全部事物为同等的，LED光疗比得上或胜过激光治疗。此外，LED疗法解决方案实施成本低且本质上提供大于激光方法及设备的安全性。鉴于此等考虑，本申请案将集中于基于LED的系统，但需要提醒的是，所揭示的本发明方法中的多数同样可应用于基于LED或基于半导体激光两者的解决方案。

脉冲LED光疗系统

图1绘示能够进行连续或脉冲光操作之一光疗系统的组件，包含控制及驱动LED之一LED驱动器1，LED作为从LED衬垫2发射于患者5的一些器官或身体部分的组织54上之一光子源3。尽管一人脑是展示为组织45，然可使用光疗治疗任何器官、组织或生理系统。在治疗之前、之后或期间，医生或临床医师7可借由根据监测器6上所示的观察报告控制LED驱动器1的设定来调整治疗。

虽然存在许多潜在机构，如图2中所展示，然普遍认为，负责光疗治疗期间的光生物调节的占主导的光生物过程22在线粒体21内发生，线粒体21是存在于每个真核细胞20中的一细胞器官，包括植物及动物(包含鸟类、哺乳动物、马及人类)两者。按目前的理解，光生物过程22尤其涉及撞击一分子细胞色素c氧化酶(CCO)24的一光子23，该分子细胞色素c氧化酶24充当一电池充电器，其借由将单磷酸腺苷(AMP)变换成一较高能量分子二磷酸腺苷(ADP)及将ADP转换成一甚至更高能量分子三磷酸腺苷(ATP)来增加细胞能量含量。在依AMP至ADP至ATP的充电序列25增加所储存能量的过程中，细胞色素c氧化酶24起到类似于电池充电器的作用，其中ATP 26充当储存能量的一细胞电池，该过程可被视为动物「光合作用」。细胞色素c氧化酶24亦能够依ATP充电序列25将来自由食物消化所产生或透过消化与光合作用的一组合所产生的葡萄糖的能量转换成燃料。

为对细胞新陈代谢供能，ATP 26能够通过一ATP至ADP至AMP放电过程28释放能量29。接着，能量29用于驱动蛋白质合成，包含形成触媒、酶、DNA聚合酶及其他生物分子。

光生物过程22的另一态样在于，细胞色素c氧化酶24是一氧化氮(NO)27的一清除剂，是在神经元沟通及血管生成、新动脉及毛细血管生长中的一重要的信号传递分子。对在光疗期间受治疗的细胞中的细胞色素c氧化酶24的照明使得在损伤或感染组织的附近释放NO 27，从而增加至经治疗组织的血流量及氧递送，加速愈合、组织修复及免疫响应。

为执行光疗及刺激细胞色素c氧化酶24从一光子23吸收能量，光源与吸收光的组织之间的中介组织不能阻断或吸收该光。人类组织的电磁辐射(EMR)分子吸收光谱是绘示于如图3中所展示的吸收是数对电磁辐射的波长λ(以nm为单位进行量测)的一图表40中。图3展示氧合血红蛋白(曲线44a)、脱氧血红蛋白(曲线44b)、细胞色素c(曲线41a、41b)、水(曲线42)及脂肪以及脂质(曲线43)的依据光的波长而变化的相对吸收系数。如所绘示，脱氧血红蛋白(曲线44b)及亦氧合血红蛋白(即，血液)(曲线44a)强烈吸收在可见光谱的红光部分中的光，尤其针对短于650nm的波长。在该光谱的红外部分中的较长波长处，即，高于950nm处，EMR是借由水(H2O)(曲线42)吸收。在650nm至950nm之间的波长处，人类组织基本上是透明的，如借由透明光学窗45所绘示。

除借由脂肪及脂质(曲线43)的吸收以外，在透明光学窗45内包括具有波长λ的光子23的EMR是借由细胞色素c氧化酶(曲线41a、41b)直接吸收。明确言之，细胞色素c氧化酶24吸收光谱中借由曲线41b表示的未受水或血液阻止的红外部分。借由可见光谱的红光部分中的光照明的细胞色素c氧化酶(曲线41a)的一次要吸收尾液是由脱氧血红蛋白(曲线44b)的吸收性质部分阻断，从而限制深部组织的任何光生物回应但仍活动于上皮组织及细胞中。因此，图3展示对皮肤及内脏器官及组织的光疗需要不同治疗及光波长，针对皮肤为红光且针对内脏组织及器官为红外光。

目前的光子递送系统

为在光疗期间达成至组织中的最大能量耦合，设计一种使用光子一致及均匀地照明组织的一致递送系统是重要的。虽然早期尝试使用滤光灯、但灯对于患者而言是极热且不舒服，可能灼伤患者及医生，且在经延长持续时间的一治疗期间维持均匀照明是极其困难的。灯亦遭受短寿命，且若使用稀薄气体进行构造，则定期更换亦可为昂贵的。由于滤光器，该等灯必须运行得非常热以达成所需光子通量以在合理治疗持续时间内实现一有效疗法。未经滤光的灯，如太阳，实际上递送太宽的光谱且因同时刺激有益及有害化学反应(一些涉及有害射线，尤其在电磁光谱的紫外部分中)而限制光子的功效。

作为一替代例，已采用且将继续采用激光以执行光疗。如同灯，激光冒烧伤一患者的风险，其并非透过热量，而是借由将组织曝露至强烈集中的光学功率。为防止该问题，必须特别注意，对激光光的功率输出进行限制且使产生危险光位准的过高电流不会意外发生。第二、更实际的问题起因于一激光的小「光点尺寸」(照明区域)。因为一激光照明一小聚焦区域，所以难以治疗大器官、肌肉或组织且更容易出现一过功率条件。

关于激光的另一问题由其「相干性」引起，光的该性质阻止光展开，从而使得更加难以在治疗期间覆盖较大面积。研究揭露使用相干光的光疗并无固有的额外益处。首先，细菌、植物及动物生命持续进化且自然吸收散射光，而非相干光，此是因为相干光并不从任何已知光源自然发生。其次，上皮组织之前两层已破坏任何光学相干性，因此相干性的存在实际上归于光递送而非归于其吸收。

此外，一激光的光学光谱太窄以致不能充分激发为达成高功效光疗所需的全部有益的化学及分子转变。一激光的有限光谱，通常为在该激光的中心波长值±3nm左右的一范围，使得难以适当激发光疗中所需的全部有益的化学反应。使用一窄带宽光源难以覆盖一频率范围。例如，再次参考图3，很显然制造CCO吸收光谱(曲线41b)中所涉及的化学反应明显不同于引起吸收尾液(曲线41a)的反应。假定两个区域的吸收光谱是展示为有益的，则使用具有仅6nm宽的一波长光谱的一光源难以覆盖此宽广范围。

因此，正如阳光是一过宽光谱，其在诸多EMR波长下(一些甚至是有害的)以光生物方式激发许多相互抵触的化学反应，激光光太窄且并未刺激足够的化学反应来在光疗治疗中达到全功效。此主题在Williams等人的标题为「Phototherapy System And Process Including Dynamic LED Driver With Programmable Waveform」之一相关申请案(美国申请案第14/073,371号)中予以更详细论述，该案以引用的方式并入本文中。

为借由激发透明光学窗45中的整个范围的波长(即，从约650nm至950nm的整个宽度)而递送光疗，即使采用四个不同波长光源以跨越该范围，各光源亦将需要几乎80nm宽的一带宽。此比一激光光源的带宽要宽一个以上数量级。此范围对于激光而言简直太宽以致不能以一实际方式覆盖。现今，LED可在商业上用于发射从电磁光谱的深红外部分至紫外部分的一广泛范围的光谱。在±30nm至±40nm的带宽下，使用位于光谱的红光部分、长红光部分、短近红外(NIR)部分及中NIR部分(例如，670nm、750nm、825nm及900nm)中的中心频率更容易覆盖所要光谱。

图4绘示对于光递送问题的一较佳解决方案是采用一可挠性LED衬垫，该可挠性LED衬垫如图形59中所展示向一患者的身体弯曲。如所展示，有意折曲可挠性LED衬垫50以配合一身体附肢(在此情况中为包括组织61的腿部)，且借由尼龙搭扣绑带57拉紧。为防止滑落，可挠性LED衬垫50包含胶合至其表面的尼龙搭扣条带58。在使用中，包覆于该衬垫周围的尼龙搭扣绑带57附接至尼龙搭扣条带58，将可挠性LED衬垫50稳固地固持于适当位置而保形于一患者的腿部、手臂、颈部、背部、肩部、膝盖或包括组织61的任何其他附肢或身体部分的。

亦展示于图4中的所得益处绘示，从包括可挠性衬垫50的LED 52进入皮下组织62的所得光穿透深度63沿着受治疗的组织的横向范围是十分均匀。不像其中光源是固持于受治疗的组织上方的一硬性LED棒或不可挠性LED面板的装置，在此实例中可挠性LED衬垫50与患者的皮肤(即，上皮61)接触。为防止毒性剂透过接触而无意地扩散至LED衬垫50，一次性无菌卫生障壁51，通常为一清晰的低变应原生物相容塑料层，插入于灯衬垫50与组织62之间。LED 52与组织62之间的紧密接触对于维持持续时间为20分钟至超过1小时(时间间隔太长以致不能将一装置手动固持于适当位置中)的一致照明是至关重要的。此是手持式LED装置及小工具(包含刷子、梳子、棒及火炬)展示为对光疗治疗提供较少或无医学益处的一原因。

现今可用且展示于图5的图形中用于经控制的光递送的一先前技术光疗系统包括透过电缆72a及72b连接至一或多组可挠性LED衬垫71a至71e的一电子驱动器70且该一或多组可挠性LED衬垫71a至71e透过短电连接器73a至73d彼此连接。

明确言之，电子LED驱动器70的电输出是借由电缆72a连接至中心可挠性LED衬垫71a，该中心可挠性LED衬垫71a继而分别透过电连接器73a及73b连接至相关联侧可挠性LED衬垫71b及71c。连接至电子驱动器70的第二电输出的第二组LED衬垫是借由电缆72b连接至中心可挠性LED衬垫71c，该中心可挠性LED衬垫71c继而分别透过电连接器73c及73d连接至相关联侧可挠性LED衬垫71d及71e，电连接器73c及73d定位于LED衬垫71c的垂直于电缆72b所附接的边缘的边缘上。可挠性LED衬垫的使用及电子LED驱动器70在高达900mA的电流下独立驱动两组LED衬垫(其中各包括一组三个衬垫)的能力使光疗系统成为现今一流的产品供应。

尽管其在技术上具有优势，先前技术光疗系统仍遭受许多限制及缺点，包含其LED衬垫的较差可靠性；无法控制跨该等LED衬垫的LED电流(且因此光均匀度)；在驱动LED的激发型样方面的控制有限；安全性及诊断特征有限；及无法经由因特网、无线地或借由云服务传达或接收更新内容。借由许多相关专利解决此等各种不足之处。

改良可挠性LED衬垫的可靠性是在R.K.Williams等人的标题为「Improved Flexible LED Light Pad for Phototherapy」且以引用方式并入本文中的一相关申请案(2014年YYY YY申请的美国申请案第XX/XXX,XXX号)中详细讨论。图6A绘示经改良可挠性LED衬垫组的一视图，该经改良可挠性LED衬垫组几乎消除全部离散导线及直接焊接至该等LED衬垫内的PCB中的任何导线(除了与中心电缆82相关联的导线以外)同时在将可挠性LED衬垫定位及配置于正接受光疗的一患者上时实现明显更大的可挠性。

如所展示，LED衬垫组包含三个可挠性LED衬垫，可挠性LED衬垫包括具有相关联电缆82的中心可挠性LED衬垫80a及两个侧可挠性LED衬垫80b及80c。全部三个LED衬垫80a至80c包含用于连接衬垫至衬垫电缆85a及85b的两个连接器插座84。尽管如所展示连接器插座84在此透视图中并不可见，然其存在易于借由在聚合物可挠性LED衬垫80b中的隆起物86识别，且在可挠性LED衬垫80a及80c中是类似的。衬垫至衬垫电缆85a及85b分别将中心LED衬垫80a电连接至LED衬垫80b及80c。

透过明确建立的大批量供应链制造的业界标准USB连接器以有竞争力的成本维持高效能及一致质量，其等使用牢固安装至一印刷电路板的插座84，以及USB电缆85a及85b，藉此整合电屏蔽及模制插头且阻止由重复挠曲及折曲而引起的破损。此外，USB连接器电缆85a及85b能够可靠地传导高达1A的电流且在延长使用期间避免过度电压降或电迁移故障。除USB电缆以外，其他连接器及电缆组选项包含迷你USB、IEEE-1394及其他。在图6A中所展示的实例中，8接针矩形USB连接器版式是因其耐久性、强度及普遍性而被选取。

在图6a中所展示的实施例中，中心可挠性LED衬垫80a是矩形且包含用于连接至电缆82的应变消除接头81及两个USB插座84，应变消除接头81及USB插座84全部定位于中心LED衬垫80a的相同的边缘上，展示为衬垫边缘与x轴平行。类似地，侧LED衬垫80b及80c的各者亦为矩形且包含亦定位于相同边缘上的两个USB插座。此连接方案是明显不同于在图5中所展示的先前技术装置，在该先前技术装置中，连接器插座是专有的且定位于LED衬垫71a至71c及71c至71e的面对彼此的边缘上。

此设计变化的益处很大程度上改良内科医师或临床医师在将LED衬垫定位于受治疗的患者上时的选择。因为连接器插座并未如其等在先前技术装置中般面对彼此，所以连接器电缆85a及85b不需要较短来容许LED衬垫的紧密放置。事实上，在所展示的实例中，即使采用长电缆，LED衬垫80a、80b及80c亦可视需要无论如何皆在未施加任何应力于电缆85a及85b上的情况下实际上彼此邻接。在LED衬垫碰触的情况下，所揭示的可挠性LED衬垫组的通用性为医生提供在最小治疗区域中利用最高数目个LED的能力。

替代性地，可挠性LED衬垫可放置为相距甚远，举例而言，跨肩部及沿手臂向下，或可以两个衬垫定位为紧邻且第三部分定位为较远离而进行分组。藉助电缆85a及85b中的电屏蔽，该等衬垫可定位为相距甚远，而不遭受困扰先前所展示的先前技术解决方案的噪声灵敏度。

图6A中所展示的设计亦使临床医师易于定位可挠性LED衬垫80a至80c，折曲该等可挠性LED衬垫以配合至患者的身体(例如，在胃部及肾脏周围)且接着借由附接至尼龙搭扣绑带92的尼龙搭扣带93固定该等衬垫80a至80c，尼龙搭扣绑带92稳固附接至该等LED衬垫80a至80c。个别可挠性LED衬垫80a至80c及将其等绑在一起的尼龙搭扣带93的折曲是绘示于图6B中，其中折曲带93及衬垫80a至80c以围绕在x轴的方向上具有曲率的弯曲表面配合。为在x轴的方向上进行折曲，无平行于该x轴定向的刚性PCB可嵌入于LED衬垫80a至80c的任一者内。

在中心LED衬垫80a中，电缆82及一RJ45连接器83是用于将LED衬垫80a至80c电连接至LED控制器以保护及维持与现今在诊所及医院中操作的现有LED控制器的向后兼容性。若包含用于将RJ45连接器83转换至USB连接器的配接器，则可挠性LED衬垫80a可经修改以免除电缆82及应变消除接头81，而非使用第三USB插座84取代中心连接且非使用类似于USB电缆85a但通常在长度上较长的另一USB电缆来取代电缆82。

控制LED电流以改良光均匀度、提供提高的安全性及自我诊断能力同时加强LED激发型样的控制的方法描述于上文引用的美国专利申请案第14/073,371号中。

LED激发型样的控制

精确控制光脉冲的激发型样，需要包括先进电子控制的更精密的光疗系统。此电路可从(例如)用于HDTV LED背光系统中的已有的驱动器电子器件调适，重新用于光疗的应用。

如图7中所展示，从LED TV驱动电路调适的一此先进电子驱动系统采用个别信道电流控制，以确保无论LED正向传导电压为何，皆使每个LED串中的电流匹配。如所展示，电流槽96a、96b、…、96n经耦合以分别对N个LED串97a、97b、…、97N供电，该等电流槽充当开关式恒定电流装置，其等在导电时具有可方法化电流及分别在数字信号98a、98b、…、98N的控制下动态接通及关断任何个别信道或其组合的能力。数字N可为符合实际的任意通道数目。

如所展示，相对于在量值Iref下的参考电流99设定电流槽96a中的经控制电流且借由回馈电路来维持该经控制电流，该回馈电路相应地监测及调整电路偏压以维持M个串联连接的LED 97a的串中的电流ILEDa。数字M可为符合实际的任意LED数目。电流控制回馈是借由馈送回至电流槽96a中的回路及相关联箭头以符号表示。接着，使用数字启用信号来在一经控制工作因子下且亦如上文引用的美国专利申请案第14/073,371号中所揭示在变化的脉冲频率下，「中断」LED电流或对其施加脉冲而使其接通或关断。LED控制器103是借由低压降(LDO)线性调节器102供电且借由微控制器104通过SPI数字接口105予以指示。这些组件集体地包含LED驱动系统101。开关模式电源供应器100在可固定或动态改变的高电压+VLED下对LED串97a至97N供电。

尽管采用模拟电流控制，所得波形及PWM控制本质上是数字波形，即，如图8A中所展示的循序脉冲串，其借由调整重复率及LED接通时间来控制平均LED亮度及设定激发频率。如图8A的简化时序图中所展示，使用一时钟脉冲串来产生LED灯的循序波形，LED灯可包括波长λa、λb及λc的不同波长LED，各LED灯是在不同时间且以不同持续时间照明。

如借由图8A中的阐释性波形110及111所展示，LED控制器103内的脉冲产生器以时间间隔Tθ产生时钟脉冲且定位于LED控制器103内与产生波形111相关联的计数器对9个时钟脉冲进行计数且接着接通特定通道的电流槽及λa LED串且在再次关断其的前达4个脉冲的持续时间。如借由波形112所展示，亦位于LED控制器103内的第二计数器紧接在时钟脉冲之后接通λb通道达8个时钟脉冲之持续时间，且接着关断该通道的LED串达4个时钟脉冲的持续时间(而λa LED串是处于接通状态)，且此后接着再次接通λb LED串持续另3个时钟脉冲。如借由波形113所展示，LED控制器103中的第三计数器在接通λc LED串达4个脉冲的持续时间接着再次关断之前等待22个脉冲。

以此串行化方式，λb LED串导电达一持续时间Δt1(8个时钟脉冲)，接着λa LED串导电达持续时间Δt2(4个时钟脉冲)，接着在其关断时λb LED串导电达持续时间Δt3(3个时钟脉冲)，在无LED串导电时等待持续时间Δt4，且接着为λc LED串导电达持续时间Δt5(4个时钟脉冲)。时序图110至113绘示新控制系统在改变LED波长及激发型样频率时的灵活性，导致如波形114所示的调变光输出。

经改良的LED系统容许精确控制借由LED串λa、λb及λc的各者发射的各光脉冲的持续时间。然而，实际上，诸如活细胞的生物系统无法对光的单亚秒脉冲作出响应，因此代替性地在切换至另一LED波长及激发型样频率之前重复包括脉冲的单波长及单型样频率的一型样达较长持续时间。图8B中展示更现实的LED激发型样，其中相同时钟信号(波形110)是用于合成(即，产生)具有合成型样频率f_synth的单一λa波长光之一固定频率激发型样116，其中

f_synth＝1/nTθ，

其中时间T_θ是产生连续时钟脉冲的时间间隔，且「n」是在合成波形的各周期中的时钟脉冲的数目。如波形116中所展示，直至时间t1，LED串在50％的时间内处于接通状态因此工作因子D是50％且LED的亮度是等于其一直处于接通状态的情况下的亮度的一半。在时间t2之后，工作因子增加至75％，从而提高平均LED亮度但维持相同合成型样频率f_synth。

时序图117绘示直至时间t1在一固定亮度及工作因子D＝50％下的单一λa波长光之一类似合成波形。然而，合成型样频率从f_synth1＝1/nTθ改变至一较高频率f_synth2＝1/mTθ而非在时间t2处改变亮度，m小于n。因此在时间t2处，即使工作因子(50％)及LED亮度保持恒定，合成频率仍从f_synth1增加至f_synth2。概括地说，经改良的LED驱动系统藉助对亮度及持续时间以及数字重复率(即，激发或型样频率)的控制而容许多个及变化波长的LED的任意脉冲串的经控制串行化。

为避免任何混淆，应注意，型样频率f_synth并非LED的光频率。光的频率(即，经发射光的色彩)是等于借由该光的波长λ划分的光的速度，或在数学上如

υEMR＝c/λ≈(3·108m/s)/(0.8·10-6m)＝3.8·1014循环/秒＝380THz

为清楚起见，如所展示的光的频率是借由希腊字母nu或「υ」指代而非借由小写字母f或f_synth指代。如经计算，光的电磁频率是等于数百THz(即，万亿赫兹)，而数字脉冲的合成型样频率f_synth是一般在音频或「音波」范围中(且至多在超音波范围中)，即，低于100kHz，至少低九个数量级。除非另有说明，否则贯穿本申请案的其余部分，吾人将仅以光波长而非光频率来指代光的「色彩」。相反地，脉冲率或激发型样频率f_synth将仅描述为频率而非以一波长进行描述。

对先前技术光疗中的限制的概述

先前技术光疗设备仍受其等设计及实施方案中的许多基本问题限制，该等基本问题包含

激光(而非LED)的使用，其受其的发射光的自身固有窄带宽限制而无法同时刺激最大化光生物刺激及优化医疗功效所必要的所需范围的化学反应，

在激光使用中的安全性问题

LED安装在一刚性外壳中而无法保形于治疗区域

光疗激发型样的较差、不当或无效调变

最后一个目标物，即光疗激发型样的无效调变表示改良光生物调节及治疗功效之一主要挑战及机会，表示本发明的关注点。

技术实现要素：

根据本发明，用于光疗中的光强度是随着有规律的周期性逐渐及重复改变，而非被管理为是接通或关断的一是列方波脉冲。在许多实施例中，借由发光二极管(LED)串产生光，但在其他实施例中，可使用其他类型的光源，诸如半导体激光。在一较佳实施例中，光有时根据一单频正弦函数或具有两个或更多个正弦波作为分量之一「和弦」而改变，但将明白，可采用本文中所描述的技术来产生无限种强度型样及函数。

在一实施例群组中，借由以模拟方式控制与LED串联连接的电流槽金属氧化物半导体场效晶体管的栅极电压而改变借由LED串发射的光的强度。栅极驱动器比较该LED串中的电流与正弦参考电压，且该电流槽金属氧化物半导体场效晶体管的栅极电压是借由金属氧化物半导体场效晶体管驱动器内的电路自动调整直至LED及参考电流匹配且LED电流处于其所要值。以此方式，LED电流模仿正弦参考电流。可以各种方式产生该正弦参考电流；例如，使用LC或RC振荡器、维恩(Wien)电桥振荡器或一双T型振荡器。

在此等实施例的之一替代版本中，使用一数字转模拟(D/A)转换器改变电流槽金属氧化物半导体场效晶体管的栅极电压。该D/A转换器经供应有一是列数字值，该等数字值表示正弦波在预定时刻的值，例如，在一完整360°循环中的24个值。该等数字值可不仅表示正弦波亦可借由或从CD或DVD产生。

在第二实施例群组中，较佳使用脉冲宽度调变(PWM)以数字方式控制LED电流。如在先前实施例中，将正弦波分成表示其在特定时间间隔下的位准的一是列数字值。此等时间间隔在本文中称为具有持续时间T_sync。针对各T_sync时间间隔产生一脉冲，该脉冲的宽度表示正弦波在该时间间隔中的值。为此，将各T_sync时间间隔进一步分成许多较小时间间隔(各具有一持续时间，在本文中称为Tθ)，且控制电流槽金属氧化物半导体场效晶体管的栅极使得容许LED电流在表示正弦波的值的许多此较小Tθ时间间隔期间流动。因此，针对各T_sync时间间隔的部分接通电流槽金属氧化物半导体场效晶体管且在各T_sync时间间隔期间的剩余者期间关断该电流槽金属氧化物半导体场效晶体管。因此，将LED电流的位准平均化(平稳)成一正弦波的形式。

可借由从参考电流源接收参考电流及从数字合成器接收启用信号的精确栅极偏压及控制电路来控制电流槽金属氧化物半导体场效晶体管的栅极。该数字合成器含有经设定为表示期间将接通该电流槽金属氧化物半导体场效晶体管的小Tθ时间间隔的数目的数字的计数器。该电流槽金属氧化物半导体场效晶体管被接通，且该计数器倒计数至零。当该计数器达到零时，关断电流槽金属氧化物半导体场效晶体管。电流槽金属氧化物半导体场效晶体管保持关断持续等于T_sync时间间隔中的Tθ时间间隔的总数目减去其间接通电流槽金属氧化物半导体场效晶体管的Tθ时间间隔的数目的数个Tθ时间间隔。

在下T_sync时间间隔开始时，表示正弦波的下一值的新数字经加载于精确栅极偏压及控制电路中的计数器，且重复该过程。

根据正弦波函数控制LED消除在根据方波函数对LED施加脉冲使其等接通及关断时产生的谐波，该等谐波的许多谐波可落于「可听」频谱(通常小于20,000Hz)内且可对光疗治疗产生有害影响。使用本发明的技术，可通常将产生正弦波函数中所使用的较小时间间隔的频率(1/T_sync及1/Tθ)设定为高于20,000Hz，其中该等频率通常对光疗治疗影响甚微。

可借由将分量正弦波的值相加在一起而产生含有多个正弦函数的和弦。藉助模拟技术，可使用模拟混合器将该等正弦波相加在一起，或可使用复调模拟音讯源代替振荡器产生和弦。藉助数字技术，可使用算术逻辑单元(ALU)将表示分量正弦波的数值相加在一起。产生和弦的另一方式是借由在选通频率下「选通」模拟波形为接通及关断而将模拟合成波形与第二数字脉冲频率组合。该选通频率可高于或低于该模拟波形的频率。可借由将一模拟正弦波馈送至一除以2、4或8的计数器以分别产生高出该模拟正弦波1个、2个或3个八音度的第二波形而产生选通脉冲。

使用D/A转换器产生模拟电压或使用数字技术的优点在于，为便于医生或其他临床医师撷取及使用可将治疗序列(例如，其是针对特定器官或组织)以数字方式储存于内存(例如，一EPROM)中。

附图说明

图1是光疗治疗的简化图示表示。

图2是细胞线粒体的光生物调节的简化图示表示。

图3是展示细胞色素c(CCO)、血液(Hb)、水及脂质的吸收光谱的图表。

图4是用于光疗治疗中的LED衬垫的照片实例及示意图。

图5是包括控制器及六个可挠性聚合LED衬垫的光疗系统的视图。

图6A是连接在一起且附接至一龙搭扣绑带的一组三个可挠性聚合LED衬垫的示意图。

图6B是图6A中所展示的轻微折曲以保形于患者的身体的该组可挠性聚合LED衬垫的示意图。

图7是电流受控制的LED脉冲光疗系统的电示意图。

图8A是展示具有变化的持续时间的多波长LED的循序脉冲激发的例示性时序图。

图8B是展示具有工作因子及频率的各种组合的多波长LED的循序脉冲激发的例示性时序图。

图9A绘示数字(方波)脉冲的时域及傅立叶(Fourier)频域表示。

图9B绘示使用不同数目个经加总正弦波的离散傅立叶变换表示。

图9C绘示以数字方式施加脉冲的电源供应器的经量测电流谐波含量。

图9D绘示振幅谐波的经量测傅立叶频谱。

图9E绘示揭露由短持续时间样本所引起的频率「杂散」的经量测振幅数据的有限时间样本的傅立叶变换。

图9F绘示跨一数字(方波)脉冲的连续傅立叶变换的频谱的奇次谐波及偶次谐波以及累积能量的量值。

图10绘示具有两个共振频率的振荡系统的频率响应的图表。

图11绘示具有变化频率的两个同步数字脉冲的总和。

图12A绘示将音讯频谱污染至相同范围中的D4的理想化八音度的音讯频谱的292Hz数字脉冲的频谱内容的图表。

图12B绘示展示主要污染超音波频谱的4,671Hz数字脉冲的频谱内容的图表。

图13绘示光生物调节的各种物理机制。

图14绘示藉助电流控制的单信道LED驱动器的两个等效电路。

图15绘示参考电流及启用信号以及所得LED电流波形的各种例示性组合。

图16A示意性地绘示多个负载之间共享来自单一参考电流的电流的问题。

图16B示意性地绘示用于在多个负载之间分布参考电流的跨导放大器的使用。

图16C示意性地绘示藉助电阻器微调且包括高电压金属氧化物半导体场效晶体管及金属氧化物半导体场效晶体管驱动器电路的经控制电流槽的实施方案。

图16D示意性地绘示藉助金属氧化物半导体场效晶体管微调且包括高电压金属氧化物半导体场效晶体管及金属氧化物半导体场效晶体管驱动器电路的经控制电流槽之实施方案。

图17A示意性地表示使用固定值电压源以产生振荡参考电流。

图17B示意性地表示使用可调整电压源以产生振荡参考电流。

图17C示意性地表示包括用于产生振荡参考电流的维恩电桥的频率及电压可调整电压源。

图17D示意性地表示使用电阻器梯的可方法化位准移位电路。

图18A示意性地表示使用D/A转换器以产生参考电流的单通道电流受控制的LED驱动器的实施方案。

图18B示意性地表示使用电阻器梯的D/A转换器的实施方案。

图19A绘示从D/A转换器合成的292Hz正弦波。

图19B绘示使用D/A转换器产生的参考电流合成的292Hz正弦波的谐波频谱。

图19C绘示存在于从D/A转换器产生的参考电流合成的292Hz正弦波中的数字步进的放大视图。

图19D绘示包括在D/A转换器的时钟频率下发生的序列电压变化的18.25Hz正弦波的一部分。

图19E绘示使用D/A转换器产生的参考电流合成的18.25Hz正弦波的谐波频谱。

图20绘示正弦参考电流及所得LED电流波形的各种组合。

图21绘示两个正弦波形及所得波形的总和。

图22A示意性地绘示使用模拟混合器来产生用于光疗LED驱动的复调振荡参考电流。

图22B示意性地表示使用模拟音讯源来产生用于光疗LED驱动的复调参考电流。

图22C示意性地表示使用数字音频源来产生用于光疗LED驱动的复调参考电流。

23A绘示从正弦参考电流及较高频率数字脉冲产生的经合成复调波形。

图23B绘示从292Hz正弦参考电流及4,672Hz数字脉冲产生的复调谐波频谱。

图23C绘示从292Hz正弦参考电流及9,344Hz数字脉冲产生的复调谐波频谱。

图23D绘示从292Hz正弦参考电流及超音波数字脉冲产生的复调谐波频谱。

图23E绘示从292Hz正弦参考电流及18,688Hz数字脉冲产生的复调谐波频谱。

图24绘示从正弦参考电流及较低频率数字脉冲产生的经合成复调波形。

图25A绘示从9,344Hz正弦参考电流及4,672Hz数字脉冲产生的复调谐波频谱。

图25B绘示从584Hz正弦参考电流及292Hz数字脉冲产生的复调谐波频谱。

图26示意性地绘示来自单一振荡器的用于光疗的复调LED电流驱动的实施方案。

图27A示意性地绘示控制多个对应LED驱动器的多个数字合成器。

图27B示意性地绘示个别控制多个LED驱动器之集中式数字合成器。

图27C示意性地绘示使用共同信号控制多个LED驱动器的单数字合成器。

图28A绘示数字合成器的电路图。

图28B是数字合成器操作的时序图。

图28C绘示具有固定频率及变化的工作因子的合成脉冲。

图29A绘示包括固定频率脉冲宽度调变合成正弦曲线的LED驱动波形。

图29B绘示以数字方式合成的正弦曲线的实例。

图29C绘示在单一时间间隔内D/A转换器的输出波形对脉冲宽度调变控制的输出波形的比较。

图29D以图形方式绘示脉冲宽度调变位分辨率、时间间隔的数目与合成为所需计数器时钟频率的最大频率之间的相互关系。

图30示意性地绘示时钟产生器电路。

图31以图形方式绘示总体数字合成分辨率及脉冲宽度调变位分辨率对所合成的最大频率的相依性。

图32A绘示以数字方式合成的4,672Hz正弦曲线的频谱。

图32B绘示以数字方式合成的292Hz正弦曲线的频谱。

图32C以图形方式绘示同步及脉冲宽度调变(PWM)计数器频率对经合成频率的相依性。

图33绘示使用所揭示的数字合成方法的正弦波形产生的流程图。

图34A以图形方式绘示使用15°时间间隔的292Hz(D4)正弦波的数字合成。

图34B以图形方式绘示使用20°时间间隔的292Hz(D4)正弦波的数字合成。

图34C以图形方式绘示在使用20°时间间隔的292Hz(D4)正弦波的数字合成中所使用的脉冲宽度调变时间间隔。

图34D以图形方式绘示使用20°时间间隔之1,168Hz(D6)正弦波的数字合成。

图34E以图形方式绘示使用20°时间间隔的4,672Hz(D6)正弦波的数字合成。

图35A以图形方式绘示具有50％振幅的1,168Hz(D6)正弦波的数字合成。

图35B以图形方式绘示具有达+25％的50％振幅偏移的1,168Hz(D6)正弦波的数字合成。

图35C以图形方式绘示具有达+60％的20％振幅偏移的1,168Hz(D6)正弦波的数字合成。

图35D绘示具有达+60％的20％振幅偏移的以数字方式合成的1,168Hz(D6)正弦曲线的频谱。

图36以图形方式绘示使用20°时间间隔的4,472Hz(D8)正弦波的4循环的数字合成。

图37A以图形方式绘示使用4X过取样的1,168Hz(D6)正弦波的数字合成。

图37B绘示用于使用4X过取样的1,168Hz(D6)正弦波的数字合成的型样档案。

图38以图形方式绘示具有相等振幅的4,472Hz(D8)正弦曲线及1,1672Hz(D6)正弦曲线的和弦的数字合成。

图39绘示具有相等振幅的4,472Hz(D8)正弦曲线及1,1672Hz(D6)正弦曲线的以数字方式合成的和弦的频谱。

图40以图形方式绘示具有不同振幅的4,472Hz(D8)正弦曲线及1,1672Hz(D6)正弦曲线的和弦的数字合成。

图41绘示用于产生合成型样档案的算法。

图42A绘示用于实时或预先产生两个或更多个正弦曲线的和弦以储存于型样库中的一算法。

图42B绘示利用图41中所描述的算法以使用正规化数学函数产生个别正弦型样档案而产生和弦的替代方式。

图43绘示频率为彼此的整数倍的正弦曲线。

图44绘示频率为彼此的分数倍的正弦曲线。

图45绘示使用镜像阶段对称来产生由频率比率为11.5的正弦曲线组成的一和弦。

图46绘示使用内插间隙填充产生由具有相对彼此呈不规则比率(1.873)的频率的正弦曲线组成的和弦。

图47绘示在改变参考电流αIref的同时使用脉冲宽度调变产生正弦曲线。

图48绘示用于驱动LED串的先前技术数字脉冲电路可如何重新用于正弦波形的合成。

图49绘示依据用于照明LED的正弦电流的振幅、频率及DC分量而变化可以光疗治疗的各种生理结构及状况。

具体实施方式

合成型样的谐波频谱

如先前所描述，在先前技术光疗中在指定频率下光的脉冲施加是基于在减少疼痛及治愈组织方面脉冲激光光比连续光更好地起作用的经验性证据及医生的观察报告。如先前所陈述，虽然此总结论看似可信，但关于哪些数字脉冲产生最佳结果及最高治疗功效尚未达成共识。至今，激光光疗的研究并未考虑任意波形(诸如正弦波、斜波、锯齿波形等)而是受限于连续波激光操作(CW)与脉冲波(PW)(即，方波)激光操作之间的直接比较，有可能此是因为大多数激光是经设计以仅借由以数字方式接通脉冲或关断脉冲而操作。选取所使用的脉冲率以在接近特定、凭经验观察的光生物过程的时间常数的速率下(即，在低于20kHz的音讯范围中)操作。

在此等研究中，实验者报告数字脉冲率且错误地假定用于调变光的此方波脉冲频率是存在于测试中的唯一频率。然而，从傅立叶的通信理论、物理学、电磁学及数学熟知数字脉冲并非仅呈现数字脉冲频率，而且事实上呈现一完整频谱。因此，虽然假定在一固定时钟率下操作的数字脉冲既发射又传导仅单一频率(即，基本切换频率)可能看似合理，但事实上此不言而喻的真理是错误的。

事实上，开关式数字系统中的谐波含量在能量及谐波所污染的频谱两方面可皆为显著的，一些谐波在高出基本频率若干数量级的频率下发生。在电磁学中，此等谐波常常是造成不需要的经传导及辐射噪声的原因，潜在地不利地影响电路操作可靠性。在较高频率下，已知此等谐波产生辐射至周围环境中的电磁干扰或EMI。

数学分析揭露数字开关式转变的速度(连同任何可能振铃或过冲)判定波形的所产生的谐波频谱。在光疗系统中所使用的电力电子系统(诸如LED或激光驱动器)中，问题是由此等应用中所递送的高电流、大电压及高电力复合而成，此是因为更多能量受到控制。事实上，除非准确地记录数字脉冲串的精确上升时间及下降时间，否则由该脉冲串所引起的频谱是未知的。

可在数学上最佳理解此等非预期频率的起源及量值。可在「时域」(即，其中时间是量测及引用任何事物所藉助的关键变量)或替代性地在「频域」(其中将每个时间相依波形或函数视为正弦振荡频率的总和)中执行任何物理系统或电路的分析。在工程设计中，可互换使用时域及频域，本质上是因为一些问题在时域中更易于解决且另一些问题是根据频率而较佳地分析。

运行时间与频率之间的此转变的方法是基于法国数学家及物理学家约瑟夫·傅立叶的18世纪贡献，其揭露广义函数可由通常为正弦波形及余弦波形(余弦可被视为相移90°的正弦波)的更简单三角函数的总和所表示。方法论是双向的，即，傅立叶分析包括将一函数分解或「变换」成其较简单元素，或相反地，由此等较简单元素合成一函数。在工程设计行话中，术语「傅立叶分析」是用于意谓两种操作的研究及应用。

连续傅立叶变换是指将连续实自变量变换成连续频率分布或反之亦然。理论上，连续傅立叶变换将时变波形转换成等效的精确频域的能力需要加总具有变化频率的无限数目个正弦波及针对无限时间段取样时间相依波形。此变换的实例是展示于图9A中，其中图表g(t)绘示重复时间相依波形118。借由图标G(f)展示等效频域频谱，该图表G(f)绘示简单方波导致具有集中于基本频率f＝0周围的变化量值的频率的连续频谱119。

当然，针对无限时间获取数据样本及加总无限数目个正弦波皆为理想化的不可能的事。然而，在数学及控制理论中，字词「无限」可被安全地转化成一「非常大数目」，或甚至更实际地在工程设计中意谓「相较于经分析的内容的较大数目」。有限数目个「离散」正弦曲线的级数总和之此一近似是称为离散傅立叶变换或「傅立叶级数」。实务上，量测2至5个周期的规则重复时域波形可用具有变化频率的少于50个正弦曲线的总和非常准确地模拟。此外，在其中原始时域波形是简单、有规则且重复达延长持续时间的情况中，可借由仅加总少数正弦曲线而发生合理近似。

此原理是绘示于图9B中的使用离散傅立叶变换方法的信号量值(在此情况中为LED电流)对近似方波117的四种不同情况中的时间的图表中。在所展示的该四种情况中，用于该变换的正弦波的数目K从K＝1变化至K＝49。明显地，在K＝1的情况中，单一正弦曲线波120仅依稀类似于方波117。当用于变换中的具有变化频率的正弦波的数目增加至K＝5时，所得重建波形121及其与方波117的匹配显著改良。在K＝11时，波形121的匹配非常密切地追踪原始波形117，而在K＝49时，变换重建及原始波形是几乎不可区分，除了在转变边缘的小的过冲122。

接着，通过傅立叶分析，物理学家可借由察看构成组件及各组件中存在的能量的量来观察哪些频率存在于任何时变系统或电路中。此原理是在图9C的图表中进行例证，图9C的图表展示包括150Hz方波的电力电路中的电流的经量测频谱分量。借由采用实时分析算法的量测装置来执行称为FFT或快速傅立叶变换的傅立叶变换，以从最小数据样本估计经量测频谱。如借由尖波125所展示，基本脉冲频率是处于150Hz且具有1.2A的振幅。该基本频率伴随有处于450Hz、750Hz、1050Hz及1350Hz的系列谐波，该等谐波对应于该基本频率的第3谐波、第5谐波、第7谐波及第9谐波。该第9谐波127具有恰进入kHz范围中的一频率，尽管具有低基本脉冲率。又，应注意，第3谐波126是造成波形中的0.3A电流的原因，该电流是在系统中流动的很大一部分电流。如所展示，电路亦包含电流128的2.5A DC分量，即，在0Hz的一频率下。稳定DC分量并不促成频谱分布且可在傅立叶分析中被忽略。

图9D绘示FFT的另一实例，此次是依据以分贝(dB)为单位进行量测的信号振幅而变化。如所展示，1kHz基本频率130伴随有3kHz的相当大的第3谐波131且包含高于–30dB超出20kHz的频谱比重132。相比而言，图9E绘示具有250Hz的基本频率135、75Hz的第3谐波136及3750Hz的第15谐波137的250Hz方波的不太理想样子的FFT输出。各显著频率周围的波瓣138及该频率的不准确度可经引起为两种现象，可能具有信号自身中的抖动的基于小及不足时间的样本量测，或并未在正规示波器波形中出现但使该波形失真的高频率快速瞬时的存在。在此情况中，如在所展示的每个先前实例中，方波(即，重复数字脉冲)的FFT仅呈现基本频率的奇次谐波。

方波或数字脉冲串的行为是在图9F中所展示的方波的离散傅立叶变换计算中进行概述，其中基本频率140仅伴随有对应于第3谐波、第5谐波、第7谐波、…、第19谐波的奇次谐波141、142、143…144。基本频率f1的全部偶次谐波145并不携载任何能量，意谓其等傅立叶系数为零，即，其等并不存在。若y轴亦表示基本频率及各谐波分量的累积电流或能量，则假定总电流存在于前20个谐波中且滤出全部其他谐波，则基本频率单独表示如借由曲线146所展示的总电流的仅47％。此意谓少于一半的电流是在所要频率下振荡。包含第3谐波141，总电流是63％，而添加第5谐波及第7谐波使含量分别增加至72％及79％。

虽然偶次谐波(例如，第2谐波、第4谐波、第6谐波、…、第2n谐波)趋于加强其等基本频率，但众所周知奇次谐波趋于彼此干扰(即，对抗)。在音讯频谱中，举例而言，真空管放大器产生偶次谐波失真，对于人耳而言听上去良好的声音。另一方面，双极晶体管产生在音讯频谱中的产生刺耳令人不舒服的声音、浪费能量的彼此干扰的奇次谐波。无论此等频率是否激发音频膜(例如，扬声器变频器、麦克风变频器或人耳鼓膜)，或其等是否激发分子或群组分子，结果皆是相同的，即，偶次谐波的有序振荡呈现强化该等振荡的建设性干扰，而奇次谐波的竞争性的随机振荡导致显示破坏性波干扰的随机且甚至时变波形，产生一系统中的不稳定的无效能量耦合，且有时甚至引起该系统中的不稳定状况。

在可吸收及暂时储存能量接着以动力释放该能量的任何物理系统中情况就是如此。然而，为理解所激发的此物理系统与频谱的交互作用，必须考虑振荡行为及共振的概念。其后，可更透彻地考虑遵循相同物理定律的化学及生物系统的行为。

振荡及共振的原理

在能够显示动能(即，运动能量)及位能(即，经储存能量)两者的任何物理系统中，存在振荡行为及「共振」的能力。当能量从位能的形式重复转移至另一形式中时振荡发生。在机械实例中，弹簧的压缩及伸展表示振荡系统，其中该弹簧的张力表示经储存的能量且其中摆动门表示运动的动能及导致能量损耗的其相关联摩擦力。类似实例是钟摆或在一秋千中摆动的儿童，每当在各弧的顶部停止(其中动能为零且位能为最大值)且接着在秋千到达其弧的底部时回落至地面(其中位能处于其最小值且秋千的动能处于其最大值)。在此实例中，位能是储存于归因于重力的力中。类似现象在对风及地震震动敏感的建筑物及桥梁中发生。每当对象振荡时摩擦力移除一些能量且系统损耗其总能量。除非补充该能量，否则系统将最终损耗其全部能量且停止振荡。

振荡行为的机制亦显示于具有磁性及电容性组件的电路中，其中能量可储存于磁场或电场或其等的某组合中。电感性及电容性组件中的电流及电压是本质上异相且一旦经供能，即自发振荡，其中经储存能量从电感器重新分布至电容器，或反之亦然。在振荡期间，无论电流何时在能量储存组件之间流动，系统的一些能量由于电阻而作为热量损耗。

然而，在足够高的振荡频率下，电场及磁场可不再包含在电路组件中。所得电磁场作为电磁「行进」波(亦称为电磁辐射或EMR)传播通过空间。取决于振荡频率，EMR可包括无线电波、微波、红外辐射、光、紫外光、X射线或伽马射线。在空间真空中EMR可无限行进。相比之下，对于行进通过物质的任何EMR，波逐渐减弱且能量在其行进时以类似于归因于机械系统中的摩擦力的能量损耗或归因于电路中的电阻的损耗的一方式损耗。

在能够呈现振荡行为的任何系统中，何时将能量赋予至系统中的时序判定其响应。在秋千实例中，若成年人在秋千已完全返回至其高度的顶点时推动该秋千，则推力将对抗该秋千的摆动运动起作用且减小该摆动运动的能量以降低该秋千在其下一循环所到达的最大高度。太早推动的动作阻碍或干扰该秋千的动作且可称为破坏性干扰。相反地，若该成年人等待直至秋千到达其中该秋千反向的其峰值高度之后，在该时间推动会将能量赋予至该秋千中且加强振荡使该秋千在其下一振荡循环到达一更高高度。恰在适当时间推动藉此加强秋千的运动的动作可称为建设性干扰。若恰在适当时刻循环进行推动，则秋千将随各循环而达到更高且来自适当时间推动的益处最大化至秋千的振荡中的能量转移。该秋千被认为是在接近其「共振」频率下振荡。

在电系统中情况亦是如此。在一系统RLC振荡电路或RLC「谐振」中，能量在电感器L与电容器C之间来回「晃动」(因此隐喻为在一「水槽」中来回晃动的水)。若驱动网络的能量的振荡源(诸如AC电压源)以接近值1/SQRT(LC)的频率振荡，则该等振荡将达到其等最大量值且从该AC电压源耦合至谐振电路中的能量将为最大。电阻R的存在引起该谐振电路中的能量损耗。低于或高于共振频率的任何激发频率与在共振频率下相比将使能量较低效率地耦合至电路中。

为更好地预想此行为，激发振荡谐振电路的振荡电压源的频率是从低于共振的低频率开始扫掠直至且持续增加至较高值。在非常低频率(接近DC)下，谐振电路可能不作出任何反应。随着频率斜升，能量耦合至系统中且电流开始在电感器与电容器之间振荡。随着驱动频率持续增大，谐振对于激发的响应及振荡的对应量值将增长，首先稳定地增长且接着在接近共振频率时迅速增长。当驱动电压源达到电路的共振频率时，振荡将击中其等峰值及最有效能量转移。使频率继续斜升超过共振频率将减小振荡的量值。

虽然所引用的实例描述具有单一共振频率的系统，但一系统时常含有更多个能量储存组件、条件或机构且可因此呈现两个或更多个自然共振频率。具有两个共振频率的系统的实例在图10的图表中展示为振荡G(f)在y轴上的量值及在x轴上具有频率f的一图。如所展示，响应曲线151包含在频率f1处的较低频率共振峰值152及在频率f2处的第二较高频率共振峰值153。如所展示，共振峰值152在量值上大于共振峰值153且在频率上宽于共振频率153，该共振峰值153呈现一较低量值及对频率的较强灵敏度。系统在两个共振峰值之间的响应的量值从未达到零，此意谓能量储存组件的整个系统是在该等激发频率下交互作用。

因此使用先前分析方法，从低频率至高频率扫掠单一AC电压源将描绘出曲线151，该曲线151以G(f)中的增长开始直至达到频率f1处的共振峰值152接着下降且在一较低量值下变平直至响应在驱动频率接近f2及共振峰值153时再次增长，超出该f2及该共振峰值153时回应下降。在许多例项中，物理系统包含由于其等从未在正常条件下激发而从未被观察到的共振峰值。此行为的经典实例是建筑物，其在风中以固定频率无害地摇动但在地震中以较低频率严重共振从而导致建筑物倒塌。因此在任何振荡系统中，若并不知道共振频率，则难以分析系统对激发(尤其无意识激发)的响应。

甚至更糟的是，若提供激发本身的能量源包含一宽且未知的频谱，则难以预测、理解或甚至解译系统的响应。此是关于具有多个共振频率的振荡系统的数字脉冲激发的问题。因为各数字脉冲产生基本频率及谐波频谱，所以各种频率可刺激未知、不需要或甚至潜在有害的谐波。

在其他情况中，可期望有意地刺激若干特定共振频率而非其他共振频率。在此等情况中，数字脉冲亦非所要的，此是因为谐波涵盖频率范围且可刺激不需要的共振。在理想状况下，则在此等境况中在两个目标频率下(即，在频率f1及f2下)产生振荡是较佳的。不幸的是，即使忽略谐波问题，用以在所要频率下或接近所要频率下产生脉冲的数字脉冲控制的另一限制亦在于，基本激发频率本质上是单声道的，即，包括单频率、音调或音符。

例如，如图11中所展示，若一系统连续产生60Hz的数字脉冲155，且接着吾人增加第二系列的数字脉冲155于原始60Hz脉冲156的顶部上且将其同步至该脉冲156的120Hz，则所得波形193是与120Hz的数字脉冲157相同，不具有60Hz分量。此意谓对于偶数倍的同步数字脉冲，仅显示最高频率倍数。本质上，当使用以所要频率或接近所要频率调变的数字脉冲时，仅可激发具有单一基本频率的电路或能量转换装置(诸如激光或LED)，因此不可能使用现今光疗设备中所使用的数字技术及方法同时产生和弦或多个频率。

脉冲光疗的限制

综上所述，傅立叶分析揭露，使用数字脉冲来控制电负载(诸如用于光疗系统中的LED或激光)的亮度及型样频率导致远超出用于对能量转换装置施加脉冲的基本频率的频谱的频谱。包括奇次谐波的所得谐波频谱浪费能量且潜在地损及光疗装置敏锐控制及递送针对电子电路或在能量转换装置(诸如激光或LED)中的特定所要操作频率的能力。

将振荡及共振的原理应用于LED或激光光的光疗、数字调变导致以不受控制方式潜在激发各种化学及光生物过程的宽带谱。因为并不准确地知道启动治愈过程中的特定化学反应所需的频率，所以用不受控制的谐波频谱刺激组织致使关键有益频率的识别及隔离以及治疗功效的系统改良不可能。

连同源于未经充分报告的测试条件的不明确性，在光疗实验期间由对光源施加方波脉冲所引起的谐波频谱污染表示至少部分造成在尝试优化脉冲波光疗的公开研究中经观察报告的相冲突结果及不一致功效的不受控制的变量。假定大多数光生物过程发生于音讯频谱中，即，低于20kHz，则分析展示来自脉冲操作的频谱污染的影响在较低数字脉冲频率下更糟，此是因为更显著产生的不需要的谐波频谱与对光生物刺激敏感的频率重迭且影响该等频率。

例如，292Hz方波脉冲的谐波频谱污染大部分的音讯频谱，而从5kHz方波脉冲产生的大量谐波发生于超音波范围中(即，>20kHz)且超出细胞对此等快速频率作出反应的能力。

为了详细说明这一点，图12A以图形方式使292Hz数字脉冲的谐波含量与292Hz的纯音(即，D的第四个八音度(或D4)及偶数倍的此频率)的谐波含量进行对比，如由Nogier对治愈的研究所介绍。使用纯音，292Hz的基本频率161在与音频频谱163中的其他谐波倍的D(例如在584Hz、1,168Hz、2,336Hz及4,672Hz的对应频率下的D5、D6、D7及D8)混合时将呈现建设性干扰及经改良能量转移。代替性地，292Hz重复数字脉冲162导致包括876Hz、1,460Hz、2,044Hz、2,628Hz、3,212Hz、3,796Hz、4,380Hz等等的第3、第5、第7、第9、第11、第13、第15、…、谐波频率的奇次谐波164，该等谐波频率中没有一个频率甚至远程匹配由生理学研究介绍的偶次谐波频率。代替性地，借由292Hz数字脉冲162产生的奇次谐波164的所得频谱内容污染大部分音讯频谱，其中与许多生化过程的不利或不良交互作用可能发生且干扰所要光生物调节。

虽然数字脉冲产生不需要的谐波，但并非全部脉冲频率应对生物过程及光生物调节产生同样显著影响。图12B使4,672Hz数字脉冲172及其所产生的奇次谐波174与D在第八个八音度171中的亦具有4,672Hz的频率的纯音(即，D8)及该纯音D8的偶次谐波173进行对比。明确言之，如表格176所示，D在第八个八音度171中的纯音包含偶数倍的此频率，分别为在其中发生大部分光生物调节的音讯范围中的处于9,344Hz及18,688Hz的D9及D10。相比而言，在37,376Hz，音符D11是在超音波频谱中，借由线175所绘示的频率的音符范围，其太高以致不能被听到且对于大多数细胞或组织而言不能作出化学反应。此图表的关键点在于，尽管事实为4,672Hz数字脉冲172导致奇次谐波174的整个频谱，然仅一单谐波(处于14,016Hz的第3谐波177)落在音讯频谱中且低于借由线175指定的频率。全部其他谐波对于大多数组织而言频率太高以致不能作出显著响应或反应。

综上所述，由数字脉冲所引起的频谱污染是在较低频率下更显著，此是因为超出5kHz脉冲率，发生的大多数不需要的奇次谐波是超出音频频率范围且所处频率太高以致不会不利影响有益光生物调节的超音波。

又，除产生非所要谐波以外，使用在所要频率范围中的脉冲的数字激发型样控制激光或LED数组不能够同时产生和弦或多个频率，藉此限制光疗装置控制或优化至细胞、组织或器官中的能量耦合的潜力。

所需要的是用以控制激光或LED数组的激发型样操作以在不具有来自不需要及不受控制的谐波(尤其污染音讯频谱的谐波，即，低于20kHz的谐波)的频谱污染的情况下合成特定所要频率或频率群组(和弦)的方法。

透过谐波控制改良光生物调节

为在光疗治疗(低位准光疗法或LLLT)期间提供对光生物调节的完全控制，本文中所描述的所揭示系统能够系统地驱动具有用户可选择的任意波形(及任意序列的波形)的若干数组的各种波长LED或激光，该等波形包括连续及时变调变型样、频率及工作因子、无不需要的谐波或频谱污染。时变波形包括数字脉冲、正弦曲线、脉冲正弦曲线、连续操作及用户定义的波形及数学函数。

此加强控制的目标是借由调整装置操作以同步至特定于细胞、组织、器官及生理系统的特定生物过程的自然频率来改良治疗功效。借由对能量递送定时及控制其频率及谐波，可提高组织特异性。为确定此等操作参数，必须首先考虑光生物调节的频率相依性的生化及细胞学起源，以现今知识及可用技术文献开始。

光生物调节频率相依性的起源

光生物调节的频率相依性及其对光疗功效的影响是与活细胞、组织、器官及生理系统内的物理机制有关。

根据先前引用的论文，2010年8月出版于《Lasers Surg.Med.》中第42(6)卷，第450页至466页的「Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy」，「若存在对脉冲光的改良效应的生物解释，则其是归因于存在于生物系统中在数十至数百Hz的范围中的某基本频率，或替代性地归因于具有数毫秒之一时间标度的某生物过程。」

此论文引用发生于活体内的各种自然频率，包含识别四个相异类别的脑波(即，8Hz至13Hz的α波、14Hz至40Hz的β波、1Hz至3Hz的δ波及4Hz至7Hz的θ波)的脑电图描记法研究。此各种波是在不同条件或睡眠、休息、冥想、视觉及认知心理活动期间存在且受疾病、脑震荡及外伤性脑损伤及年龄影响。作者猜测「在光脉冲的频率与脑波的频率之间发生的共振的可能性可解释关于使用脉冲光的经颅LLLT的一些结果」。

有关心电图信号及心脏功能的调节已由其他作者进行类似观察。静止心率通常每分钟发生心跳60次至100次，或大致1Hz至2Hz，此取决于人的年龄及健康状况。肠内的蠕动收缩可以亚1Hz频率发生。此等系统及其等最佳响应条件并不表示简单化学或电反应率，此是因为其等操作为一般而言本质上为电化学的具有其等自身时间调节的时钟系统。例如，通过电化学过程，钾密切参与设定人类心脏的自然脉冲率。

存在于细胞内且潜在负责光调变频率相依性的另一完全不同类别的机制看似与化学或离子反应率及离子传输有关。Hashmi等人的论文继续写到，「用于打开及关闭离子通道的时间标度系数毫秒等级」，其中经引用的引文具有在0.1毫秒至100毫秒的范围中(即，100Hz至10Hz)的用于离子通道的时间常数，在线粒体中包含钾离子信道及钙离子信道。其他论文表明，对肌肉细胞提供支架的肌纤维膜、脂质双层细胞质膜亦可负责光生物调节频率相依性，此是因为此等膜常常用作离子泵。

在细胞层级上，负责光调变频率相依性的另一机制是来自在细胞色素c氧化酶(CCO)中找到的蛋白质结合位点(血红素或铜)的氧化氮(NO)的光解离。CCO充当提供负回馈及NO调节的NO清除剂分子。如先前参考图2所描述，在存在光生物调节的情况中，仅在经历光疗之处，大概仅在病变或受伤组织的区域中释放NO。假设发生脉冲光疗的经观察益处的原因在于，脉冲光可触发多个光解离事件，而在连续波(CW)模式中NO的释放将在一较低固定率下稳定，使NO释放与NO重新附着的相反反应平衡。

图13示意性地概述光生物调节的物理机制。如所展示，光子190是借由分子191吸收且与该分子191交互作用以形成或断开新键。照射光的能量取决于其如借由爱因斯坦关系式E＝hc/λ或为方便起见借由关系式E＝1.24eV-μm/λ给定的波长，其中λ是以μm为单位进行量测。对于650nm红光而言，每光子E＝1.91eV而对于950nm NIR光而言E＝1.31eV。虽然包含氢、离子的大多数化学键及大多数共价键在从0.2eV至10eV的键能量范围中，但从光子的能量形成或断开化学键是因以下事实而变得复杂：分子且尤其晶体包括具有共同起作用的许多键的原子群组，意谓断开单键并不一定引发一键变换。此外，取决于反应，多个能量源及酶可协助光子引发化学变换。例如，单一ATP分子可释放高达0.6eV的能量，藉此有助于单独或共同地协助对光化反应供给燃料。

分子191的光生物调节的结果可在若干机制(即，电传导192、化学变换193、离子传导194或热振动195)中显示其自身。在离子化期间的自由电子192的释放描述光生物调节的纯粹电组件。以时间常数τe发生的电子传输是相对较快且能够响应于从kHz至高达数十kHz的刺激。透过电子发射及电子传输引发电传导的光生物调节可称为生物光电传导。

具有各自时间常数τc及τQ的化学转变193以及离子电传导194是较慢的，从而回应于在10Hz至1kHz的范围中的光生物调节。化学过程是复杂的，涉及受影响分子198的结构变换，其化学反应性及其储存位能(PE)相应改变。离子过程194明显比简单电子192传导要慢，此是因为传导离子197时常为借由扩散(其借由浓度梯度dNq/dx驱动)或借由电传导(其借由细胞内及细胞间电场感应力qE驱动)的大分子传导，该等电场是由于空间上不均匀分布的离子而存在。透过离子传输引发电传导的光生物调节可称为生物光离子传导。类似地，引发分子的结构变换的光生物调节可称为生物光化学变换。

其他机制(热振动195)是热量扩散，其是借由经典动能或借由经量化的光子传导而进行，此引起分子196在能量逸出光激发的分子且热扩散至其相邻分子中时相较于其等周围环境以经提高位准振动。跨组织散布的瞬时热效应、振动可以1Hz至10Hz的速率发生，而稳定状态传导可花费数分钟稳定，即，响应于亚Hz频率。热振动是光生物调节中的另一重要机制，此是因为热激发借由引起交互作用的离子及分子更频繁及更快速地碰撞彼此来提高反应率，此是搅拌溶液中的反应化学物的分子版本。引发热量在分子之间及分子中扩散的光生物调节可称为「生物光热」传导或热振动。

频率相依的光生物调节由此等物理过程与传入光子的调变频率或脉冲频率交互作用所引起。当数字脉冲率或光调变频率比物理过程响应于其的能力快时发生过度刺激。在此等情况中，减小响应，此是因为细胞或分子无法与刺激同步。此情况是类似于繁忙的高速公路，其中入口匝道流量控制灯卡住，致使愈来愈多的汽车堵塞在高速公路上直至没有一辆汽车能够移动。当数字脉冲率或光调变频率远慢于细胞吸收其的能力时发生不足刺激，在此情况中发生较少光生物调节或未发生光生物调节。此状况是类似于高速公路，其流量控制灯几乎不容许任何一辆汽车进入高速公路上，具有类似于没有一辆汽车到达任何地方的结果。仅当光生物调节频率匹配系统的自然响应频率时存在最佳结果及有效能量转移。例如，若高速公路上的流量控制灯被正确定时，则最佳数目辆汽车将填充高速公路且在还未开始交通阻塞的情况下迅速行进至其等目的地。

如详细说明，在太低频率下的不足刺激及在太高频率下的过度刺激导致减弱的光生物调节响应，且仅在以上两个频率之间，即在最佳脉冲率或激发频率下方可最大化光生物调节响应及光疗功效。在特定频率下发生的此峰值响应条件看似非常类似于图10的共振曲线，尤其因为先前分析揭露多个时间常数存在于任何细胞、组织或器官中，各时间常数经优化以引发特定电、离子、化学及热机制。

因此，各种峰值响应条件可称为生物共振，即使该机构可能并不如在上文所描述的真实共振系统中般涉及能量储存及定时释放。能够以不受频谱污染的控制方式刺激此等选择共振频率是关键的，尤其在避免引起破坏性干扰及功效损耗的频率的无意产生方面。此外，使用现今基于数字脉冲的光疗系统同时援用多个生物共振机制是不可能的。本文中所描述的所揭示的新的电子驱动系统包括用于实现用于光疗的LED或激光光的正弦驱动及任意波形合成的发明性设备及新颖方法两者，其等在先前技术中不可用或甚至未经建议。

用于光疗的波形合成系统

用于驱动具有经控制频率及谐波的LED及激光二极管的关键组件是用于产生装置的波形、型样及驱动条件的电路及算法。虽然以下描述详细说明用以驱动多个串联连接的LED串的数组的构件，但相同电路可经调适以驱动一或多个半导体激光。

因为LED的光输出取决于其电流且因为其亮度与在传导期间跨该LED存在的正向电压甚少相关，所以使用经控制的恒定源(及电流槽)而非恒定电压驱动是较佳的。例如，若一串联连接的LED串是借由透过一串联电阻器连接的电压源供电，则该LED电流ILED将不可避免地随着全部LED的总串联正向电压降Vf而改变。若电源供应电压+VLED是高于LED串的正向电压降Vf，即+VLED>Vf，则LED电流ILED是借由串联关系式ILED＝(+VLED–Vf)/R给定，该关系式绘示LED电压的任何变化将导致LED电流的变化且因此LED亮度的变化。因为不能准确地控制或匹配LED电压，所以除非各LED串包括具有匹配的总电压的经分类LED，否则任何给定LED串将总是比下LED串亮或暗。

图14绘示控制通过一串联连接的LED串205a的电流的电流槽的两个等效表示200a及200b。在示意图200a中，电流槽201a表示理想化电流控制装置，其中感测及回馈经设计以维持LED串205a中的指定电流ILEDa。如所展示，该LED串205a包括「m」个阳极至阴极串联连接的LED，其中m是数学变量且并不意欲表示英文字母表的第13个字母。示意性组件199a表示来自感测电流ILEDa的值的回馈且使用回馈来确保即使跨电流槽201a的电压改变电流亦保持恒定。

当导电时LED电流ILEDa的值是与借由低电压电流源202a设定的模拟输入电流αIref成比例。当电流槽201a不导电时，即，当并未启用电流源202a时，跨LED的电压是最小且跨电流槽201a支持的电压接近值+VLED，相较于通常为3V至5V的较低电压+Vlogic，该值+VLED是相对较高电压(例如，40V)。电流槽201a可透过其的连接至数字合成器203a的标记为「Enable」的数字启用接针而以数字方式触发接通或关断，即，导电或不导电。注意，下标「a」表示关于驱动一LED衬垫中的分离串联连接的LED串的多个信道之一者。LED衬垫可含有许多独立控制的LED串，即，LED输出通道a、b、c、…、n，其中「n」是表示通道数目的数学变量且并非为英文字母表的第14个字母。

在示意性电路200b中，「m」个LED的串联连接是由单一LED用符号取代，其中在装置内部中具有数字「m」且跨该LED标记电压+Vfa。如所展示，进一步详细说明电流槽201a，其展示包括驱动高电压金属氧化物半导体场效晶体管216a的栅极的金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的模拟回馈电路。在操作中，金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a在电流槽金属氧化物半导体场效晶体管216a的栅极上提供电压，容许电流ILEDa流动通过含在金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a内的感测电路至接地。接着，比较此电流与多倍的借由低电压电流源202a设定的模拟输入电流αIref，且电流槽金属氧化物半导体场效晶体管216a上的栅极电压借由金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a内的电路自动调整直至电流αIref及ILEDa匹配且ILEDa处于其所要值。由于其模拟闭合回路电路，来自金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的回馈是几乎瞬时的，以波动电压及来自电流源202a的参考电流输入的经方法化变化动态调整。

来自电流源202a的参考电流αIref可借由固定、时变或可调整参考电压及针对准确度经微调以将精确电压转换成精确参考电流的串联电阻器来实现。准确电压源可包括固定值齐纳(Zener)二极管或带隙电压、电压受控的振荡器(VCO)或促进从电流源202a输出的模拟电流值的数字控制的数字转模拟转换器(DAC)。从数字合成器203a输出的数字脉冲可借由计数器及时钟电路、借由可方法化逻辑数组(PLA)或借由执行韧体或软件指令的微处理器来实现。

前述电路的一些实施方案是描述于先前引用的相关美国申请案第14/073,371号中。其他例示性及新颖模拟、数字及混合模式的电路在本文中将稍后包含于本申请案中。

图15绘示可借由所描述的驱动器电路合成的多种多样的波形。如所展示，图表240a绘示包括从数字合成器203a输出的数字启用信号及从电流源202a输出的参考电流αIref的电流槽201a的输入波形。图表240b绘示所得LED电流传导波形，为了便于比较其具有相同于图表240a所包含的时间参考t1、t2等。所产生的波形是实例，并不旨在暗指尝试避免光疗系统中的非所要谐波的任何特定操作条件，但仅旨在绘示数字脉冲施加与模拟电流控制的组合提供对LED激发的几乎无限控制。

如图表240a中所展示，数字启用信号包括线段241至245，且参考电流αIref包括曲线251至258。在图表240b中的LED电流的对应输出中，借由曲线260至269绘示瞬时LED电流，而在适用的情况下借由凭借线段271至275所展示的虚线表示平均LED电流。

为理解LED激发的模拟控制与数字控制之间的交互作用，吾人将在各对应时间间隔中比较两个图表。明确言之，在时间t1之前，启用信号241是处于逻辑零且参考电流251是在某标称值αIref下(例如，在对应于20mA的ILEDa输出电流的输入电流下)施加偏压。因为数字启用信号241是处于逻辑零，所以LED电流260是处于零且尽管参考电流αIref的非零值，LED串仍保持关断。

在时间t1与t2之间数字启用信号242从逻辑零状态跳转至逻辑1状态而参考电流251的值仍在αIref的值下(例如，在20mA至30mA下)施加偏压。因此，LED电流261跳转至参考电流251的值。LED传导在时间t1处的关断至接通转变绘示以数字方式「触发」模拟电流槽的效应。

虽然数字启用信号242保持接通，但在时间t2处参考电流252的模拟量值αIref跳转至更高值且接着以特定但使用者可设定的方式下降直至其最终稳定于值253，该值253是与其原始值251相同。LED电流262类似地追踪该参考，在时间t3处返回安定于20mA(借由LED电流263所展示)之前，从20mA跳转至更高值(例如，27mA)。LED电流262及263的输出波形绘示参考电流可用于在并无任何数字脉冲施加的情况下促进LED电流及亮度的纯粹模拟控制。

在时间t4处，如借由曲线254所展示，参考电流开始迭加于非零平均DC值上的一经控制、小信号正弦振荡。该参考电流的扰动可视为小信号，此是因为相较于电流αIref的平均值该振动的振幅较小。作为一对称振荡，平均电流从开始振荡之前存在的参考电流的DC值(借由曲线253所展示)保持不变。虽然任何振荡频率可视为可能的，但实际考虑及光疗中的振荡波形的值表明操作频率应为20kHz或更低。在图表240b中经描绘为在时间t4处开始的曲线264的对应LED电流追踪借由曲线254展示的参考电流的值，其具有20mA的平均电流值(虚线271)且围绕该平均LED电流对称地改变达某固定量(例如，±1mA)。此意谓LED电流以正弦改变，其中峰值至峰值的值在从19mA至21mA的范围中。

在时间t5处，如借由曲线255所展示，在先前时间间隔t4至t5期间参考电流的小信号振荡发展成借由曲线255所展示且具有与先前时间间隔相同的振荡频率的大信号振荡。在所展示的实例中最小参考电流αIref达到零(或将近如此)而峰值参考电流达到平均值的两倍，即，借由曲线253表示的参考电流的值的两倍。如先前，由于数字启用信号(线段242)的值保持处于逻辑1状态，所以LED电流(曲线265)追踪该值为在频率及波形两方面是参考电流(曲线255)的值的多倍，具有20mA的平均LED电流(虚线271)，其中峰值至峰值振荡大约是将近±20mA的该平均值，意谓LED电流在20mA的平均值的情况下从0mA以正弦方式改变至40mA。

以时间t6开始，相同振荡操作条件如存在于时间间隔t5至t6中般持续，惟以下情况除外：有意将借由曲线255表示的参考电流及借由曲线265表示的对应LED电流的振荡频率降低至较低振荡频率(针对该参考电流借由曲线256所展示且针对该对应LED电流借由曲线266所展示)，其中输出仍维持20mA的平均LED电流271，平均值与先前针对借由曲线264及265所展示的振荡LED电流所发生的相同。

在时间t7处，反转数字启用信号与参考电流αIref的角色，藉此参考电流的值恒定于某标称值(借由线段257所展示)且该数字启用信号开始脉冲操作。明确言之，在时间t7处，数字启用信号(借由曲线243所展示)开始在1/T1的数字时钟频率下施加脉冲的具有50％工作因子的脉冲操作，其中T1是各重复循环的周期。在时间t8处，如借由曲线244所展示，数字启用信号的脉冲接通时间增加，而周期T1及对应脉冲频率仍保持与先前相同。因此，借由曲线267表示的在50％工作因子下的LED电流的20mA脉冲变为借由曲线268表示的在75％工作因子下的LED电流。此操作模式包括固定频率脉冲宽度调变或脉冲宽度调变操作，其中在时间t8处平均LED电流从20mA的50％(即，10mA)平均LED电流(借由虚线272表示)改变至20mA的75％或15mA平均LED电流(借由虚线273表示)。

在时间t9处，虽然参考电流的值保持不变(曲线257)，但数字启用信号的脉冲的周期增加至一值T2，脉冲接通时间亦如此，如借由曲线245所展示。此是借由LED电流的波形(曲线269)反映。如所展示，工作因子，即借由曲线245表示的数字启用信号的借由总周期T2划分的脉冲接通时间亦增加，从而导致LED电流具有较高平均值(借由虚线274所展示)，其对应于至90％的工作因子的增加。操作频率从时间t7至t9之间的时间间隔期间的1/T1降低至此后的较低操作频率1/T2是可变频率脉冲宽度调变操作的实例，且阐明脉冲宽度调变工作因子可独立于数字脉冲频率改变。

在图15中所展示的最终波形中，在时间t10处参考电流的值增加至较高值(借由从曲线257至曲线258的转变表示)，而数字启用信号的波形保持与其在先前时间间隔t9-t10中相同。结果是，LED输出电流的瞬时值增加，如借由从曲线269至曲线270的转变所展示，且平均LED电流亦增加，如借由从虚线274至虚线275的转变所展示。尽管增加平均及瞬时LED亮度，然LED电流的工作因子及脉冲频率从时间间隔t9-t10中的对应值保持不变。

综上所述，可使用图14中所展示的电流槽示意图的参考电流的模拟控制及启用信号的数字脉冲控制以数种灵活方式控制LED电流的瞬时及时间平均值。实现电流槽201a、参考电流源202a及数字合成器203a可以许多方式完成。此等电路的真正实现必须解决纳入多信道系统中的准确度、重现性及可扩缩性的问题。此电路可划分成两大类，即，模拟LED控制及数字合成。

模拟LED电流控制

再次参考图14，控制LED电流ILEDa需要模拟控制以实施金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a内的感测及LED驱动电路，以及实施精确参考电流202a。

电流槽201a包括：高电压金属氧化物半导体场效晶体管216a，其经偏压施加以控制LED电流ILEDa；及金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a，其感测该LED电流ILEDa及比较该LED电流ILEDa与所要参考电流αIref且动态调整高电压金属氧化物半导体场效晶体管216a上的栅极电压直至该LED电流ILEDa匹配预定义纯标量倍数的参考电流202a。量测及回馈必须以闭合回路方式操作以针对高电压金属氧化物半导体场效晶体管216a的影响其跨导及信道至信道匹配(诸如临限值电压与门极氧化物厚度)的制造变动进行调整。

尽管参考电流αIref是示意性地表示为如图16A中所展示的跨多个通道分布精确电流的一经控制电流，然仍是成问题的，此是因为来自电流源206的总电流nαIref将不一定在至金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a至215n的输入中均匀分布，即，Ia≠Ib≠In。从概念上展示于图16B中的此问题的解决方案是采用参考电压源207以将电压Vref而非电流分布至各信道且使用各信道中的跨导放大器208a、208b…208n将此电压转换成相同电流。例如，跨导放大器208a将Vref转换成对金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a馈送的电流Ia，跨导放大器208b将相同Vref转换成对金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215b馈送的电流Ib等等。

然而，实务上，不必要采用跨导放大器的n个通道，此是因为可在金属氧化物半导体场效晶体管驱动器的电路内部执行电压转换功能。例如，如图16C中所展示，来自参考电压源207且对金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a馈送的电流Ia是用于透过偏压电阻器212及微调电阻器213a至213x的平行网络对电流镜金属氧化物半导体场效晶体管210施加偏压。下标「x」是指数学变量且并非指英文字母表的第24个字母。因为金属氧化物半导体场效晶体管210的栅极连接至其漏极，即，金属氧化物半导体场效晶体管210「经临限连接」，所以金属氧化物半导体场效晶体管210的栅极电压将使其自身自然施加偏压至足以传导如借由串联电阻器212及包括电阻器213a至213x的平行微调网络220设定的所要参考电流Ia的电压VG2。金属氧化物半导体场效晶体管210及电阻器212与微调网络220的平行组合形成分压器，其中跨镜金属氧化物半导体场效晶体管210的电压Vpilot＝Vref–Ia·Requiv，其中1/Requiv＝1/Rmax+1/Rt1+1/Rt2+…+1/Rtx。借由改变电阻器网络220的电阻值，Vpilot调整其自身以在金属氧化物半导体场效晶体管210上产生与其漏极电流一致的栅极电压VG2，此是因为其栅极及漏极经连接，即，VGS＝Vpilot。金属氧化物半导体场效晶体管210的栅极电压VG2将略大于其临限电压，因此指定「经临限连接」。

此相同栅极电压VG2将一大许多的金属氧化物半导体场效晶体管211施加偏压至相同栅极驱动条件，使得通过电流镜金属氧化物半导体场效晶体管210及211的标称操作电流的比率是等于电流镜金属氧化物半导体场效晶体管210及211的栅极宽度的比率。例如，若参考电流Ia是标称设定于2μA且ILEDa是意欲为20mA，则金属氧化物半导体场效晶体管210与金属氧化物半导体场效晶体管211之间的尺寸比率应选定为20mA/2μA＝10,000，意谓电流镜金属氧化物半导体场效晶体管211的栅极宽度应比金属氧化物半导体场效晶体管210的栅极宽度大10,000倍。由于其等共同栅极偏压施加及固定尺寸比率，仅当电流镜金属氧化物半导体场效晶体管211传导20mA时，希望其漏极至源极电压Vsense等于Vpilot。在LED串205a的照明期间，在闭合回路中使用稳定电压增益Av施加偏压的差动放大器214驱动具有栅极电压VG1的高电压金属氧化物半导体场效晶体管216a的栅极，直至流动于金属氧化物半导体场效晶体管216a及211中的电流ILEDa驱动Vsense与Vpilot之间的差至零，即，Vsense–Vpilot＝0。以此方式，参考电流Ia是「镜像」于金属氧化物半导体场效晶体管211中，且即使LED供应电压+VLED改变，一经控制且恒定的电流亦流动于LED串205a中。

在制造期间，与固定电阻器212平行的电阻器网络220在功能上经微调以产生准确输出电流，藉此消除来自金属氧化物半导体场效晶体管210的金属氧化物半导体场效晶体管跨导或在电阻器212的电阻器值Rmax的可变性的影响。在所展示的实例中，借由量测电流ILEDa且接着熔断熔丝链直至ILEDa的经量测值达到其目标值来执行微调。因为放大器214控制金属氧化物半导体场效晶体管216a的栅极电压(且因此电流ILEDa)且若金属氧化物半导体场效晶体管210及211的尺寸相等，则在电流Ia及ILEDa相等时误差电压(Vsense与Vpilot之间的差)将被驱动至零。若金属氧化物半导体场效晶体管211的栅极宽度大于金属氧化物半导体场效晶体管210的栅极宽度，则当误差电压为零时，依金属氧化物半导体场效晶体管宽度比率，LED电流ILEDa将大于参考电流Ia。

例如，最初在制造之后及紧接在微调之前，当电阻器网络220中的全部电阻器仍与电阻器212并联电连接时，该电阻器网络212的全部电阻是处于其最大值，Ia是高于其目标值，且因此ILEDa的值亦将为太高，例如，22mA(高于其20mA的目标值10％)。在集成电路上(或在印刷电路板上)探针电连接至共同金属微调衬垫221及全部特定电阻器微调衬垫222。为清楚起见，仅标记与微调电阻器213b串联的微调衬垫222b。接着，借由共同微调衬垫221与特定通道的微调衬垫(例如，微调衬垫222b)之间的测试器外加高电流，从而引起金属熔丝链223b与微调电阻器213b串联的薄部分熔化且变为电开路，使电阻器213b从微调网络220断开。在并联电阻较少的情况下，总电阻增加，参考电流的值下降且LED串205a中的LED电流降低达固定量。

重复此量测及熔丝链熔断过程直至已熔断适当数目个金属熔丝链以产生电流ILEDa的目标值。若全部熔丝链皆熔断，则与金属氧化物半导体场效晶体管210串联的电阻增加至其最大值Rmax，电阻器212的电阻，且参考电流Ia达到其最低值。若该电流仍高出目标值，则该特定集成电路将作为降低制造良率及增加产品成本的不良品而被拒绝。因而，必须仔细选取用于电阻器网络220中的电阻值Rt1、Rt2、…Rtx以适应集成电路制造中的正常随机可变性。注意，借由比图16C的示意图中所展示的导体的其余导体要细线绘示熔丝链223b的示意图。

又，展示单极双投开关217以绘示金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a内的数字启用功能。当金属氧化物半导体场效晶体管216a是传导且LED串205a经照明时，则至数字栅极缓冲器(展示为反相器符号)218的数字输入是「高」或逻辑1。若启用信号经施加偏压至逻辑零状态，则该开关将高电压金属氧化物半导体场效晶体管216a的栅极连接至接地，藉此VG1＝0且金属氧化物半导体场效晶体管216a关断，从而切断LED串205a中的电流。虽然此功能是展示为机械切换，但其实际上是借由经组态为如熟习此项技术者通常所知的模拟开关或放大器的晶体管的网络实现。又，在当并未启用特定通道时的时间期间，差动放大器214的操作可暂停或箝位于电压中使得其并不会试图以徒劳尝试来增加其输出电压而增加金属氧化物半导体场效晶体管211中的感测电流。

虽然电阻器微调是常见的，但微调晶体管的网络的大小(即，栅极宽度)通常比使用电阻器更容易且更准确及是可重现的。此电路是展示于图16D中，其中电阻器212不具有微调电阻器的平行网络，但代替性地电流镜金属氧化物半导体场效晶体管210包含微调金属氧化物半导体场效晶体管225a、225b…225x的平行网络230。使用金属氧化物半导体场效晶体管微调而非电阻器微调的另一优点在于，网络230通常小于图16C中所展示的网络220。如同电阻器微调方法，如所展示熔丝链(借由熔丝链233x所绘示)经熔断以断开(即，关断)与电流镜金属氧化物半导体场效晶体管210平行的金属氧化物半导体场效晶体管225a…225x之一或多者。例如，最初在制造之后及紧接在微调之前，当全部金属氧化物半导体场效晶体管210及225a…225x仍并联连接时，金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)211与电流镜金属氧化物半导体场效晶体管210及微调网络230的平行组合之间的大小比率是处于最小值且电流ILED将低于其目标值，例如，处于18mA，低于其20mA目标10％。借由驱迫共同微调衬垫231与通道特定微调衬垫232x之间的高电流，举例而言，熔丝链233x经熔断且微调金属氧化物半导体场效晶体管225x的栅极不再连接至金属氧化物半导体场效晶体管210的栅极。代替性地，在其栅极经断开的情况下，电阻器226x对金属氧化物半导体场效晶体管255x施加偏压使其关断。在金属氧化物半导体场效晶体管微调网络230中平行栅极宽度较少的情况下，电流镜比率增加且针对参考电流Ia的相同值，LED电流ILED将相称地增加。

注意，在图16D中，金属氧化物半导体场效晶体管210及211连同金属氧化物半导体场效晶体管微调网络230中的金属氧化物半导体场效晶体管的栅极是借由电压源224而非借由将电流镜金属氧化物半导体场效晶体管210的栅极连接至其漏极而施加偏压。此方法的优点在于，电流镜金属氧化物半导体场效晶体管211可使用此方法在一较低漏极电压Vsense下操作。虽然使用此方法可能失去一些起始准确度，但功能微调能够校正此缺陷。有益的是，跨金属氧化物半导体场效晶体管211的较低电压降减小功率消耗且改良LED驱动器215a的整体系统效率。

实施参考电压以取代参考电流亦需要模拟电路。制造固定值参考电压源的方法是众所周知的，该等方法包含最小化电压随温度变化的变动的方式。此等方法包含带隙电压参考(参见en.wikipedia.org/wiki/bandgap_voltage_reference)及齐纳二极管电压参考(参见en.wikipedia.org/wiki/Zener_diode)。因为熟习此项技术者熟知此等技术，所以此处将不论述该等技术。

模拟正弦波合成

虽然可如稍后在本申请案中所描述般以数字方式产生正弦波形，但本文中所揭示的用以合成用于驱动光疗系统中的LED的正弦波形的发明性方法是透过使用模拟合成。如所揭示数字合成涉及在持续变化的持续时间中对LED电流施加脉冲使其接通或关断(即，脉冲宽度调变)以合成正弦波(或多频率正弦波的和弦)，而模拟合成涉及以正弦方式改变参考电流或电流偏压至LED电流控制电路(即，驱动LED串的电流镜)，以本质上使参考电流进入振荡器中。参考图15中所展示的例示性波形，借由在时间t4、t5及t6处发生的正弦曲线254、255及256及亦借由表示借由在时间t2处的波形252实施任何控制功能的能力的任意时间相依波形绘示模拟波形合成。

如图17A中所展示，为执行模拟正弦合成，对金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a施加偏压的参考电压及金属氧化物半导体场效晶体管216a是由固定频率正弦波或正弦振荡参考电压源235(亦称为线性或「谐波」振荡器)取代。可使用电感器-电容器(即，LC)振荡器或使用电阻器-电容器(即，RC)振荡器电路(包含RC相移振荡器、维恩电桥振荡器或双T型振荡器(参见wikieducator.org/sinusoidal_oscillator))制造音频范围中的谐波振荡器。在制造期间，必须使用电阻器或晶体管数组以类似于先前所描述的微调金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的方式微调振荡参考电压源235的输出电压。相比而言，包括简单弛缓振荡器的通常用于时钟产生的其他共同RC电路并非谐波振荡器且并不适用，此是因为其等产生具有不需要的宽频频谱内容的锯齿或三角形波形。

在图17B中，振荡参考电压源235是由具有可调整频率及可调整电压的经控制的振荡参考电压源236取代。所有其他的电路组件，例如金属氧化物半导体场效晶体管216a，维持与图17A所示的相同。图17C中绘示此振荡参考的实例，其包括维恩振荡器280与电压跟随器281及可微调的可变电压输出缓冲器282。维恩振荡器280包括两个经匹配的可变电容器284a及284b以及两个经匹配的可方法化电阻器283a及283b。两个RC网络产生分压器及将信号从高增益差动放大器285的输出返回至其正输入的回馈网络。包括电阻器286a及286b的阻尼网络设定电路的增益及稳定性以稳定振荡。

可借由改变可方法化电阻器283a及283b的电阻Rosc或替代性地借由改变可变电容器284a及284b的电容Cosc来调整振荡频率。可借由以下方法来实现可变电容：改变在金属氧化物半导体场效晶体管的线性操作区域中施加偏压的金属氧化物半导体场效晶体管的栅极电压及电阻或替代性地使用包括离散电阻器与能够使各种电阻器短路的平行金属氧化物半导体场效晶体管的数字电位计。可借由包括背对背PN接面二极管的变容器来实现可变电容，该等变容器经反向偏压至固定电压以建立接面电容。改变电阻或电容调整维恩振荡器280的振荡频率。

为确保借由可微调的可变电压输出缓冲器282的载入并不影响维恩振荡器280的振荡频率，包括差动放大器287与透过电阻器288的负回馈的电压跟随器281提供缓冲。接着，借由包括分别具有电阻值R1及R2的固定电阻器292及可变电阻器291的电阻器分压器调整电压跟随器281的电压Vbuf。该可变电阻器291可包括如先前所描述的微调网络以及数字电位计。定位于电阻器291与292之间且连接至差动放大器289的正输入的分接点处的电压是等于电压跟随器281的输出电压Vrefout且是借由Vrefout＝(Vbuf·R2)/(R1+R2)给定。在借由导线290将差动放大器289的输出连接至其负输入的情况下，该差动放大器289表现为电压跟随器，其如实重现其输入的电压波形，同时将所需电流递送至连接至其输出Vrefout的电负载。

如借由输出波形295所展示，此输出电压Vrefout具有平均值为VAC(t)/2从零延伸至其峰值+VAC(t)的AC分量VAC(t)且并不含有经增加的DC偏移(除正弦波的固有DC平均值以外)。因为仅电压分量是AC，明确言的从谐波振荡器280产生的正弦波+VAC(t)，所以该正弦波可被认为表示大信号AC行为。若期望亦包含DC偏移，则振荡参考电压源236的输出可借由图17D中所展示的电路进一步调整。在此电路中，将图17C中所展示的电路的Vrefout输出通过AC耦合电容器303馈送至包括差动放大器302的电压跟随器300(或另一类型的电压跟随器电路)中。差动放大器302由于将其输出连接至其负输入的导线301上的负回馈而作为电压跟随器操作。AC耦合电容器303的目的是为阻断存在于振荡参考电压源236的输出内的任何DC偏移。若不存在任何偏移，则可免除电容器303。

尽管运算放大器302是从逻辑供应+Vlogic供电，然其负供应轨并未连接至接地而是代替性地连接至借由电压偏压电路309产生的一经产生电压+Vneg，即充当差动放大器302的负供应轨的地上电压。由于此重新引用其负供应轨，差动放大器302的输出电压Vrefout2在其电压位准上从接地移位至更正电压。因此，该输出电压Vrefout2的波形看似与其输出Vrefout的波形相同但Vrefout2是偏移达等于经产生电压+Vneg的DC电压或在数学上表示为

Vrefout2＝VDC+VAC(t)＝+Vneg+Vrefout2<+Vlogic

电路将如实重现输入如此之久，使得DC偏压(+Vneg)与正弦波输入信号AC(t)的总和并不超过供应电压+Vlogic，否则该正弦波的顶部将被「限幅(clip)」，即，在其中+Vneg+Vrefout2≥+Vlogic的任何时间间隔期间达到+Vlogic的恒定最大输出电压。波形限幅导致输出波形的失真，产生不需要的谐波及与使用数字脉冲的LED驱动的频谱污染类似(或甚至比其更糟)的频谱污染。亦注意，若电压差(+Vlogic–+Vneg)太小，则意谓位准移位偏压太高，差动放大器302也许不能够适当运作。

DC电压+Vneg的产生可以任何数目种方式执行，包含由可变增益放大器跟随的经微调的带隙电压、电压受控的放大器、或变化电阻器或开关式电容器分压器网络。此分压器方法在图17D中绘示为使用电阻器分压器技术的电压产生电路309。如所展示，逻辑供应电压+Vlogic连接至包括电阻器304a至304x的串联电阻器串，其中x是数学变量且并不表示英文字母表中的第24个字母。电阻器304b至304x分别与金属氧化物半导体场效晶体管305b至305x并联连接。取决于所需准确度，电阻器的数目可通常为9、13或17，容许实现电压的各种8位、12位及16字节合，其中所需电阻器的数目等于1加上所要准确度的位计数。例如，8个位的准确度需要提供256个位准的输出电压的9个电阻器。

从电阻器304a与304b之间的电压分接点获取的输出电压+Vneg是借由凭借在各种组合中接通及关断金属氧化物半导体场效晶体管305b至305x使各种电阻器短路而改变。例如，若全部金属氧化物半导体场效晶体管305b至305x被接通且其等电阻经设计为相对于电阻器304a的电阻值R1较小，则输出电压+Vneg是接近接地；若金属氧化物半导体场效晶体管305b至305x中没有一者被接通，则输出电压+Vneg变为+Vlogic，且针对各种其他组合可选择中间电压。电阻器网络304a至304x可经进一步修改以从供应范围的仅一部分选择电压。例如，低于+Vlogic的电压可用于对电阻器串供电。电阻器304a至304x的串联阶梯形成类型的数字转模拟转换器，此是因为接通及关断各种金属氧化物半导体场效晶体管本质上是数字功能且结果是模拟电压(即使经量化)。针对更大分辨率，可增加电阻器的数目或缩减至最低有效位(即，LSB)的电压范围的电压范围表示较小电压阶度。

除电压产生器功能以外，包括并联电阻器311a至311x的电阻器微调网络310是与电阻器304a平行放置以提供在制造期间借由凭借外加暂时高电流于IC上的微调衬垫上熔断熔丝链而微调电压准确度的方法。例如，借由在共同微调衬垫312与微调衬垫314之间运行高电流，细金属线313将如熔丝般起作用且熔化，产生电开路及从微调网络310中的电阻器的平行网络移除电阻器311b。

综上所述，图17D中所展示的DC偏移电路结合图17C的振荡参考电压电路容许具有变化频率及借由DC电压偏移的量值的正弦波AC(t)的电产生。只要其并未超过供应电压+Vlogic，则此新揭示的振荡参考电压的输出电压是Vrefout2＝VDC±VAC(t)/2＝+Vneg±Vrefout2，具有VDC+VAC(t)/2的峰值输出电压，VDC–VAC(t)/2的最小输出电压及VDC的平均输出电压。若移除AC耦合电容器303，则输出的平均值增加达正弦波VAC(t)/2的平均电压，从而降低差动放大器302的可用操作电压范围。

如借由Vrefout2波形308所展示，使用图17D的电路或类似电路，信号的AC分量是小于DC偏移电压，即，VAC(t)<VDC。因为主电压分量是DC且并非为正弦曲线，所以正弦波可被认为表示小信号AC行为。在光疗应用中，Vrefout2的电压值实际上表示每当LED串经启用且传导时判定LED亮度的参考电流。本发明电路的小信号操作表示光疗的全新操作模式，即其中LED串是在固定电流下被连续照明且接着在偏压条件下以正弦方式调变使电流略增加及减少且使亮度相应变化的模式。

如图18A中所展示，改变参考电流的另一方式是从数字转模拟(D/A)转换器315供应用于产生驱动金属氧化物半导体场效晶体管216a的金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的参考电流αIref的参考电压。虽然任何数目个位可用于控制准确度，但通常可用的转换器(例如，HDTV中所使用的转换器)包括具有256个位准的8个位，具有4096个位准的12个位或具有65,536个位准的16个位。转换器速度并不高，此是因为光疗所需的最高频率是20kHz，且在大多数情况中仅为5kHz。在操作中，数据是写入至锁存器或静态内存中，明确言的是写入至ILED缓存器316中，且每当D/A转换器视需要在其负载输入接针上接收数字时钟脉冲(即，在5kHz至20kHz之间)时加载至该转换器中。

虽然存在许多方法，包含开关式电容器、电阻器梯及其他类型的D/A转换器(DAC)，但因为在光疗应用中仅需要音频频率，所以可利用低成本解决方案。此电路是图18B中所展示的8位电阻器梯转换器315，其包括精确参考电压源320及包括电阻器321a至321x之一DAC电阻器梯，以及包括借由译码器323控制的金属氧化物半导体场效晶体管322b至322x的DAC开关。金属氧化物半导体场效晶体管322b至322x是分别与电阻器321b至321x并联连接。在操作中，译码器323一旦在其数字负载输入端上接收到借由数字反相器344表示的时钟脉冲，即刻从其输入线8b加载一8位字组，且将该8位字组转换成金属氧化物半导体场效晶体管322b至322x中的哪些金属氧化物半导体场效晶体管应以各种组合接通以在电阻器321a与321b之间的DAC阶梯分接点上产生线性输出电压的指令。接着，将在零至Vref的范围中的DAC阶梯电压馈送至组态为电压跟随器的差动放大器335的正输入。包括电阻器324a至324x、微调衬垫(例如，326及328)及熔丝链327的电阻器微调网络325是与电阻器321a平行放置以在制造期间微调输出电压。替代性地，可微调借由源320提供的内部参考电压Vref以提供所需精确度。

作为发明性组件，视需要包含开关式滤波电容器342以对输出电压Vrefout的涟波进行滤波，或若需要高速瞬时以取决于借由数字反相器343表示的在滤波启用输入端上的数字控制信号而停用滤波。在操作中，当接通金属氧化物半导体场效晶体管340且停用金属氧化物半导体场效晶体管341时，电容器342与缓冲放大器335的输出并联连接且参考315的输出经滤波以移除高频噪声。当关断金属氧化物半导体场效晶体管340且启用金属氧化物半导体场效晶体管341时，电容器342从缓冲放大器335的输出断开连接且参考315的输出未经滤波。借由启用金属氧化物半导体场效晶体管341，排放电容器342上的电荷以防止电压因重复操作而累积。视需要可采用其他D/A转换器来代替电阻器梯转换器315。

图19A中绘示以所揭示的方式产生的无任何增加的DC偏移的292Hz(D4)振荡参考电压的实例，其包括具有3.42毫秒的周期及0.6V的平均电压输出的1.2V正弦波371。便于选取类似于针对低温系数或接近零「温度系数(tempco)」微调的带隙电压的输出电压的峰值电压。然而，亦可采用其他电压以产生至LED驱动器215a的所要输入电流。

应强调，如本文中所揭示的正弦曲线350是经合成、可方法化及低电压，并非旋转电磁发电机或用于发电厂中的AC发电的交流发电机的人为产物。因此虽然用于住宅及商业照明应用中的LED可至少在理论上从60HZ AC线路电压直接驱动，但该等AC线路电压及其在一般照明中的应用的正弦特性是完全不同于可应用于光疗的LED的经提出的合成正弦波激发。

首先，AC线路电压是高电压，通常为110V AC或220V AC且在其中装置(在此情况中是LED数组及衬垫)碰触皮肤的医学应用中的危险让人无法接受。在用于光疗的LED驱动中，串联连接的LED的总数目是限于在低于40V的最大电压下操作，即保险商实验室(UL)认为对消费者及医学应用安全的电压。

第二，AC线路的频率随着加载实用客户而改变且被许多非所要频谱谐波污染，从而影响正弦波的纯度且致使其不适于光疗应用。

第三，AC线路的频率(即，60HZ)及其谐波120HZ并不表示已知对光疗有益的频率，例如，292Hz的多倍。事实上，60Hz并不表示经指示用于光生物调节的任何纯音或变化全音的多倍。

第四，除其随加载而发生的不受控制的变动以外，AC线路的频率是固定的且不可方法化或不可调整。其不可经动态调整或改变或匹配自然生物过程的时间常数及相关联时间常数。其亦不可用于产生多频正弦曲线的和弦、亦不可用于控制能量密度及频谱内容，即，多频正弦曲线的混合。

第五，将自110VAC或220VAC的AC主电源线路电压降低至安全位准(即，低于40V)需要经设计以在60Hz下操作的大且重的铁芯变压器。

第六，用于光疗中的LED必须包括在光谱的红光、近红外光或蓝光部分中的相对较窄的光谱波长。透过隧道发射的量子力学过程发射、光谱宽度通常为±35nm的LED光系借由在制造中用于实现LED的人造晶体的带隙工程设计来判定。用于照明的LED经设计以发射包括彩虹中的许多色彩的一宽光谱的光，即，白光。不像用于光疗中的LED，白光LED包括具有透镜帽的蓝光或UV LED，该透镜帽含有经调谐以吸收蓝光或UV光的磷光体。在操作中，从LED半导体材料发射的光是借由透镜帽中的磷光体原子吸收且经转换成类似于阳光但更白且较不黄的宽光谱「白」光。

最后，由于包含较差功率效率、较差功率因子、电击危险及闪烁的各种棘手技术问题，在一般照明应用中使用AC正弦曲线的LED的直接驱动现今实际上并不用于商业实务中。现今的LED灯泡使用多级脉冲宽度调变切换电源供应器以用于功率因子校正及电压调节。LED亮度因此是借由数字脉冲而非使用正弦曲线控制。

因此以AC照明驱动的LED不可应用于光疗。

在D/A转换器315的操作中，至译码器323的数字输入在对负载接针计时(即，以固定时间间隔发生以产生任意且可调整频率的正弦波的至反相器344的输入)期间重复载入。以下表格表示用于波形合成中的各个时间点的实例。

如所展示，8位D/A转换器呈现高出其零状态(即，从二进制0000-0000或从十六进制00至FF)的256个输出状态或256个步进。为便于将此等状态映射至360弧度角，仅采用D/A转换器的240个步进(即，241个状态)。因而，240个步进对应于每DAC步进360°或1.5°。在十六进制中对应于从F0至FF的DAC输入代码的从241至255的其余DAC步进有意被跳过且并不用于正弦曲线产生中。如所描述，以三种等效方式表示DAC值

借由一个十六进制数字代码(至图18B中的译码器323的输入)，如借由以上表格的第三行中的十六进制代码绘示

借由一个二进制数字代码，该代码展示于以上表格的第二行中的表示接通及关断图18B中的金属氧化物半导体场效晶体管322b至322x以动态改变电阻器分压器网络比率的各种组合

借由从DAC 315及缓冲器335输出的模拟输出电压，该电压借由以上表格中的最右行所展示；或替代性地若借由一电阻器划分电压以产一受DAC控制的电流，则借一电流。

在操作中，以一有规律的时间间隔将增加数字代码的序列馈送至DAC中以产生上升输出电压。相反地，使数字代码下降的序列可用于降低DAC的输出电压。若重复及一致地执行此增加及减少代码序列，则任何周期函数可经合成为DAC 315的输出。若根据针对角度(例如，15°)的固定步进的正弦函数的评估以定期时间间隔将代码输入至DAC中，则该序列将导致来自DAC 315的正弦输出。

为合成具有约T＝3.42毫秒的周期的292Hz正弦波，240个步进的各者包括0.0142694毫秒。因此，用于加载DAC的译码器323的最小对应信号必须为292Hz·240个状态/Hz或70,080Hz。振荡参考电压的所得频谱是绘示于图19B中，图19B使用D/A转换器来合成具有对应于纯正弦D4频率350的频率f_synth＝fref＝292Hz的以正弦方式振荡参考电压351。在超过70kHz处，时钟频率354是恰进入超音波范围中且因此并非为不需要的频谱污染之一源。相较于所产生的292Hz方波(即，图12中所展示的经脉冲施加的D4)的先前技术频谱，第3、第5、第7至第13倍的292Hz正弦曲线的谐波频谱353全部具有零能量，此意谓已完全消除音讯频带中的全部频谱污染(参见表格355)。

除在音频范围外以外，借由时钟频率354所产生的噪声的量值为小。图19C中所展示的正弦曲线350的特写视图352揭露噪声的起源、存在于每当D/A转换器的输出改变电压时发生的经产生波形358中的电压359中的递增步进。如所展示，此等转变在用于载入DAC的译码器的时钟的振荡频率下发生。此频率在频率fclock＝fref·(DAC步进的数目)下发生，其中「DAC步进的数目」对应于D/A转换器的位分辨率(四舍五入至任何方便数目个步进)，然亦可采用高于此时钟频率的时钟频率。

除非有意利用较高时钟频率，否则时钟的频率且因此借由该时钟产生的噪声的频率将依所产生的正弦波的频率来按比例调整。因而，若经产生的正弦波是处于较低频率，则时钟的噪声频谱将相应地在较低频率下发生，可能与音讯频谱重迭。例如，图19D中所展示的图表360a绘示包括在D/A转换器的时钟频率(明确言的4,380Hz)下发生的序列小电压变化362的18.25Hz正弦波361的一部分。

在相同时间标度上，图19D的图表360b以直方图363绘示依此等步进的各者的电压变化ΔVref作为振荡的1.2V峰值至峰值量值的百分比。在13.7毫秒之前当输出电压Vref仍增加时，ΔVref的值为正。在13.7毫秒处该变化减弱至接近零且此后在点365处该变化在极性上变为负。在约27.4毫秒处当该正弦波穿过其0.6V的平均电压(即，一点364)时，ΔVref的量值达到其最大负值且此后量值开始减小。此峰值量值表示少于该正弦波自身的振幅的1.3％。

所得频谱，如表格369所列，是展示于图19E中，图19E指示借由行367表示在时钟频率4,380Hz下发生的电压转变的量值与借由行366表示在18.25Hz下(虚线180)的振荡参考电压的量值相比是较小。类似地，此等数字转变的谐波亦在相对量值上小到可以忽略。例如，时钟频率的第3谐波的量值是借由行368表示。即使该时钟及其第3及第5谐波是在音讯频谱中，即，频率低于借由线175所展示的22,000Hz，其等小量值亦使经合成的振荡参考的频谱污染不显著，甚至在低频率下亦是如此。此外，若需要，则可借由经施加偏压以借由接通金属氧化物半导体场效晶体管340将电容器342连接至Vref输出的滤波启用功能滤出其余涟波(虽然小)。

借由如本文中所揭示般采用模拟合成，可产生音讯频谱中的广泛范围的正弦波激发型样以驱动用于光疗应用的LED数组、不受谐波污染。在模拟正弦合成中使用所揭示方法及设备，可实现对波形的频率及振幅两方面的动态控制，包含在峰值及平均电流控制上的独立控制。

如图20中所绘示，此等不同组合是在展示启用信号371及参考电流波形375至379的图表370a及展示所得LED电流波形385至389的图表370b中进行例证。在以下表格中概述的此等正弦波形并非展示为暗指特定疗法或协议而是仅绘示使用模拟合成可行的各种电流波形组合。

时间、波形描述 启用信号 峰值

αI ref 最小

αIref 平均

αIref 频率 ILED

<t1不具有DC偏移的大信号高频率正弦曲线375、385 接通 Ir10 Ir1/2 fref0 ΔIL1±ΔIL1

t2-t1不具有DC偏移的大信号低频率正弦曲线376、386接通Ir10 Ir1/2 fref1 ΔIL1±ΔIL1

t3–t2不具有DC偏移的经缩减信号低频率正弦曲线377、387 接通 Ir20 Ir2/2 fref2 ΔIL2±ΔIL2

t4–t3具有DC偏移的小信号高频率正弦曲线378、388接通Ir2Ir4(Ir2–Ir4)/2 fref3 ILDC+ΔIL3±ΔIL3

>t4具有DC偏移的小信号低频率正弦曲线379、389接通Ir2Ir4(Ir2–Ir4)/2fref4 ILDC+ΔIL3±ΔIL3

将图表370a及370b分成5个时间间隔，其中在各时间间隔中具有不同波形实例，在时间t3之前的时间间隔表示大信号行为，其中LED电流以表示峰值可用供应电流的大部分的峰值至峰值变动振荡，且在t3之后的时间间隔表示相对于该峰值可用供应电压及相对于平均DC电流ILDC+ΔIL3的小电流变动。此外，在t1之前的时间间隔中的频率fref0及在t3与t4之间的时间间隔中的频率fref3是展示为与其他时间间隔中的波形的频率相比较为高。

明确言之，在时间间隔0至t1及t1至t2中，参考电流波形375及376的量值在零与峰值电流值Ir1之间振荡，具有平均电流Ir5＝Ir1/2(借由虚线380所展示)，且各自频率fref0>fref1。此参考电流导致LED电流ΔIL1±ΔIL1具有借由虚线390所绘示的平均LED电流ΔIL1、峰值电流2ΔIL1及最小电流零。在从t2至t3之后续时间间隔中，大信号参考电流波形377相较于先前时间间隔在峰值量值上降低但仍保持为大信号，其中一参考电流在从零至Ir2的范围中且具有借由虚线381所绘示的平均值Ir6＝Ir2/2。因此，LED电流387在借由虚线391表示的量值ΔIL2的平均电流周围以正弦方式从零振荡至峰值电流2ΔIL2。虽然波形377及387的频率fref2可选取为任何值，但如所展示其仍保持与先前时间间隔t1至t2相同，即fref2＝fref1。

在时间t3及此后，参考电流波形378及379的量值显著减小，在电流Ir2与Ir4之间的范围中的波形378及379对称围绕借由虚线392382表示的量值Ir3的平均电流且结合恒定DC偏移Ir4在频率fref3>fref4下振荡。所得LED电流388及389分别在频率fref3及fref4下以正弦方式振荡，且两者皆具有2ΔIL3的峰至谷范围及借由虚线392表示的平均电流，该平均电流等于DC偏移ILDC加上波形388及389的峰至谷范围2ΔIL3的一半，即，ILDC+ΔIL3。因此，所得小信号波形是在ILDC+ΔIL3±ΔIL3的最大值与最小值之间以正弦方式振荡的电流，意谓LED是经连续照明但其等亮度是以正弦方式变动。

综上所述，为产生用于光疗的有规律的周期性的时变电流，较佳的是使用一经控制电流源或经控制电流槽改变LED电流来代替使用一经控制电压源驱动LED串，此是因为LED亮度以一一致方式与电流成比例地改变。相比而言，LED电压以独立于亮度之一方式改变且主要由于LED晶粒制作及制造的变动而改变。因此，使用电压驱动维持LED亮度之一致性及均匀度仍成问题的，从而需要LED驱动的各信道的精确微调。

如先前所展示，为实施一经控制的电流槽，将可方法化电压馈送至电阻器及晶体管的网络以建立参考电流及将此电流镜像至驱动分离LED串的一或多个信道。可在制造期间借由如先前图16C中所展示般微调电阻器的网络或借由如图16D中所展示般微调晶体管的网络而主动微调参考电流的值以针对给定电压输入设定电流的精确值。该等晶体管可包括双极或金属氧化物半导体场效晶体管类型。

借由以有规律的周期方式随时间改变用于驱动电流镜或跨导放大器的电压，可产生时间相依或振荡LED电流。可以正弦方式或借由任何其他有规律的周期函数凭借操作振荡电路中的电压参考而改变电压。替代性地，可使用电压输出类型DAC的数字控制持续改变电压以「合成」所要波形。

产生经控制电压所借助的一替代方式是将时变可方法化电压馈送至跨导放大器(将电压自然转换成一对应电流的放大器)中，但跨导放大器较大且与使用电流镜相比实施起来更昂贵。

至少理论上的又一替代例可是对各电流槽金属氧化物半导体场效晶体管施加偏压以在恒定电流操作体系中操作，以针对各所要漏极电流使用适当栅极电压精确地驱动该电流槽金属氧化物半导体场效晶体管。为完成此目标，栅极驱动电路在制造时将需要校正。一旦经校正，使用时变序列电压驱动金属氧化物半导体场效晶体管栅极将导致所要周期电流波形。然而，因为临限电压不仅随着制造改变而且随着温度改变，所以用以产生跨LED驱动的多个信道的经控制及良好匹配的电流的校正方法仍成问题。因而一电流镜仍极大地占优势，此是因为两个或更多个镜晶体管以相同方式随着制造及温度而改变使得晶体管及所得LED电流的电流比率保持恒定。

最终，可采用可方法化电流模式DAC以合成一周期时变电流，但驱动多个LED串，仍有益的是，将DAC输出电流馈送至晶体管电流镜中以不仅缓冲电流至较高值而且便利地产生经良好匹配的LED驱动的多个信道。

和弦的模拟正弦合成

再次参考图10的共振图表，经文件充分证明，许多(若不是大多数)物理系统呈现一个以上共振频率。假定过多的时间常数存在于生物的解剖学及细胞学过程中，则清楚的是，本质上亦存在多个生物共振频率。虽然未经证实多个生物共振频率的同时激发是否对治疗功效产生有益影响，但先前技术系统利用LED的数字脉冲激发。如图11及图12中所展示，此等纯粹数字方波LED驱动方法不能够同时产生多个频率，除了不需要的谐波以外。

形成截然对比的是，熟知正弦波频率在不受限制的情况下以代数方式增加，如借由声学钢琴中的多音符「复调和弦」的存在来证明。在数学上，正弦波的总和可借由具有变化量值Ax、频率ωx及持续时间(或衰变率)的多个正弦波的级数总和表示，即

G(t)＝A1(t)·sin(ω1)+A2(t)·sin(ω2)+…+Ax(t)·sin(ωx)

如在图21中以图形方式表示，其中一192Hz正弦波401及一120Hz正弦波402经组合以产生借由波形403展示的一双音符和弦。借由复调激发驱动的LED将借由将能量有效耦合至可比较的生物共振频率中的能力同时及并发呈现多个频率。

合成复调和弦所借助的一方式是展示于图22A中，图22A包括模拟混合器电路405，模拟混合器电路405加总分别借由振荡器236a及236b产生的振荡参考电压Vrefa及Vrefb以产生时变电压，导致振荡参考电流αIref作为至驱动金属氧化物半导体场效晶体管216a的金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的输入。存在各种模拟混合器电路，包含使用可调整电阻器分压器来改变个别输入的增益的多输入放大器。具有不同振荡频率的振荡器236a及236b可经同步以防止不需要的频率漂移及频迭。

其他模拟源可用于产生包括一或多个和弦或甚至音乐的复调参考电流。例如，在图22B中，包含音乐合成器、无线电译码器或音讯录制播放器的任何复调音讯源408的模拟输出可用于产生参考电流αIref，前提条件为音频源408的模拟电压输出及电路的串联电阻经调整以使αIref的峰值限于驱动金属氧化物半导体场效晶体管216a的金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a可接受的输入范围以防止信号失真。从概念上来说，音频源408的模拟电压输出可借由包含音讯前置放大器406所跟随的电阻器407a及407b的分压器对电压上按比例调整以产生时变电流αIref。实施此一电路的方式是采用具有值Iref的固定参考电流且使用具有电流增益α的电流放大器按比例调整此电流至较高或较低电流，其中响应于模拟音讯源408的模拟输出调变该增益α。模拟音频源408可包括磁带播放器、数字音频播放器、CD播放器或以数字方式串流的音乐。

图22C中所展示的用以驱动模拟音频源的另一方法是直接转译数字源413(诸如数字串流的音频、以数字方式编码的数据或CD音频)且使用音频编码译码器412中的格式转换将特定数据编码格式转换成并行或串行数字数据。接着，此1位数据串流或16位平行字组序列是使用数字信号处理器(DSP)411中的客制算法进行处理且以有规律的时间间隔加载至D/A转换器410中以产生所要时变参考电流αIref。为避免音频失真，若将保持整个音讯频谱则应在44kHz的最小频率下将数字字组加载至D/A转换器410中。在操作中时变参考电流αIref接着控制金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a以驱动金属氧化物半导体场效晶体管216a。

一共同混淆点在于，诸如CD播放器或因特网串流的数字音频的数字音频源通常被视为数字的，此是因为音频信息是储存为「位」，明确言之储存为描述通常称为PCM或脉冲写码调变的序列音频音量的数字字组。然而，在重建模拟音频信号期间，数字PCM源是用于驱动D/A转换器以产生时变模拟信号，且因而信号重建包括以类似于图22C中所展示的方法的方式进行「模拟」合成。

除该等相似性以外，数字音频播放器的功能是重现驱动磁性线圈或压晶体管以移动空气及产生声音而非产生光的音频信号。扬声器或变频器的大部分充当自然滤波器，其惯性负责移除许多不需要的频率及尖波。例如，结合滤波电容器，扬声器线圈的电感自然形成简单低通滤波器。简言之，音频重现支持低频率且必须使用藉助于功率放大产生的高电流驱动，以如实重现高频率音调。在许多情况中，诸如在吉他放大器中，只要谐波听上去「良好」，放大器便经有意驱动成失真。

相比而言，光子是无质量的且并不经历惯性阻尼或滤波。LED的响应时间以奈秒精确度发生且即使在驱动波形的全部谐波对于光疗目的而言是不需要或有害时仍如实重现该等谐波。由于此等差异，无论是使用模拟合成还是数字合成来产生用于光疗的波形，用于驱动光疗中的LED的谐波频谱内容皆是使用特定生物物理过程(诸如细胞、组织及器官的电子传导、离子传输、分子键合、瞬时热传导及稳态加热)达成生物共振的关键。

例如，当调适用于LED驱动的音频源或音乐时，DSP 411可用于对来自音讯串流的特定频率及音符予以选择性地滤波同时抑制可能不利于光疗治疗的其他音调，例如，借由铙钹撞击声产生的奇次谐波。因此，用新数据加载D/A转换器410的数据速率应等于不小于两倍的随着借由金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的LED电流调变重现的最高频率。为了方便起见，D/A转换器410、DSP转换器411及音频编码译码器412可借由通常凭借对晶体(xtal)振荡器的振荡向下分频而产生的共同数字时钟信号414同步。虽然数字滤波可使重现于扬声器或耳机声音上的音乐及音调对于人耳而言不可听到，但从光疗中的LED驱动波形移除不需要的谐波及频谱内容对于在光疗治疗期间达成组织特异性及高治疗功效而言是重要的。

本文中所揭示的用于避免模拟信号处理、数字滤波或产生音调和弦的音讯混合的复杂性及增加的成本的另一发明性方法是将模拟合成波形与借由以数字方式「选通」模拟振荡波形所达成的第二数字脉冲频率组合。返回参考图17B的电路，此方法采用单频率振荡器236以在使用数字合成器203a选通金属氧化物半导体场效晶体管驱动器使其接通或关断时馈送金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的参考电流输入。存在两种可行方法，即

将数字选通频率fclock设定为高于振荡参考电流的频率fref，即，fclock>fref

将振荡参考电流的频率fref设定为高于数字选通频率fclock，即，fref>fclock

使用此两种方法产生的波形具有不同频谱特性，且因此该等方法不能互换使用来执行双频LED驱动。

图23A绘示其中时钟信号的频率fclock高于以正弦方式振荡的参考电流的频率fref的情况，即，上述方法的第一者。如图表420a中所展示，具有周期Tref＝3.42毫秒及平均值422的292Hz振荡正弦参考电流421(D4)与具有时钟周期Tclock的启用信号423的数字脉冲相比明显具有较长的周期及较低的频率。为此图解说明目的，启用信号423的数字脉冲的特定频率fclock可为任何值，前提条件为fclock至少是正弦波频率fref的两倍。在操作期间，每当启用信号423是处于逻辑零时金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215输出零伏特(即，接地)，且每当启用信号423是处于逻辑1或「高」状态时金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215输出振荡参考电流421的模拟值。所得波形是相当于针对各时刻以「1」或「0」的数字乘法器乘以模拟正弦波，本质上是将正弦波「切分」成若干段。

图表420b中所展示的LED电流波形包括高度变化的电流的小电流脉冲424，其中脉冲集合形成具有与振荡参考电流421相同的频率及相位的包络425a、425b、425c或425d(个别及统称为425)。取决于启用信号423的t_on对Tclock的比率，此等包络的差异是仅在振幅上的变动。该启用信号423的工作因子(即，t_on/Tclock)充当脉冲宽度调变亮度控制，在不改变正弦波参考电流421的频率或相位的情况下借由脉冲宽度调变控制正弦包络425的平均电流且因此LED亮度。

因为复调和弦的两个频率中的较高者是「以数字方式」产生，所以此频率分量将呈现方波的先前所描述造成不需要的频谱污染的谐波。此点是绘示于图23B中，其中292Hz参考电流421在借由线431展示的频率fref下发生，且与在借由线432展示的频率fclock下发生的4,672Hz的以数字方式施加脉冲的启用信号423组合。因为该启用信号423是一方波，所以其产生谐波434，谐波434包含在音讯频谱中的14,016Hz的第3谐波及其在超音波频谱中(即，超出借由线175所绘示的频率)的谐波的其余者。因此使用此方法，可在不需要混合器或两个模拟振荡器的情况下产生292Hz(D4)及4,672Hz(D8)的和弦，其中唯一缺点在于不需要的第3谐波仍存在于音讯范围中。出于参考目的，所得频谱是概述于包含D的其他八音度的表格435中。

若数字脉冲率是增加至D9或高于约7kHz的任何其他音符，则没有谐波将显示于音频频谱中。此实例是展示于图23C中，其中借由线431所展示的292Hz参考电流是与在借由线440所展示的频率fclock(D9)下的9,344Hz以数字方式施加脉冲的启用信号441组合。出于参考目的，所得频谱是概述于包含D的其他八音度的表格445中。如所示，第3谐波442位于超音波范围中，且因此并非为频谱污染的源。

注意，如图23D中所展示，若可将借由线450展示的时钟频率fclock推动至超音波频谱中，则如表格451中所展示不存在令人担忧的谐波。因为此方法消除和弦的第二音符，因此其并非为用于复调合成的方法且并不赋予优于使启用信号保持接通的任何优点。作为替代例，如借由图23E中的实线452所展示，在18,688Hz(即，在D10)下运行时钟消除如表格453所示的全部音频谐波但仍提供一第二频率作为fref的八音度。

概括地说，对于其中fclock>fref的两个音调的复调合成，对fref的值并无限制但必须选取避免音讯范围中的显著频谱污染的数字脉冲产生的频率fclock。

图24绘示其中在低于以正弦方式振荡的参考电流的频率fref的频率fclock下(即，其中fclock<fref)以数字方式选通启用信号的情况。

如图表460a中所展示，具有周期Tref及平均值464的固定频率持续振荡参考电流462与具有时钟周期Tclock的启用信号461的数字脉冲相比以较长周期及较低频率振荡。将各时钟周期Tclock细分成两个时间间隔，即，在启用信号461处于逻辑零或经施加偏压处于「关断」条件时的toff及在启用信号461经施加偏压处于逻辑1或「高」状态时的t_on。在操作期间，每当启用信号461处于逻辑零时金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215输出零伏特，即，接地。相反地，每当启用信号461是逻辑1或「高」状态时，金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215输出振荡参考电流462的时变模拟值。

在此t_on时间间隔期间，金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的输出并不导致单一、恒定LED电流但电压及电流的正弦振荡的任何部分皆在该时间发生。所得波形是相当于针对各时刻以「1」或「0」的数字乘法器乘以模拟正弦波，本质上是将该正弦波「切分」成短时间间隔或振荡的「片段」。图表460b中所展示的LED电流波形包括持续时间t_on的相同时间间隔，其中LED电流466在其切断(如借由线467所展示)达持续时间toff的前完成一或若干振荡循环且此后重复整个循环。

倘若参考电流波形463包含具有平均值465的DC偏移，如图表460a中所展示，则图表460b中所展示的所得LED电流波形468呈现相同AC振荡行为，惟该振荡的量值减小除外，从而导致重复传导达持续时间t_on且接着在继续其传导及小信号振荡之前暂时中断达持续时间toff的一LED串的亮度的振荡扰动。注意，振荡参考电流中不存在或存在DC偏移对双音符和弦的谐波频谱不产生任何影响。

使用此所揭示方法的由虚线432所示的D8及由虚线471所示的D9的一和弦的所得频谱是展示于图25A中，其中在借由实线472所展示的9,344Hz(D9)的频率fref下之一正弦参考电流与在借由实线423所展示的4,672Hz(D8)的频率fclock下以数字方式施加脉冲的启用信号组合。因为该启用信号是以数字方式施加脉冲，所以其产生谐波434，谐波434包含在音讯频谱中的14,016Hz的第三谐波及在超音波频谱中的较高频率谐波(即，超出借由线175所绘示的频率)。因此，使用此方法，可在不需要混合器或两个模拟振荡器的情况下产生D8及D9的和弦，其中唯一缺点在于不需要的第3谐波仍存在于音讯范围中。出于参考目的，所得频谱是概述于包含D的其他八音度的表格473中。

虽然此方法对于高频率和弦起良好作用，但在产生低频率时其操作仍成问题，此是因为数字时钟，即谐波噪声及频谱污染的起源在双音符复调和弦的较低频率下发生。此问题是绘示于图25B中，图25B展示将584Hz(由虚线475所示的D5)参考电流(线476)与292Hz(由虚线161所示的D4)的以数字方式施加脉冲的启用信号(实线161162)混合的结果。由于该292Hz方波启用信号，谐波164的频谱污染在整个音讯频谱中发生，如表格477中所描述，此与图12中所展示的情况相同。因此，此方法对于产生用于光疗应用中的LED驱动的低频率复调和弦并非有用。

为产生高频率复调和弦，可如图26中所展示般以低成本实施该方法，此是因为用于产生正弦波的振荡器236亦可用于驱动简单的除以2、4或8的计数器482以仅产生所需的数字时钟脉冲作为至驱动金属氧化物半导体场效晶体管216a的金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的启用信号输入。因为振荡参考236呈现用于清除触发计数器482的过慢的正弦转变，所以具有滞后性及高输入阻抗的一中介施密特(Schmidt)触发器或比较器481是插入于振荡器236与计数器482之间。借由计数器482实施的频率划分中的每一因子2表示音乐音符中的八音度，即，D8除以2是D7，D8除以4是D6等等。

脉冲宽度调变的数字LED控制

除了上文所描述的模拟正弦合成之外，本文中所揭示的用以合成具有经控制的谐波含量用于驱动光疗系统中的LED的正弦波形的另一发明性方法是透过使用数字合成。模拟合成涉及以正弦方式改变至LED电流控制电路的参考或偏压电流，而数字合成涉及以持续变化的时间间隔对LED电流施加脉冲使其接通及关断以合成一正弦波(或正弦波的多个频率的和弦)。脉冲调变技术包含通常由首字母缩略词脉冲宽度调变指代的固定频率「脉冲宽度调变」及由首字母缩略词PFM指代的可变频率「脉冲宽度调变」两者。虽然可采用脉冲宽度调变及PFM调变技术两者来控制电子电路(诸如电压调节器)中的平均电流或电压，但PFM的可变时钟率使波形合成变得复杂。此外，PFM可引起不需要的射频噪声及频率改变的电磁干扰(EMI)且因此难以进行滤波或屏蔽。EMI在医学装置中尤其成问题，此是因为诸如FDA及FCC的政府机构严格禁止可能危险地干扰一医院或诊所中的其他生命攸关的医学装置的EMI。因此，在理解替代性地一序列PFM控制脉冲可视需要用于波形合成中的情况下，本申请案的数字合成章节主要集中于脉冲宽度调变控制技术。

返回至图15中所展示的波形实例，虽然脉冲数字波形243至258并非特定绘示数字正弦合成，但绘示仅借由增加LED电流脉冲宽度267至一较长脉冲宽度268来将平均LED电流从借由虚线272所展示之一位准改变至一较高位准273的能力。因为脉冲267及268两者的频率是等于所以此表示亦称为固定频率脉冲宽度调变的「脉冲宽度调变」的原理，其是以数字方式执行正弦合成所藉助之一方法。数字合成的替代方法，即「脉冲频率调变」或亦称为一「PFM」是借由比较在时间t8及t9处用于借由改变LED接通时间及频率而将平均LED电流从借由虚线273展示之一位准增加至借由虚线274所展示之一位准的脉冲268及269进行例证，即，因为T2大于T1，所以脉冲268的频率(1/T1)大于脉冲269的频率(1/T2)。可变频率PFM方法可包括固定接通时间或固定关断时间调变方案。由于考虑到造成动态改变电磁干扰从而导致难以进行滤波的噪声的时变信号，所以通常避免可变频率PFM方法。

不像其等的效能及电路稳定性对其等的输出的电负载灵敏的模拟电路，在数字合成中，借由数字合成器电路产生的启用信号具有一大数字「扇出」，意谓一数字合成器可用于控制许多信道及金属氧化物半导体场效晶体管驱动器。一大扇出之一实例是绘示于图27C中，其中数字合成器203具有一单一输出且用于驱动从215a至215n的许多金属氧化物半导体场效晶体管驱动器的启用输入，其中n是一变量且并不一定表示英文字母表的第14个字母。在此实例中，其中数字合成器203具有一单一输出，LED驱动器的全部信道将同时呈现相同数字波形且合成相同正弦曲线。此集中式方法容许一数字合成器使用一共享导电信号路径(无论是一导线、导电印刷电路板(PCB)迹线还是一数据总线)连接至全部金属氧化物半导体场效晶体管驱动器。

图27A、图27B及图27C绘示及对比数字合成器的各种组合及LED驱动的独立信道。在图27A中，各金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a至215n系借由其自身对应数字合成器203a至203n(统称为数字合成器203)加以控制，其中下标「n」表示一数学变量且并非为英文字母表的第14个字母。所展示的此各种数字合成器可占据表示一集中式、丛集化或完全分布式系统之一个、若干个或全部独立的集成电路。因为各LED信道及相关联金属氧化物半导体场效晶体管驱动器是借由其等自身专用数字合成器加以控制，所以此实施方案提供在需要时合成具有信道专属频率、量值及持续时间的正弦波的完全灵活性。因而，重要的是，通道应经同步至一共同时钟参考，否则信道至信道交互作用及频迭可引起噪声。在此独立自主的方法中，数字合成器203a至203n的各者必须使用一专用导线或导电PCB迹线连接至金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a至215n中的其对应金属氧化物半导体场效晶体管驱动器。

在不牺牲灵活性的情况下最小化电路重复及最小化IC面积的另一方法是图27B中所展示的集中式控制方法，图27B包括具有多个独立控制的输出的单一数字合成器203。在此方法中，集中式数字合成器203必须使用分离及相异导线或导体对每个金属氧化物半导体场效晶体管驱动器进行唯一寻址。若采用离散导线或导电PCB迹线，则数字合成器必须经定位靠近金属氧化物半导体场效晶体管驱动器，即在金属氧化物半导体场效晶体管驱动器实体附近，或以其他方式将需要大量具有延长长度的导体。替代性地，可采用数据总线以针对全部信道分布数据，但接着各信道需要译码器电路来唯一地识别其特定控制信号与其他信号。

图27A的数字合成器203a的实施方案是示意性地表示于图28A中，图28A包括数字计数器503、锁存器506及包括反相器507a及507b的数字缓冲器串，其中数字合成器203a的输出凭借借由微控制器μC 500产生的时钟信号501及平行数据总线502加以控制。展示反相器507a及507b以绘示必须缓冲包括最小尺寸逻辑晶体管的锁存器506的输出以驱动一或多个金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a的输入电容，以及补偿存在于数字合成器203a与借由电流槽电路201a表示的电负载之间的导电互连中的任何寄生电阻及电容。因而，用于反相器507b中的金属氧化物半导体场效晶体管的电流驱动能力及对应栅极宽度应相应地经设定大小以依必要速度驱动启用线。

虽然图解说明展示电插入于锁存器506的未经缓冲输出与至高电流反相器507b的输入之间的单一反相器507a，但实务上循序增加栅极宽度的许多中间反相器(未展示)可用于按下反相器的电容负载来按比例调整各反相器的输出电流。只要反相器系列(包含第一反相器507a及最后反相器507b)中的反相器的总数目是偶数，例如，2、4、6、…，则数字计数器503及锁存器506的输出应数字合成器203a的输出保持数字相位。采用所描述的循序缓冲器串的结果是显著较大扇出且具有一致驱动广泛范围的数据线同时促成信号传播延迟的可忽略变化的能力。贯穿本发明，在高速栅极需要高速驱动长线、高电容或重负载的任何时候可使用此相同技术，且因此将不再描述该技术。

在操作中，μC 500将来自其型样EPROM的数据写入至平行输出线502上。μC 500亦在线501上产生包括同步脉冲及时钟信号θ的时钟信号。在操作中，同步脉冲将锁存器506的输出设定至逻辑「1」，借由反相器507a及507b缓冲的该输出启用金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a使其处于接通状态，驱动金属氧化物半导体场效晶体管216a的栅极以产生一经方法化电流ILED及照明LED串205a至固定亮度。同时，该同步脉冲引起数字计数器503将存在于平行数据总线502上的数据加载至计数器的缓存器504中，该数据借由实例展示为8位字组。时钟信号θ的脉冲引起数字计数器503线性倒数，随着每一脉冲使其余计数递减1。当计数达到零时，数字计数器503在输出线505上产生脉冲，将锁存器506的输出重设至「0」且停用驱动金属氧化物半导体场效晶体管216a的金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a。

图28B的时序图绘示图表510a中的数字计数器503的数字合成器操作及图表510b中的锁存器506的操作。如所展示，数字计数器503在借由时钟信号线501上的同步脉触发加载指令511后，即刻加载数据512。时钟信号θ的重复脉冲随后针对各时间间隔Tθ递减计数器缓存器504一次，最终在时间513处倒数至零计数。在此时间期间，数字合成器203a的输出输出如借由波形516展示之逻辑「1」状态。当数字计数器503中的计数的值达到零时，在时间513处重设输出(线517)且LED串关断。直至下加载指令脉冲(线511)，数字计数器503中的计数保持于零(线514)或替代性地即使其继续计数，亦被忽略。在加载指令511时，数字计数器503针对下循环加载数据515。

如图510b所示，所导致的自锁存器506的LED致能信号输出包含在t＝0之前，致能输出为0，其与加载指令511「设定至1」同时转变为逻辑「1」(如位准516所示)，且在时间t_on的时候以加载指令517「重设定至0」以逻辑「0」的转变终结。在0至t_on的整个期间中，其中当致能信号输出为逻辑「1」时，LED是经照明。在0至周期T_sync的间隔518中，致能输出维持于逻辑「0」，及LED维持暗的；之后，脉冲循环上述方式重复循环。数字计数器503的功能是决定t_on间隔的长度，即，LED将照明整个周期T_sync的部份，及藉此设定平均亮度。工作因子D为接通时间t_on与周期T_sync的比例，其为由D＝t_on/T_sync所给予的平均LED亮度的量测。高工作因子，例如90％意指高亮度。低工作因子，例如10％导致低的LED亮度。90％的工作因子意指LED于一半的时间为接通的，及因此导致全部LED亮度的一半。

如所绘示，数字计数器503是二进制的且可包括涟波计数器或一同步计数器。替代性地，计数器503可借由μC 500内的软件实现，从而消除对硬件计数器及锁存器的需要，但仍执行类似功能。综上所述，在数字合成器203a内的脉冲宽度调变计数器功能可经离散实施，或使用μC 500内的专用定时器功能实施，或实施于μC 500内的软件中。然而，当采用软件定时器时，必须保持小心谨慎以确保中断并不暂停或延迟有规律的计数器操作，否则可能合成一错误频率。

所揭示LED驱动系统的所得LED电流波形包括依固定时钟率重复的具有经控制宽度及变化持续时间的脉冲。借由改变接通时间t_on同时维持固定时钟周期T_sync，可以数字方式控制LED串中的平均电流。此方法可称为固定频率脉冲宽度调变或脉冲宽度调变控制。具有变化接通时间的脉冲的固定频率脉冲宽度调变产生的实例是绘示于图28C中。在光疗应用中，脉冲宽度调变平均电流控制可用于如图8B中所展示且描述于先前引用的美国申请案第14/073,371号中的以数字脉冲LED电流的动态亮度调整。替代性地，本文中所揭示的此等脉冲宽度调变方法可用于正弦波形的数字合成，从而以发明性方式驱动LED串而不受音讯频谱中的频谱污染。

不像在先前章节中所描述的模拟合成中，其中借由使用正弦参考电压变更经传导LED电流来改变平均LED电流，在数字正弦合成中采用以指定方式改变的序列脉冲宽度以在远低于用于产生该等脉冲自身的时钟率的频率下重新产生正弦波形。如图28C的脉冲波形519的集合图28C中所展示，脉冲宽度调变可以被使用来合成工作因子的多种范围。举例而言，脉冲520包括为时钟周期T_sync一半的一接通时间t_on50，明确言之对于波形的部分520具有数字值「1」且对于周期T_sync的其余部分521具有数字值「0」。因而接通时间t_on＝50％·T_sync，关断时间toff＝1-t_on＝50％·T_sync，且在此特定情况中t_on＝t_off。

在任何脉冲宽度调变脉冲期间的平均电流是借由其定义为D t_on/T_sync的工作因子来判定。因此，在此实例中工作因子是借由D＝t_on50/T_sync＝50％给定，其中虚线522以图形方式绘示该工作因子，在视觉上表示波形的平均值。以波形523开始，图28C中所展示的波形的顶列绘示具有大于50％的工作因子，明确言之为61％、71％、79％、82％及99％的工作因子的脉冲524。在99％波形中，表示平均值的虚线526及借由线段525展示的关断时间并未按比例绘制以较佳绘示变量。类似地，以波形527开始，图28C中所展示的波形的底列绘示具有小于50％的工作因子，明确言之为39％、29％、21％、18％及1％的工作因子的脉冲。在1％波形中，表示平均值的虚线529及借由脉冲528展示的接通时间并未按比例绘制以较佳绘示变量。顶列中的各实例是定位于其在底列中的互补波形上方，即，在50％状况左右的镜像状况。例如，具有接通时间t_ton61及61％工作因子的波形524具有高出50％中心值11％的工作因子，而具有一接通时间t_ton39及39％工作因子的波形527具有低于50％中心值11％的工作因子。

借由以特定方式将具有变化工作因子及固定周期的系列脉冲串接在一起(即，串行化)，可从脉冲宽度调变调变量位脉冲产生任何数学函数，包含正弦波形。例如，在图29A中，依固定周期T_sync发生的具有变化宽度(例如，_ton50、_ton82、_ton21等)的系列数字脉冲590导致合成纯正弦波592的时变平均值。在此数字合成期间，模拟参考电流591的值保持恒定且并不促成正弦波的产生。在此方法中，正弦波592可经合成以具有独立于时钟频率1/T_sync的任何频率及周期，前提条件为该时钟频率1/T_sync高于经合成的最高频率1/Tsynth。

只要选取接近或大于22kHz的时钟频率f_sync＝1/T_sync，则数字时钟频率及其谐波皆不存在于音讯频谱中，且所得数字合成并不产生可能不利地影响光疗功效的任何频谱污染。例如，可采用21,024Hz时钟以合成具有24个独立T_sync时间间隔的1,168Hz(D6)正弦波。此方法是相当于将360°正弦波分成15°及35.7微秒的24个片段603，各片段如在图29B中所展示的数字合成器的正规化量值对时间的图表600中所绘示。针对以固定15°角度增量602表示的所经过时间绘制正弦波601的平均值导致频谱包括经产生正弦曲线602的频率f_synth＝1/T_synth以及用于产生该正弦曲线602的时钟频率f_sync＝1/T_sync。在脉冲宽度调变中，借由脉冲宽度调变工作因子判定的各脉冲的量值具有与具有相同分辨率的D/A转换器的平均振幅相同的平均振幅。

然而，不像D/A转换器，在脉冲宽度调变控制中实际模拟值并不存在于波形的振幅中而是存在于该波形的借由电流或电压的时间平均值判定的持续时间中。此持续时间是借由具有分别对应于弧度0°、90°、150°及330°的50％、100％、75％及25％的脉冲宽度调变工作因子的波形604a至604d绘示。任何15°时间增量的平均值602包括输出是处于100％的全标度时的时间的一部分及其中输出是处于0％的周期的其余部分。展示为正弦曲线600的平均值是在各时间片段的工作因子之间且与各时间片段的工作因子成比例改变。

实际情况是，在使用数字电路的正弦合成中，负电压是成问题的，此是因为其等需要双电源供应电压，例如，±0.6V，其中信号必须在地上电压至「地下」电压的范围中。负电压或地下电压在集成电路中并不常见，难以整合，此是因为其等需要特殊电隔离技术且在数字电路中几乎闻所未闻。为仅使用正供应电压实现正弦曲线，该正弦波的平均值必须在地上发生。例如，若正弦波601是使用1.2V逻辑实现，则对于具有1.2V的峰值至峰值电压范围(即，±0.6V)的正弦曲线，该正弦波的平均电压在0.6V下发生。在数字合成中此中心电压在D＝50％处发生，此相当于在0°、180°及360°下发生之一正弦波的零状态。

正弦曲线的模拟合成与固定频率脉冲宽度调变数字合成之间的直接比较是展示于图29C中，其中垂直轴表示所合成正弦波在给定时间间隔中的振幅，而水平轴表示在该时间间隔内的时间。在使用D/A转换器(DAC)的模拟合成中，在图表620a中所展示的借由DAC输出控制的信号的振幅保持于恒定电压持续整个周期T_sync。在任何给定时间间隔中，正规化DAC输出621具有在0％至100％的范围中的值Von/1.2V，如线623所展示；且可在下一时间增量中借由量值622的变化而改变。根据任何所要分辨率，包括对于8位DAC的256个位准、对于12位DAC的4096个位准及对于16位DAC的65,536个步进，此等量值变化一般包括±ΔV、±2ΔV等的线性步进。因为波形的瞬时电压是借由DAC设定而非借由脉冲宽度调变计数器设定，所以用以实施模拟合成的最高所需时钟频率是1/T_sync，其中根据在保真度下重现的最高频率调整周期T_sync。

相比而言，使用脉冲宽度调变数字合成，在图表600b中所展示的电压对时间的图中，在各时间间隔开始处，电压从0％跳转直至100％，无中间值，惟转变除外，且保持于此电压持续T_sync周期627的某分率t_on时间625。除非另受可用时钟频率限制，否则根据所要分辨率以借由分别具有256、4096或65,536步进的分辨率的8位、12位或16位计数器在范围626内所设定的时间线性增量±Δt、±2Δt等动态调整接通时间t_on。因为正弦曲线的平均值是借由计数时间且进一步细分图表600b中所展示的脉冲的时钟设定，所以需要高于使用D/A转换器所需要的时钟率来合成正弦波。因此，模拟合成借由电压的步进达成其分辨率，而脉冲宽度调变数字合成借由时间的步进达成其分辨率。因而，脉冲宽度调变数字合成所需的时钟的最大频率是1/Tθ，其中此频率是同步时钟频率1/T_sync乘以所要分辨率。在脉冲宽度调变合成中，各时间间隔(例如，604a)包含其中电流在LED中流动的时间的一部分及其中驱动电流是零的时间的一部分。若时钟频率f_sync是足够高以超出音讯频谱，则活组织中的细胞不能响应于此高频率的存在，尤其是因为其表示平均电流在从一时间间隔至下一时间间隔的小信号变化。本质上该等细胞提供自然滤波。由于LED及金属氧化物半导体场效晶体管驱动电路中的不可避免地软化驱动电流波形边缘及对高频率噪声(尤其超出音频频谱的谐波)予以滤波的电容而发生另一滤波效应。最后可视需要对LED驱动信道增加额外电容。

具有良好保真度的正弦重建，即，具有由于波形自其数学上理想形状的失真而发生的最小谐波的正弦合成，需要经重现的最高正弦频率f_synth(max)的足够数目个时间间隔。对于模拟合成，此时钟频率f_sync是借由以下关系式给定

f_sync＝1/T_sync＝(时间间隔数目)·f_synth(最大)

其中变量「时间间隔数目」是针对经合成的最高频率波形的每360°的时间间隔的数目且f_synth(最大)是经合成的最高频率波形。可选取间隔数目所藉助的方式是借由使用以下关系式的以度数为单位的各时间间隔的所要宽度：时间间隔数目360°/(各时间间隔的弧度)。例如，若各弧度是36°，则时间间隔数目＝10，若各弧度是20°，则时间间隔数目＝18，若各弧度是15°，则时间间隔数目＝24，若各弧度是6°，则时间间隔数目＝60等等。较小角度需要更多时间间隔来描述正弦波的完整360°循环的此双曲线关是意谓在脉冲宽度调变合成中，较高分辨率需要较快时钟。

为概述该比较，数字脉冲宽度调变合成需要高于模拟合成的频率时钟fθ，此是因为必须将各时间间隔T_sync进一步细分成具有持续时间Tθ的较小时间片段，此意谓对于数字脉冲宽度调变合成，相同位分辨率需要高于模拟合成的时钟频率。此较快时钟的所需频率fθ，即，用于计数接通时间的增量及设定工作因子的频率，是借由以下关系式给定

fθ＝1/Tθ＝(位分辨率)·f_sync＝(位分辨率)/T_sync

＝(位分辨率)·(时间间隔数目)·f_synth(最大)

本质上描述固定时间间隔的多少个薄矩形是用于重建待合成的最高频率的循环。此较快脉冲宽度调变时钟信号fθ可使用恒定或动态可调整频率比率从较佳经温度补偿以最小化漂移的甚至更高固定频率振荡器fosc产生。将经合成的正弦波形划分成具有固定持续时间及具有等于该函数的量值的高度的小矩形的过程是类似于在微积分学中称为「积分」的数学方法。在积分学中，在时间增量「dt」变得无限薄时，经合成波形经精确重现，且曲线下方的区域，即光疗激发的能量及谐波含量经精确控制。又，应注意，T_sync的值对于模拟合成及数字合成两者为相同。例如，使用各为20°的18个时间间隔合成1,168Hz(D6)正弦曲线，用于在模拟合成中加载D/A转换器或在数字脉冲宽度调变合成中加载数字计数器的同步时钟具有21,024Hz的频率f_sync即，足够高使得其及全部其谐波在音频频率范围的上限范围内及超出该范围处发生的频率。

图29D中的图表640a绘示系统中所需的依据展示为在D4至D8的范围中的待合成的最大频率正弦波而变化的时钟频率的图。y轴表示最高频率时钟，其在借由线641表示的模拟合成的情况中为用于在f_sync的频率下加载D/A转换器的同步脉冲且在数字脉冲宽度调变合成的情况中为具有频率fθ的数字计数器时钟。使用相同1,168Hz波形的数字合成，针对分别借由线642及643展示的8位分辨率及10位分辨率的脉冲宽度调变数字计数器的数字时钟率需要约5.38MHz及21,529MHz的对应时钟频率fθ。对于12位分辨率，数字计数器时钟是f_sync,的4,096倍或高于86MHz，太高以致无法在该图表上展示。

亦展示于图29D中的图表640b绘示增加用于合成经产生的最高频率正弦波的360°的时间间隔数目的线性影响，其中该时间间隔数目从8改变至30。如借由线645所展示，合成2,336Hz(D7)正弦波所需的时钟率保持低于5MHz以用于采用对1.2V正弦波提供64个量值的6位计数器，即，其中各步进表示信号的18.8mV或1.6％增量。线646绘示提供256个步进及4.69mV或0.4％步进增量的精确度的8位计数器可在不超过20MHz的情况下在整个范围上达成。

考虑到实际商业微控制器通常在10MHz与25MHz之间的时钟频率下操作，线647绘示10位脉冲宽度调变计数器可仅与较小数目个(8个或更少)时间间隔一起使用，同时保持低于25MHz。使用每360°少于12个时间间隔导致未经较高位精确度补偿的经合成正弦曲线的失真，意谓借由使用12位脉冲宽度调变计数器或更大位脉冲宽度调变计数器更精确设定在给定时间间隔中的平均电压的益处不值得牺牲用于建构正弦曲线的时间间隔的数目。对于无不需要的音讯频谱谐波的正弦曲线的高保真度合成，出于实际考虑的时间间隔数目在从各宽30°的12个时间间隔至15°的24个时间间隔的范围中。以下表格详细说明使用各种大小的脉冲宽度调变计数器合成一4,672Hz(D8)正弦曲线所需的时钟频率。

在以上条件中，阴影框是不可行的，此是因为时钟频率超过25MHz或因为时间间隔的数目太少。此分析表明最佳条件是驱动8位脉冲宽度调变计数器以从各宽20°的18个时间间隔合成4,672Hz(D8)正弦曲线的21.5MHz脉冲宽度调变时钟。对应脉冲宽度调变时钟具有周期Tθ＝1/fθ＝1/(21.529MHz)＝46.5奈秒及具有对应频率f_sync＝83.9kHz的T_sync＝256/fθ＝11.9微秒的同步周期。

虽然可利用离散振荡器解决方案，但在许多情况中准确度及成本是无保证的，尤其是考虑到许多此等解决方案是针对无线电通信开发。另一方面，25MHz振荡器相对易于离散制造或结合共同微控制器制造，此是因为此振荡频率通常用于以太网络通信中。图30中绘示根据本发明制成的时序源及时钟产生器电路660，其包括振荡器661、数字计数器662及664以及微调缓存器663以产生图28A中所展示的用于驱动数字合成器203a的时钟信号501。

振荡器661可使用晶体振荡器、R-C弛缓振荡器、环形振荡器或硅MEM振荡器实现。包括经机械调谐以使特定频率共振的石英晶体碎片的晶体振荡器是有利于其温度独立性，但不幸的是与半导体相比相对易损坏。R-C弛缓振荡器采用电阻器-电容器网络以依设定速率给电容器充电，在达到比较器或施密特触发临限值之后使该电容器迅速放电且无限地重复该过程。在许多情况中，实施时序源660的电路组件是完全整合至μC 500(展示于图28A中)中且在韧体或软件中完全是用户可方法化。

时钟精确度是借由微调一R-C振荡器中的电阻器及/或使用相对温度独立的材料来实现。另一替代例是使用头尾连接(即，输出端至输入端连接)以形成一回路或环的较大数目个反相器产生一时序源。当经供电时，信号围绕反相器环在根据该等反相器的传播延迟的一频率下传播。需要奇数个反相器以确保振荡继续进行。现今可用的最新解决方案是使用硅微型机械装置或MEM，其等用于产生借由电容性耦合或压电电阻性变动而经电监测且经调谐以根据其特定质量共振之一小振动弹簧或跳板(悬臂)。

无论所采用的技术为何，振荡器661皆产生一25MHz振荡信号，接着该25MHz振荡信号借由数字计数器662调整至任何较低所要频率，例如，21.5MHz。若振荡器661是在制造期间经微调，则计数器662可借由软件默认至一固定值。然而，若振荡器661的频率随着制造而改变，则使用微调缓存器663的功能微调通常在制造期间执行。在功能微调中，在调整借由储存于微调缓存器663中的数字值加载至计数器662中的计数时重复进行频率fθ的量测，直至达成所要频率且频率源经校正。

此脉冲宽度调变时钟频率是供应至数字合成器且亦供应至可方法化计数器664的输入，将脉冲宽度调变时钟频率fθ转换成具有一频率f_sync的同步脉冲，即，如所展示，低于fθ的256倍。针对计数器664的除以因子应匹配脉冲宽度调变输出的所要分辨率，例如，8位、10位等。以此方式脉冲宽度调变数字计数器664将计数对应于频率fθ的脉冲且稍后发生256个脉冲的同步脉冲将重设LED驱动器且重新开始计数。

如应用于光疗中的LED驱动，可借由使建构正弦曲线中所使用的时间间隔的数目乘以可行的脉冲宽度调变工作因子的数目来估计使用本发明的正弦产生的有效分辨率，即，脉冲宽度调变计数器的位分辨率。使约相当于4位精确度的18个时间增量乘以从一8位计数器产生的D的256个可行值，意谓对于正弦曲线高达5,425Hz，总分辨率是约相当于12位或4096个组合。除非时钟频率与f_synth(max)成比例增加，否则使用脉冲宽度调变方法合成高于此频率的正弦曲线意谓必须以双曲线降低集合分辨率，即，其中fosc/f_synth(max)借由降低位分辨率或时间间隔的数目来牺牲保真度。所合成的最大频率与其集合分辨率之间的此取舍是绘示于以下表格中：

该表格绘示对于合成高达约5.4kHz的正弦曲线，数字合成器的总体分辨率是4608个组合，大于12位分辨率。高于在本文中称为合成器的「带宽」的此频率，数字合成器的分辨率与正弦曲线的频率成比例下降，下降至在9,344Hz(D9)处的11位精确度，且始终维持至少10位分辨率直至音频频谱的上边缘。带宽限制及其影响是以图形方式绘示于图31中，其中曲线671展示在可行组合的数目及其等位等效两方面集合合成器分辨率对最大合成频率f_synth(max)。如所展示，数字合成器203a的准确度保持恒定于超过12位的值，直至达到5.425kHz的频率，即，数字合成器的带宽(线673)，高于该频率分辨率与f_synth(max)成比例下降。在超音波频谱的边缘处(线175)，数字合成器203a仍维持10位的总体分辨率。若用于合成最高频率正弦波的时间间隔的数目是维持于时间间隔数目(#intervals)＝18，则集合分辨率671的下降必须伴随如借由线672所展示的脉冲宽度调变计数器分辨率之一降低。甚至在高于合成器203a的带宽直至超音波频谱的边缘175下操作时，脉冲宽度调变计数器分辨率仍超过6位。

明显地高于合成器203a的带宽，当分辨率下降时，所合成正弦波的保真度受到影响。虽然对于听音乐的音响爱好者而言，数字音频重现过程的微妙失真及相位假影对于经训练的耳朵也许可注意到，但在用于光疗的LED驱动中所得失真是基本上微不足道的，其携载较少能量且在音讯频谱外的谐波频率下发生。预期在此频率范围中无不利影响。

如先前所描述，在略高于7kHz的频率下，一方波的甚至最低谐波是在音讯频谱外且预期不会影响光生物调节及光疗功效。因此在高于借由图31中的线673所展示的临限频率的频率下，本发明可继续在降低的保真度下进行脉冲宽度调变合成，切换至脉冲数字操作或切换至先前所描述的模拟合成。图32A中所展示的所得谐波频谱绘示使用正弦曲线的脉冲宽度调变数字合成仅导致借由线675表示的在音讯范围中的经合成频率。借由线676表示的用于将资料串流加载至脉冲宽度调变数字计数器中的同步频率f_sync在远至超过音讯频谱的上限(线175)的超音波频谱中的频率下发生。用于控制脉冲宽度调变接通时间的时钟脉冲(线678)及用于产生其的时钟脉冲(线677)在MHz范围中发生且并不存在于任何LED驱动激发波形中。

当采用相同方法来合成较低频率正弦波时，例如，借由图32B中的线681所展示的f_synth＝292Hz(D4)，引起潜在严重噪声问题。若使用最小所需同步时钟频率(线682)产生292Hz的合成频率，则所得时钟频率f_sync在音频频谱中间的7,078Hz处且在具有相对较高能量含量的情况下发生。此外，如借由图32B中的表格679所描述，同步脉冲的第三谐波(线683)亦落在低于超音波频谱的下限(线175)的在音讯频谱的上部的频率处。用于控制脉冲宽度调变接通时间的时钟脉冲(线684)及用于产生其的时钟脉冲(线677)在MHz范围中发生且并不存在于任何LED驱动激发波形中。因此虽然使用最小可行时钟频率是有益于合成高频率波形，但其并不有利于产生较低频率正弦曲线。

如图32C中所绘示，要求脉冲宽度调变时钟频率fθ的上限不超过较佳振荡器频率25MHz且同步脉冲频率f_sync的下限不落在音讯频谱内对可使用先前所描述的固定时钟比率合成的频率f_synth的范围进行实际约束，即

fθ＝(位分辨率)·f_sync＝(位分辨率)·(时间间隔数目)·f_synth(最大)

为使由24个15°时间间隔或18个20°时间间隔形成的经合成正弦波的脉冲宽度调变时钟频率保持于借由水平线680所展示的25MHz或低于25MHz，将最大频率正弦曲线f_synth(最大)限于分别如借由点682a及682b展示的4,069Hz及5,425Hz且与图31一致。根据以上关系式，在另一极限处，合成含15°时间间隔的具有低于917Hz之一频率f_synth或含20°时间间隔的具有低于1,222Hz的频率f_synth的任何正弦波意谓同步时钟脉冲频率f_sync将是足够低使得其落于借由线175表示的频率以下且落于音频频带中，明确言的展示为点684a及684b，从而可能产生影响光疗功效的不需要的频谱污染。所得范围下端以音讯频谱对于同步时钟f_sync的限制为界限且上端以振荡器的25MHz频率对脉冲宽度调变时钟频率fθ的实际限制为界限(对于20°合成实例而言借由阴影区域685所展示)。假定振荡器频率及音频界限是固定的，则在所容许范围外操作意谓分辨率必须为合成高正弦频率而作出牺牲，且在另一极限处，在合成低频率正弦曲线时必须维持一高于最小频率的同步时钟频率，即，「过取样」同步时钟频率。

综上所述，当用于脉冲宽度调变数字合成的所需时钟频率为不切实际高时，使用本发明可用的选项包含

限制经合成正弦波的最大频率

借由限制脉冲宽度调变位分辨率，即，降低工作因子的分辨率，来折衷经合成波形的谐波保真度

借由采用较大时间间隔藉此减小每T_synth的时间间隔的数目来折衷经合成波形的谐波保真度

使用如先前所描述的包含根据模拟、数字及PCM源改变LED电流的量值的D/A转换器在高于特定时钟频率下从数字合成切换至模拟合成

以上方法的组合

相反地，当经合成的正弦波的频率太低时，最小同步时钟频率必须维持高于设定频率限制且不能与经合成频率成比例调整。使用本文中所揭示的发明性方法，可因此使用数字合成产生用于LED光疗的具有经控制及动态可调整频率的正弦波，而不受音讯频谱中的不需要的谐波的频谱污染。

数字正弦合成

鉴于对LED电流、频率及亮度的脉冲宽度调变控制的设备及方法的前述描述，可动态合成任何正弦曲线、正弦曲线系列或多个正弦曲线的和弦。

再次参考图28A的设备，在正弦合成中，特定控制序列，即，特定系列的脉冲宽度调变计数，是从诸如μC 500的任何数字控制器加载至数字合成器203a的缓存器504中。根据本文中所描述的方法的正弦曲线的数字合成控制光疗中所使用的一或多个LED串的谐波含量及亮度。虽然微控制器μC 500是展示为此等指令之源，但任何可方法化逻辑或逻辑数组、客制数字电路或客制集成电路亦可用于产生控制序列。

无论借由硬件、软件还是其等的某组合，数字合成的执行皆涉及序列步骤，诸如图33中所展示的步骤。以步骤「选择型样」(步骤700)开始，选取LED波长、信道及驱动算法。在「加载条件」(步骤701)中，将包含f_sync、f_θ、t_on、T_sync、Tsynth的此等设定及各种合成型样加载至μC 500内的适当缓存器中及相关联硬件、计数器、缓冲器等中。若将合成单频正弦曲线f_synth1，则所需要的数字代码的序列从非挥发性内存档案调用且接着保存于数据缓存器或堆栈中。此等代码表示每当发生T_sync脉冲时循序载入至脉冲宽度调变计数器中的计数。若将合成多个正弦曲线f_synth1+f_synth1+…+f_synthx的和弦，则从非挥发性内存档案调用不同序列的数字代码且将该等代码加载至数据缓存器或堆栈中。数据缓存器可包括静态内存或易失存储器，即，SRAM或DRAM，但因为其等经修改，即，在合成期间频繁及迅速「写入」，所以该等数据缓存器在对于用于储存光疗型样及算法的非挥发性内存(诸如EPROM、E2PROM或快闪)而言太高的频率下操作。

在将该等条件加载至缓存器或堆栈中以用于快速存取之后，在「载入T_sync计数器」(步骤702a)中，将含有表示第一时间间隔T_sync的数据的缓存器705加载至图30中所展示的T_sync计数器664中。紧随着，在「载入脉冲宽度调变计数器」(步骤702b)中，将缓存器706中表示脉冲在时间间隔T_sync内的接通时间的数据加载至图28A中所展示的脉冲宽度调变计数器503中。在名为「设定锁存器、启用LED、开始计数」的步骤(步骤702c)中，将脉冲宽度调变锁存器506的输出设定为「高」，以启用金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a及照明LED串205a。同时，T_sync计数器664及脉冲宽度调变计数器503开始计数来自fθ时钟的脉冲。在名为「递减脉冲宽度调变计数器至零」的步骤(步骤702d)中，在T_sync计数器继续有增无减时脉冲宽度调变计数器503倒数至零。当脉冲宽度调变计数器503达到零时，将脉冲宽度调变锁存器506的输出重设为「低」，以停用金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a及关断LED串205a，如借由名为「重设锁存器、停用LED、继续T_sync计数」的步骤(步骤702e)所描述。如名称所描述，T_sync计数器透过名为「递减T_sync计数器至零」的步骤继续计数直至T_sync计数达到零。

一旦T_sync计数器664达到零，即刻根据借由最初在「选择型样」步骤700期间加载的档案指定的算法进行方法决策(步骤703)。若已在「型样完成」情况(箭头704a)下完成型样，则完成序列且必须选择新型样继续进行。以其他方式，在「型样未完成」的情况(箭头704b)中，将包括缓存器705中表示新时间间隔T_sync 705的数据及缓存器706中表示脉冲在时间间隔T_sync内的接通时间的数据的一组新的计数分别加载至T_sync计数器664及脉冲宽度调变计数器503中，且重复步骤702a至702f。该过程继续进行直至决策703判定型样已完成，藉此方法执行终止且序列正弦曲线或正弦和弦的数字合成完成。

在软件实施方案中，计数器702a及702b的大小可调整，能够合成正弦曲线的单个循环或多个循环。可按借由储存于缓存器706中的计数判定的接通时间与储存于缓存器705中的T_sync时间间隔的比率计算给定脉冲的工作因子。在固定频率脉冲宽度调变合成中时，缓存器705中的T_sync时间间隔保持恒定且缓存器706中的接通时间是经调整以控制工作因子，T_sync周期可经调整以合成具有任意频率f_synth的任何给定正弦曲线。图33中所展示的算法适应根据经合成的正弦曲线的频率改变T_sync的值及维持所要分辨率。例如，f_sync可与经合成的正弦曲线的最大频率f_synth(max)成比例降低。替代性地，可采用f_sync的高于所需的值。

例如，惟前述音频频率噪声问题除外，292Hz(D4)正弦曲线可使用8位脉冲宽度调变计数器及24个或18个时间间隔合成。在图34A的图表730中，正弦曲线731a是使用24个均匀间隔的时间间隔合成，各时间间隔对应于15°的弧且具有140.7微妙的持续时间。各时间间隔具有借由步进731b所展示凭借具有概述于表格732中的256个持续时间的8位脉冲宽度调变计数器判定的平均值。借由用同等于表格733的「脉冲宽度调变计数」行中的十进制数字或「十六进制」行中的十六进制数字的二进制连续加载脉冲宽度调变计数器，将产生正弦波形731a。在操作中，在表示0°的第一时间点，脉冲宽度调变计数器是用达50％(50°的正弦曲线)的十六进制数字80加载。由于计数器中的量化误差，即，128/255，最近工作因子是50.2％，合成器呈现与其理想平均输出的略微差异。在140微秒(T_sync时间间隔)之后，脉冲宽度调变计数器是用将工作因子改变至62.7％的新值A0十六进制(160十进制)载入。

该过程继续循序驱动平均量值为较高直至在0.86ms处脉冲宽度调变计数器用达到100％的工作因子的FF十六进制加载。此后脉冲宽度调变工作因子下降以达到对应于270°的正弦曲线的在2.57ms处的最小值0。接着，该过程重复以合成正弦曲线的额外循环。此正弦合成的主要消极态样是借由表格732中所展示的f_sync＝7,008Hz产生的噪声。虽然其并不包括存在于有意在音讯频带中操作的现今数字脉冲系统中的音频频率谐波的完整频谱，但其仍表示音讯频谱污染。

在图34B的图表730735中，正弦曲线736a是使用18个均匀间隔的时间间隔合成，各时间间隔对应于20°的弧且具有190.3微秒的持续时间。各时间间隔具有借由凭借具有概述于表格737中的256个持续时间的8位脉冲宽度调变计数器判定的步进736b所展示的平均值。借由用同等于表格738的「脉冲宽度调变计数」行中的十进制数字或「十六进制」行中的十六进制数字的二进制连续载入脉冲宽度调变计数器，将导致正弦波形736a。将正弦波划分成20°的时间间隔优于将其划分成15°的时间间隔的处在于，较低分辨率容许在一时钟频率fθ下合成较高频率正弦曲线。采用20°的时间间隔的缺点在于，最靠近正弦曲线上的在90°及270°处的最大值及最小值的点在80°、100°、260°及280°处发生，从而引起经合成的正弦波的某程度的变平，轻微失真看似如同波形经「限幅」。此正弦合成的另一消极方面是借由表格737中所展示的f_sync＝5,256Hz产生的噪声。虽然其并不包括存在于有意在音讯频带中操作的现今数字脉冲系统中的音频频率谐波之一完整频谱，但其仍表示音讯频谱污染。

图34C中更详细地展示用于合成正弦曲线736a的脉冲宽度调变脉冲739及其平均值步进736b的序列的时间图表。为清楚起见，各步进736b的平均值是依各时间间隔的百分比以及同等于加载至8位脉冲宽度调变计数器中的二进制计数的对应十进制列出。

图34D的图表740绘示包括18个20°的时间间隔的具有借由步进741b展示的脉冲宽度调变平均值的1,168Hz(D6)正弦曲线741a的单个循环的合成。在此情况中，脉冲宽度调变时钟频率fθ是从fθ＝1.346Mhz调整至5.198MHz且同步时间间隔T_sync是从T_sync＝190.3μs调整至49.3μs，与如概述于表格742中的经合成正弦曲线的从3.42ms至0.86ms的周期的降低相当。用于合成正弦曲线741a的脉冲宽度调变计数器序列是以十六进制形式及其十进制等效形式两者描述于表格743中。因为同步频率是f_sync＝20,304Hz，所以未产生音频频谱噪声。

图34E的图表745绘示用于合成图表中所展示的包括根据表格748中所展示的脉冲宽度调变计数序列及表格747中所展示的时钟周期所形成的步进746b的4,672Hz(D8)正弦曲线746a的相同数据。比较此等条件与较低频率正弦曲线的合成绘示对于脉冲宽度调变时钟fθ的最小频率时钟率要求随合成准确度(即，用于合成正弦曲线的时间间隔的数目(时间间隔数目))及经合成的正弦曲线的频率f_synth改变。

如以上表格揭露，在依以相较于20°分辨率经增加的时钟率携载33％附加项(overhead)的15°增量的合成的情况下，脉冲宽度调变时钟频率fθ与经合成的频率成比例增加。此增加的准确度仅在合成4,672Hz(D8)频率或更高频率时成为限制性，此是因为28.7MHz超过用于微控制器中及用于以太网络的共同时钟频率25MHz。该表格亦阐明使用最小频率f_sync合成292Hz正弦波导致音讯频谱中的在约5kHz及7kHz下的噪声。可使用下文论述的过取样避免此问题。

虽然前述波形包括具有表示100％的数字标度的峰值至峰值振幅的正弦曲线，但经合成的正弦波的量值可仅借由改变如图35A中的表格753中所展示的循序脉冲宽度调变代码而减小。在图表750中所展示的数字合成波形751中，函数的平均值是+25％且随总计在从0％至50％的范围中的±25％的振幅754改变，即，随25％±25％之一正弦输出改变。在未从先前在表格732中指定的全标度正弦曲线的操作条件改变表格752中的操作条件的情况下，可仅借由调整在表格753中标记为「十六进制」的脉冲宽度调变代码序列以降低量值数字来控制以数字方式合成的正弦曲线的量值及中间值。

尽管图35A中所展示的此降低量值的正弦波向下延伸至其最小值0％，然如图35B中的图表760所展示，甚至在借由线764展示的±25％的降低量值的正弦曲线的情况下，整个曲线可向上移位达DC偏移765(在此实例中移位达+25％)，以产生具有DC偏压偏移的所得偏移正弦曲线761。在光疗中此波形调变LED亮度同时总是维持某照度。该移位是平均值且振荡的较小量值是完全借由最小化表格763762中所描述的循序脉冲宽度调变代码变动而完成。

如图35C揭露，如表格773中所展示的脉冲宽度调变代码的修改可用于进一步将AC摆动限于小信号位准，例如，±10％变动。该移位是平均值且振荡的较小量值是完全借由最小化表格772中所描述的循序脉冲宽度调变代码变动而完成。此AC分量774在与波形771的DC分量765相比时可视为小信号，该DC分量765包括整个正弦曲线中的+60％偏移765。所得频谱是展示于图35D中，其绘示在1,168Hz(D6)(线780)的频率下具有有限振幅(线781)的正弦曲线。如以图形方式表示，具有有限振幅(线781)的正弦曲线坐落于DC偏移(线782)顶上。依据定义，直流电或DC具有零赫兹的频率。同步时钟具有远在音讯频谱外的28kHz的频率(线783)。这些频率是概述于表格784中。

和弦的数字正弦合成

根据本发明制造的LED光疗驱动系统亦能够以数字方式合成用于驱动LED串的多个频率的和弦。当存在一个以上频率型样时，例如，具有周期Tsynth1的较高频率正弦波及具有周期Tsynth2的较低频率正弦波，选取该型样的持续时间以合成较低频率的至少一循环。此意谓该型样的总时间具有至少Tsynth2的持续时间且跨相同时间间隔将必定发生较高频率正弦曲线的一个以上360°循环。为简单起见假定正弦曲线的比率是整数，即，其中Tsynth2＝βTsynth1，则在仅发生较低频率正弦曲线的一个循环的同时期间将发生较高频率正弦曲线的β个以上循环。例如，1,168Hz(D6)正弦波的单个循环需要0.856ms以完成360°，而4,672Hz(D8)正弦波仅需要0.214ms。因此其等正弦周期的比率是β＝4，意谓4,672Hz(D8)正弦波的四个完整循环是在与仅完成1,168Hz正弦曲线的一个循环相同的时间间隔中完成。

此较高频率分量的实例是展示于图36中，其中具有周期Tsynth1＝0.214ms的4,572Hz正弦曲线的一个别循环重复四个循环，经合成型样具有总周期βTsynth1＝4Tsynth＝4·0.214ms＝0.856ms。图表800中所展示的所得曲线801包括具有描述于表格803a中针对从0至0.214ms的持续时间的经合成工作因子及数字脉冲宽度调变代码的相同型样且接着在行803b、803c及803d中针对从0.214ms至0.428ms、从0.428ms至0.642ms及从0.642ms至0.856ms的对应时间间隔重复。总之，4,672Hz正弦曲线的四个循环的合成需要4·0.214＝0.856ms来完成，包括4·18＝72个时间间隔。

为在本文中所揭示的数字合成中将两个或更多个波形准确地相加在一起以形成和弦，各函数必须在相同时间点具有经定义值，即使该值必须从其他时间点内插。例如，为将1,168Hz正弦波的值与4,672Hz正弦波801的四个循环的值相加在一起，两个正弦波在0.214ms的各时间增量处必须具有一对应值。因此虽然较高频率正弦波801的个360°循环的合成将仅包括18个时间间隔，但较低频率正弦波将包括72个时间间隔，远多于其高保真度合成所需要的时间间隔。使用比高保真度重现实际所需更多的时间间隔合成波形在本文中称为「过取样」。

图37A中绘示一经过取样的正弦曲线的实例，其包括从持续时间813的72个相异时间间隔(如实合成具有高保真度的正弦波811所需的数目的4X)的脉冲宽度调变平均值812产生的1,168Hz正弦曲线811。过取样的益处包含

减少输出涟波

简化对高频率时钟信号的滤波

在合成低频率正弦波时防止同步时钟频率落在音频频谱中

提高分辨率以包含其中可增加具有不同频率的两个或更多个正弦曲线的振幅以依数字方式合成若干频率的和弦的共同时间点。

例如，在图37B中所展示的定义用于合成正弦曲线811的脉冲宽度调变计数的型样表格815a、815b及815c中，仅需要阴影列来合成具有保真度的波形。脉冲宽度调变计数的其余计数表示经过取样的资料。因为仅需要四分之一的脉冲宽度调变计数来准确产生所要正弦波，所以驱动数据经4X(即，4倍)过取样。

在此情况中，此波形可与图36的正弦曲线801直接相加在一起以产生包括两个正弦波的和弦的新波形。使波形相加以产生包括两个分量频率的和弦的一新波形的过程是以图形方式展示于图38中，其中图表820a绘示该和弦的两个分量频率，即，1,168Hz(D6)正弦曲线811的循环及4,672Hz(D8)正弦曲线801的四循环，各循环振幅相等，具有100％的峰值至峰值振幅及50％的平均工作因子。4循环正弦曲线801具有借由线821所展示周期Tsynth1＝0.21ms，而较低频率正弦曲线811具有借由线822所展示的长度为Tsynth1的四倍之一周期Tsynth2＝0.86。因为该两条曲线是彼此的整数倍，所以过取样促进在各时间间隔的脉冲宽度调变计数的简单相加以合成两个音符的和弦。

表示分量频率的一和弦的所得复合频率是借由图38中的图表820b中的波形823展示。该波形的正弦性质及其构成频率易于从图表820b中所展示的时间波形识别。然而，在图39中所展示的频谱中，可易于明白，借由线828及827表示等于D的第6音度826及第8八音度825的经合成频率具有相等振幅及低于音讯频谱的上限(线175)的唯一合成频率。同步时钟在恰进入超音波频谱中的为18倍的最高频率的一频率下发生，即，18·4,672Hz＝84,096Hz(线829)。这些频率是概述于表格824中。

在将更多音符增加至和弦时或若构成频率具有不同振幅，则波形在视觉上变得甚至更复杂。具有不同频率及振幅的混合正弦曲线的实例是绘示于图40的图表830a中，其中将具有在一50％平均值周围的±50％之一峰值至峰值振幅的1,168Hz(D6)正弦曲线811混合(即，以代数方式增加)至具有±7.5％的一经减弱AC量值832的4,672Hz正弦曲线831的4个循环，其中正弦曲线831坐落于+17.5％的DC偏移833顶上，意谓正弦曲线831在从17.5％的低值至15％的上限值的范围中。在光疗中，DC偏移可经解译为LED将从不下降至其以下的最小电流及对应亮度。自将两个正弦曲线加总成和弦所得的波形834是展示于图40的图表830b中。尽管事实为波形834及图38的波形823两者皆包括相同频率分量及谐波频谱，明确言之D6及D8的音符，然该等时间波形看似完全不同。

创建用于正弦合成的型样表格(例如，表格815a至815c)所借助一过程涉及图41中所展示的算法或对其的某种修改。在此方法中，以时间间隔的数目开始，(例如，时间间隔数目＝18)，接着使用固定角度计算数据行弧度，即，Φ＝360/18＝20°。该行弧度Φ结合经合成波形的频率f_synth(例如，f_synth＝4,672Hz)产生一经计算的时间间隔T_sync＝1/Tsynth＝(20°/360°)/4,672Hz＝0.012ms。鉴于前述内容，若循环数目β＝1，则总周期βTsynth是βTsynth 1·(18·0.012ms)＝0.214ms。结果是包括角度行对对应时间点的时间间隔表格843。若需要两个循环，即，循环数目β＝2，则使时间间隔表格843的高度加倍，其中时间行以0.012ms的增量从0ms延伸至0.428ms且对应弧度以20°的增量在从0°至720°的范围中。

接下来，借由正规化数学函数840(在本实例中借由正弦曲线函数[A·(sin(Φ)+1)+B]≤100％)逐行处理时间对弧度Φ的时间间隔表格843。如所指示，该函数是经正规化，即，表示为从0％至100％的一百分比。A表示振幅且B表示正弦波的偏移。振幅A是从正弦波的峰值至峰值的值之间的垂直中点计算；偏移B是从正弦波的最小值计算。因此，0>A≤0.5且0≤B<1，且当A＝0.5时，B＝0。结果是模拟正弦表格844，其包括时间行与对应弧度Φ及正规化数学函数840的输出，即，该正弦波函数在各弧度的精确正规化值，前提条件为该函数并不超过100％。

例如，在图34D中所展示的不具有DC偏移的未按比例调整的正弦波中，乘数A＝0.5且B＝0使得正规化数学函数840的输出是[0.5·(sin(Φ)+1)+0]，其值在从0％至100％的范围中，平均值为50％。在如图35A的图表750中所展示的具有按比例调整的振幅A＝0.25且不具有DC偏移B＝0的一经减弱的正弦波的情况下，正规化数学函数840的输出是[0.25·sin(Φ)+1)+0]且在从0％至50％的范围中并且平均值为25％。在如图35B的图表750中所展示的具有DC偏移的一经减弱的正弦波的情况下，A＝0.25且B＝0.25，正规化数学函数840的输出是[0.25·(sin(Φ)+1)+0.25]，其值在从25％至75％的范围中，且平均值为50％。在图35C的图表770中所展示的绘示具有大DC偏移的高度减弱的正弦波的实例中，A＝0.10且B＝0.60，藉此正规化数学函数840的输出是借由[0.10·(sin(Φ)+1)+0.60]给定，其值在从60％至80％的范围中且平均值为70％。

倘若正规化数学函数840的经计算值超过100％，例如，[(A·sin(Φ)+1)+B]>100％，则数学函数840的输出是钉扎于100％，该函数的最大值。在此等情况中波形的顶部部分将在100％的最大值处「限幅」，且所得波形失真将有可能产生不需要的谐波及频谱污染。为在其中频谱控制及不需要的谐波的防止是重要的光疗中刺激愈合，较佳LED激发型样是具有偶次谐波的无失真正弦波形。在诸如光动力疗法的其他情况中，即，使用光子激发或以化学方式活化化学化合物或药物，或努力以对细菌或病毒的细胞破坏为目标，其他波形亦可为有益的。借由正规化数学函数840执行的数学运算可因此表示任何时变且较佳循环的函数且并不限于正弦曲线。无论函数为何，皆便于将此运算的模拟输出按比例调整至在0％至100％之间的范围中的「精确值」，即，正规化数据。虽然实际上并不需要正规化，但借由按比例调整及正规化至0％至100％的范围来限制数据范围使模拟表格844之后续数据处理在避免大于任何后续数学运算的输入范围的信号方面变得更方便。

出于本发明之目的，术语「精确值」意谓大于型样产生过程之后续步骤中的数字化过程的LSB(即，最低有效位)的准确度。所得输出包含在从0％至100％的范围中的模拟工作因子。倘若正弦曲线具有一经减弱的振幅A<50％，例如，A＝25％，则导致限于小于全标度的工作因子的范围的一输出。

再次参考图41，模拟正弦表格844是接着输入至一模拟转数字转换器841中，其中函数(A·sin(Φ)+1)+B的各百分比值经转换成一相当数字工作因子以稍后在一脉冲宽度调变计数器中用于产生正弦曲线。选取匹配预期脉冲宽度调变计数器的位分辨率的转换过程。例如，在使用用于8位计数器中的8位转换数字化正规化数学函数840的模拟输出时，工作因子是呈展示于数字化正弦表格845中的十进制格式的在从0至255的范围中的数字化值或计数。该数据亦可借由在从00至FF的范围中的同等于此计数的十六进制表示，但在实际使用中，脉冲宽度调变计数器使用基数为2的布尔(Boolean)逻辑以数字方式运算。数字化的过程自然地将精确模拟值四舍五入至其最接近的数字等效值，具有最接近输入至模拟转数字转换器841的原始模拟值的模拟值的脉冲宽度调变计数。

接着，将同等于储存于模拟正弦表格844中的模拟值的十进制加载至脉冲宽度调变计数器仿真器842中以产生经量化的输出「经合成的工作因子」，用于实时合成正弦曲线的型样表格846的关键分量。型样表格846中的合成工作因子行表示最接近模拟正弦表格844中的原始精确值的模拟合成值，小差异在于由模拟转数字转换器841的转换过程引起的数字化误差。可在创建型样表格846时检视此误差以判定与原始值的一致性是否可接受。若不可接受，则可使用较高位分辨率，但需要说明的是经合成的正弦曲线的最大频率可借由采用较高分辨率数据转换而降低。虽然同等于工作因子的十进制是用于驱动控制LED驱动的脉冲宽度调变计数器，但型样表格846中的模拟值是对驱动显示图形有用。

虽然用以产生图41中所展示的型样档案的演算过程可实时「动态(on the fly)」或预先执行，但在光疗治疗中的正常机器操作期间针对通常使用的频率预先执行该过程及将型样档案的集合储存于「型样库」中以便于存取是有益的。

以相同方式，两个或更多个正弦曲线的和弦可实时产生或预先形成且储存于如图42A的算法中所展示的型样库中。在此过程中时间间隔表格是从针对具有包含由CA纯量乘法器851a在量值上调整的正规化数学函数A 850a的频率f_synthA(正弦曲线A的频率)的正弦曲线A及具有包含由CB纯量乘法器851b在量值上调整的正规化数学函数A 850b的频率f_synthB的正弦曲线B的输入条件产生。此等波形在ALU 852中是包含多个组件的一加权总和而在数学上地相加、且由A/D转换器853数字化、且被使用以脉冲宽度调变计数器仿真器854而导致一弦型样表格855。

必须选取符合较高频率正弦曲线上的时间间隔的最小可接受数目的时间间隔的数目及因此弧度Φ的分级。为使不同频率正弦曲线的振幅相加，两个正弦波应具有相同时间标度。因此，较低频率正弦波将经过取样，诸如图37A中所展示的正弦波，具有比在高保真度下的合成所需的更大的时间间隔数目及更精细的弧度Φ的分级。接着，各时间间隔表格是使用正规化数学函数850a及850b转换成量值G(Φ)的精确值且输出于其等对应模拟正弦表格(未展示)中，藉此

GA(Φ)＝[A·(sin(Φ)+1)+B]A

GB(Φ)＝[A·(sin(Φ)+1)+B]B

对应于具有不同频率的两个正弦波。

接着，借由CA标量乘法器851a及CB标量乘法器851b按比例调整此等振幅值。在按比例调整之后，使用算术逻辑单元(ALU)852或等效方法将该等量值与任何DC偏移CDC851c以算术方式相加在一起以促进从正规化数学函数产生器850a及850b输出的分量模拟波形数据的加权和相加。此等波形在ALU 852中的加权平均值是借由以下给定

加权平均值＝{CA·GA(Φ)+CB·GB(Φ)+CDC}/(CA+CB+CDC)

倘若CA＝CB＝1且CDC＝0，则加权平均值＝{GA(Φ)+GB(Φ)}/2且输出是两个值的平均值。在加权平均值的情况下，例如，其中CA＝2且CB＝1，则正弦曲线A促成和弦的程度是正弦曲线B促成和弦的两倍，在此情况中

加权平均值＝{2GA(Φ)+GB(Φ)}/3

若将包括最大振幅的四分之一的一DC偏移增加至信号，则以上等式变为

加权平均值＝{2GA(Φ)+GB(Φ)+1}/4

在混合之后，接着使用模拟转数字转换器853数字化ALU 852的输出，从而导致借由用于控制脉冲宽度调变计数器的接通时间的数字代码表示的信号量值。为完成和弦型样表格855，借由脉冲宽度调变计数器仿真器854将该数字代码转换回至表示工作因子的模拟值。借由此过程引入的唯一误差是从将ALU 852的加权平均值输出四舍五入发生的单一数字化误差。

因为仅一次引入数值误差，即，当产生和弦型样档案时，图42A的算法提供极高的准确度。在合成包含于型样库中且稍后用于后续播放的复杂型样档案时此准确度是尤其有益。该算法的缺点是借由数值加权平均化多个模拟值及要求后续数字化而引入的复杂性，使其与纯粹数字信号重建方法相比较不可接受和弦的实时合成。

展示于图42B中的使用纯粹数字重建产生和弦的一替代方法利用图41中所描述的算法以使用正规化数学函数A 860a及模拟转数字转换861a产生个别正弦型样档案以创建正弦曲线A型样表格862a，且类似地使用正规化数学函数B 860b及模拟转数字转换861b以创建正弦曲线B型样表格862b。此等个别型样表格可以数字形式保存于型样库中且稍后用于产生和弦。

如图42B中所展示，为产生和弦，分别借由EA数字乘法器863a及EB数字乘法器863b按比例调整(即，以数字方式相乘)个别正弦曲线型样表格862a及862b。接着将此等按比例调整的档案以数字方式增加至数字EDC DC偏移863c且使用ALU 864中的布尔代数相加，该ALU 864的输出是借由脉冲宽度调变计数器仿真器854865转换成合成和弦型样。替代性地，可将该数据直接馈送至脉冲宽度调变计数器中以提供对LED的实时控制。

数字和弦合成的复杂性是创建档案，其中复合波形的数学函数自型样的结束及下一型样的开始在振幅及斜率上(即，在其一阶导数中)是连续的。此目标最容易借由具有为彼此的整数倍的复合频率的正弦曲线解决，即，其中β是一整数，如图43的实例中所绘示。在全部实例中，较低频率正弦曲线870是与表示是正弦曲线870的频率的β整数倍的较高频率的较高频率正弦曲线872、873、874、875、876及878组合，明确言之其中β分别等于2、3、4、5、6及8。

因为正弦曲线872、873、874、875、876及878的频率是正弦曲线870的频率的整数倍，所以该等正弦曲线的各者以相同值开始及结束，即，D＝50.2％。工作因子是50.2％而非50％的原因是数字化过程的假影。即使脉冲宽度调变计数器针对零代码具有包含0伏特的256个位准，最大时间间隔的数目仍为255个步进，即，该255表示100％。因此代码128并非恰是255个步进的一半，而是128/255＝50.2％。

因而，包括此两个分量频率的任何混合的和弦在经合成型样的开始及结束处将具有相同振幅且在循序重复时将在振幅及其阶导数函数中形成逐段连续波形。根据对偶次谐波及其等在光疗功效中的重要性的先前论述，偶数倍正弦曲线872、874、876及878是较佳的。明确言之为正弦曲线870的频率的2的倍数的该等正弦曲线872、874及878表示基本频率的八音度。

倘若和弦的分量频率具有非整数的比率，则使用包括较低基本频率的单循环的一型样将不会达成跨重复型样的连续函数。跨重复型样的任何间断引起LED电流的突然跳转且导致不需要的谐波，即，由于重复串行化单一型样达在3分钟至超过20分钟的范围中的持续时间而持续存在的谐波。

克服β>1的分数值的间断的简单解决方案是采用较低基本频率f_synth2＝1/T_synth2的一个以上循环以定义型样的总周期βT_synth2。所需循环的最小数目可借由将十进制比率转换成具有最低公分母的一分数来判定。此最低公分母定义型样中的较低基本频率的循环的数目，而分子定义较高频率的完整循环的数目。

例如，在图44中的标记为β＝1.5＝3/2的最顶部图形实例中，具有1.5或以分数表示为3/2的频率比率的两个正弦曲线包括具有相同起始值及终止值的借由曲线880展示的较低频率正弦曲线fsynth2的两循环及借由曲线881展示的高频率正弦曲线f_synth1的三循环。因为分量正弦曲线以相同值起始及终止，所以组合该两者的任何和弦亦将跨重复型样在量值及其斜率(即，其一阶导数)上是连续的。虽然亦可储存包括整数倍的此分数(例如，6/4、12/8或24/16)的型样，但数据集在并未增加任何额外信息或改良分辨率的情况下实质上较大。因此，包括标量倍数的基于最低公分母的分数的型样是仅在匹配一型样库中具有相同总型样持续时间的其他型样方面有益而非针对其等保真度或谐波含量。

包括最低公分母的分数可应用于任何频率，其中总型样持续时间及基础数据文件是可管理。例如，图44中的标记为β＝2.33333＝7/3的最底部图形实例包括具有2.33333或以分数表示为7/3的频率比率的两个正弦曲线。在此实例中，和弦的分量包括具有相同起始值及终止值的借由曲线882展示的较低频率正弦曲线f_synth2的三循环及借由曲线883展示的高频率正弦曲线f_synth1的七循环。因为分量正弦曲线以相同值起始及终止，所以组合该两者的任何和弦亦将跨重复型样在量值及斜率(即，其阶导数)上是连续的。因为与其中β＝1.5的实例相比需要更多循环来构建始终维持连续性的重复型样，所以此一型样的数据文件自然较大及较长。虽然甚至长持续时间型样具有可管理的档案大小，但其等在形成新组合方面较不灵活。

缩减档案大小及型样长度的另一方法是利用镜像阶段对称的原理。例如，在图45中的标记为β＝11.5的最顶部波形中，具有周期T_synth2的较低频率正弦曲线的单循环是与具有高11.5倍的频率的正弦曲线886组合。正弦曲线886是距离成为12个完整正弦循环还少半个循环，如借由缺失片段887所展示。即使两个正弦波在型样的开始及结束时皆具有相同振幅，正弦曲线886的斜率在型样结束时仍为负，此意谓函数是正的且在该型样结束时量值下降。重复型样将导致正弦波中产生不需要的较高谐波频谱分量的两个正「波峰」。

另一选项是以数值方式合成镜像阶段型样，而非使型样的长度加倍至其最低公分母分数β＝23/2来避免此问题。如本文中所揭示的本发明方法是展示于图45的最底部图表中，其中基本正弦波885在正常阶段型样及镜像阶段型样两者上保持相同，而正常阶段型样中所展示的较高频率正弦曲线886是经反相以形成镜像阶段中的正弦曲线888。正常阶段型样及镜像阶段型样的交替组合导致在量值及斜率(即，其阶导数)上是连续的正弦曲线，而无需将长的不灵活型样储存于型样库中。

倘若组合不规则分数的频率，则可能不切实际的是找出用于构建完整循环的两个或更多个正弦曲线的方便分数。例如，图46绘示正弦曲线891的频率并非为整数倍或甚至分数倍的基本正弦曲线890的频率。代替性地，正弦曲线891呈现其在型样开始及结束时的值之间的振幅间隙892。重复此型样将导致振幅及斜率在型样结束与下一型样开始之间的转变处的严重间断。此外，由于频率β＝1.873的非整数分数倍，即使较大数目个循环亦将不会会聚于无间断转变上。蛮力解决方案是采用内插间隙填充894，其中使用手动或借由一些数学方法产生的一经建构内插线段895将正弦曲线891修改成曲线893。内插线段895的形状导致在型样的振幅上无间断且在斜率上具有最小间断。虽然此编辑确实产生一些谐波，但可使用傅立叶分析设计以最小化谐波频谱的任何不利影响。

在内容脉络中描述用于使用数字合成来合成用于光疗系统中的LED驱动的正弦及和弦激发型样的所揭示设备及方法，其中用于LED驱动电路中的参考电流在产生各种型样的整个过程中始终保持恒定。频率、振幅及DC偏移的变化可全部在不使用模拟合成的情况下完全在数字域中产生。在本申请案的内容脉络中纯数字合成意谓使用脉冲宽度调变合成，不包含PCM音讯方法。相比而言，因为其采用输出一时变模拟输出的数字转模拟转换，所以脉冲写码调变在本文中是视为模拟合成。本发明的先前章节亦描述用于使用纯粹模拟及此PCM以及其他数字化模拟合成方法两者产生LED驱动的选项范围。在本申请案中未排除使用数字合成及模拟合成两者的组合以产生正弦曲线及其等的和弦。

对此混合模式合成的论述是超出本申请案的范畴且将不予以进一步描述，惟在使用参考电流作为调整使用数字脉冲宽度调变合成所产生的正弦曲线的全标度值的方法的内容脉络中除外。此点的实例是绘示于图47中，其中最顶部波形绘示根据先前所揭示方法使用具有变化脉冲宽度的脉冲901产生的脉冲宽度调变产生的正弦波902。如所展示，参考电流αIref具有在时间t1处增加至较高电流903b的值903a。参考电流的此变化的结果是绘示于图47的展示由经描述的合成波形所引起的LED电流的最底部图表中。

在当参考电流经施加偏压于电流903a处时的时间t1之前的时间间隔中，LED驱动器的全标度输出电流是借由线905a展示。在当参考电流增加至电流903b时的时间t1之后，LED驱动器的全标度输出电流相应增加至电流位准905a。因为数字合成仅控制驱动器的LED启用信号，所以在LED驱动器传导时流动的实际电流是借由参考电流值设定。因此，在时间t1之前，正弦曲线906的峰值至峰值的值在从零至电流位准905a的范围中，而在时间t1之后，正弦曲线907的峰值至峰值的值在从零至电流位准905b的范围中，藉此在不改变用于正弦合成中的数字型样代码的情况下增加输出的量值。在时间t1处的转变处，可能发生间断908，其借由存在于LED驱动电路中的电容可表现为经滤波成转变909。因为改变参考电流是光疗中的罕见事件，所以非重复转变对LED驱动的频谱不产生显著影响。

基于总线架构的控制

参考图27A，一分布式LED驱动器系统包括透过金属氧化物半导体场效晶体管驱动器215a至215n的启用输入独立控制LED的多个通道中的电流的单独数字合成器203a至203n。使用专用计数器及锁存器构造，此等数字合成器可独立操作但需要适当序列的脉冲宽度调变代码重复加载至该等计数器中以合成所要正弦曲线。就此而言，统称数字合成器203因此需要能够以高速唯一存取各数字合成器203a至203n的某种集中式控制。实施此种控制及通信的此方法是透过高速数字总线。

如在先前引用的美国申请案第14/073,371号中所描述，受总线控制的LED驱动器是用于产生可方法化方波脉冲。借由利用本文中所揭示的方法，用于LED驱动中的任何数字脉冲驱动电路可重新用于正弦合成。例如，图48的电路绘示包含总线可方法化参考电流源930a的LED驱动器的此实施方案，该总线可方法化参考电流源930a包括D/A转换器932a，D/A转换器932a将储存于ILED缓存器931a中的8位数字字组转换成经量化成256个位准模拟电流αIref。若需要更大分辨率，则可使用较大数目个位，例如，针对4096个经量化位准使用12个位或针对65,536个经量化位准使用16个位。

如所展示，可将设定电流αIref的数据从驻留于中央控制器或微处理器920中的软件或韧体方法加载至ILED缓存器931a的锁存器中且通过数字通信总线923传递至ILED缓存器931a。因为一个以上通道通常是借由相同微控制器920加以控制且连接至相同共同数据总线923，所以包含译码器925a以侦测「信道a」唯一模拟信息且将其储存至数字缓存器931a中(连同用于缓存器927a及928a的数字合成数据)，藉此忽略用于其他信道的数据。

总线的控制是透过包含在微控制器920内的总线控制电路920b管理。此信息是通常使用标准化协议(诸如SPI(串行周边接口)或其他高速替代例)借由数据总线921传达至连接至该总线的各种IC。各IC通过SPI接口922与总线通信且将串行信息转译成经特定格式化以用于集成电路内部的通信的串行或并行数据，从而通过内部总线923将该信息递送至译码器925a及其他通道。诸如内部总线923的内部总线数据结构通常包括需要较大数目个导体的并行数据，而用于将各种IC连接在一起的系统总线协议(诸如SPI总线921)包括高速串行数据以最小化连接导线的数目。透过SPI总线921从微控制器920中继至SPI接口922的信息，虽然其可含有演算信息及方法，但通常仅包括指示LED驱动器IC如何驱动LED所需的操作设定，例如，用于数据缓存器927a、928a及930a的缓存器数据。此等设定可以表格形式储存于包含在微控制器920内的型样可擦除可方法化只读存储器(EPROM)920a中。

除了传达用于ILED缓存器931a的数字数据之外，在译码器925a中译码的数据亦将接通时间数据加载至t_on缓存器927a中且将相位延迟数据加载至缓存器928a中。无论如何针对各特定信道达成可方法化电流控制，多个LED串的数组的独立控制皆可借由组合或整合所揭示LED电流驱动器的多个信道及从中央控制器或微处理器控制其等来实现。

例如，微控制器920在其型样库920a内含有借由如由精确栅极偏压及控制电路935a及高电压金属氧化物半导体场效晶体管936a展示的LED驱动器信道执行的波形合成算法。借由微控制器920产生的此波形型样信息是使用高速SPI总线921从其内部总线接口920b中继至一或多个LED驱动器IC。虽然可采用其他数字接口，但SPI总线已成为LCD及HDTV背光照明系统中的业界标准，及用于大显示器中的LED驱动器IC的共同接口(但并不用于手持式电子器件中所使用的小显示器中)。因而，此驱动电子器件可重新用于光疗中的LED驱动，且根据本文中所揭示的方法可适用于正弦合成，尽管事实为从未预期此等IC用于此等目的。

使用SPI协议，各LED驱动器IC具有其自身专属芯片ID代码。在SPI总线921上的来自微控制器920的全部数据封包广播包含在数据串流的标头中的此专属芯片ID，其作为一种类型的地址，即，经采用以引导数据至一个且仅一个LED驱动器IC(即，目标LED驱动器IC)的地址。仅匹配特定芯片ID的数据将借由对应目标LED驱动器IC处理，即使全部驱动器IC接收相同数据广播。芯片ID通常针对各LED驱动器IC使用该IC上的或两个接针予以硬件方法化。使用其中各接针可接地、连结至Vlogic、保持断开或通过电阻器接地的一个四状态输入，多状态模拟比较器解译模拟位准且输出2位数字代码。使用两个接针，4位二进制字组(即，一个二进制半字节)唯一识别42或16个芯片ID的一者。每当在SPI总线921上接收匹配任何特定LED驱动的芯片ID的数据广播时，即，「选择」特定IC时，意谓特定LED驱动器IC响应于广播指令及设定。忽略数据标头并不匹配特定LED驱动器IC的芯片ID的数据广播。概括地说，包括一组「n」信道驱动电路的各LED驱动器信道通常被实现为具有其自身专属「芯片ID」的单一集成电路，该专属「芯片ID」用于将来自微控制器920的指令直接引导至该特定IC及包含在内部的LED驱动信道。来自微控制器920的相同通信被制造在无匹配芯片ID的集成电路中的全部其他LED驱动器忽略。

在选定LED驱动器IC内，SPI接口922从SPI总线921接收指令，接着解译此信息且透过内部数字总线923将此信息分布至译码器925a及其他信道译码器，该信息指示个别LED驱动器信道处于驱动条件下(包含逐个通道定时及LED偏压施加)。对于使用最小数目个互连的高速数据传输，内部数字总线923包括串行及并行通信的某组合。因为总线923专用于LED衬垫的LED驱动器且在该LED驱动器内部，所以总线923可符合其自身定义标准且并不受遵守任何预建立协议的制约。

来自数字总线923的数字信息一旦借由译码器925a及其他信道译码，接着即刻被传递至存在于各个别LED驱动器信道内的数字数据缓存器。为清楚识别的目的，给定信道内的各自组件利用与该信道相同的字母指定符，例如，计数器227在信道a中标记为227a且在信道b中标记为227b(未展示)。此等缓存器可用熟习此项技术者所知的S型或D型正反器、静态锁存器电路或SRAM胞来实现。

在所展示的特定驱动器IC中，针对各信道的经译码数据报含分别储存于t_on缓存器927a、φ缓存器928a及ILED缓存器931a及其他信道中的对应t_on缓存器、φ缓存器及ILED缓存器(未展示)中的定义该通道的接通时间t_on的12位字组、定义相位延迟φ的12位字组及定义LED电流的8位字组。例如，译码器925a的包括针对通道a的t_on、φ及ILED数据的经译码输出是分别加载至缓存器927a、928a及931a中。

如先前所描述，LED串940a的接通时间t_on，连同时钟线924上的信号Clkθ及Sync组合以通过对应脉冲宽度调变工作因子D设定LED的亮度，且在波形合成中设定光激发的经合成型样的脉冲频率f_synth。虽然在脉冲合成中，加载于其等对应缓存器中的t_on、φ及ILED数据不常改变，但在正弦合成中其等是使用每个同步脉冲更新以将一新脉冲宽度调变值载入至计数器929a中。

类似地，译码器925b(未展示)的包括针对通道b的t_on、φ及ILED数据的经译码输出是分别加载至其对应缓存器927b、928b及931b(未展示)中，且译码器925n的包括针对通道n的t_on、φ及ILED数据的经译码输出是分别加载至缓存器927n、928n及931n(亦未展示)中。

此等数据缓存器可仅在预定义时间处(例如，每当同步脉冲发生或可实时连续改变时)作为加载数据的计时锁存器操作。将数据加载及执行同步化至时钟脉冲在本文中称为「同步」或「锁存」操作，而操作其中可随时动态改变数据的锁存器及计数器系称为「异步」或「非锁存」操作。锁存操作限制最大操作频率但与异步操作相比呈现较大噪声抗扰度。在本发明中，借由LED驱动执行的正弦波形合成可借由任一方法实现，即，使用锁存方法或异步方法。然而，在显示应用中，由于LCD影像对于噪声的严重灵敏度，仅采用锁存操作。

在非锁存或异步操作中，针对信道a经由SPI总线921接收的数据是经译码且立即加载至t_on缓存器927a、φ缓存器928a及ILED缓存器931a及其他信道中的对应缓存器至信道n中的缓存器927n、928n及931n中。取决于LED驱动器IC的实施方案，此后可发生两个可行方案。在第一情况中，容许执行于计数器929a中的计数在新数据加载至计数器929a中且新计数开始之前完成此操作。

借由实例，在非锁存操作中刚从译码器925a加载至t_on缓存器927a、φ缓存器928a及ILED缓存器931a中的数据将等待直至完成计数器929a中的正在进行的计数。在完成该计数之后，缓存器927a及928a中的用于t_on及φ的经更新数据是加载至计数器929a中且同时缓存器931a中的经更新的ILED数据是加载至D/A转换器932a中，而改变对于精确栅极偏压及控制电路935a的偏压条件。在加载该数据之后，计数器929a立即开始计数时钟线924的Clkθ在线的脉冲，首先借由关断LED串940a(若其处于接通状态)，接着在触发精确栅极偏压及控制电路935a及金属氧化物半导体场效晶体管936a使其等返回接通之前计数φ缓存器928a中的脉冲的数目。在返回接通LED串940a之后，接着计数器929a在再次切断LED串940a之前计数从t_on缓存器927a加载于Clkθ线223b上的计数的数目。计数器929a接着等待另一指令。

在用于非锁存或异步操作的第二替代方案中，系统表现为与先前描述的非锁存操作完全相同，惟每当经由SPI总线921上的广播接收指令时立即重新写入且同时重新启动锁存器除外。除在重新写入缓存器数据时缩短正在进行的计数循环以外，操作序列是相同的。无论使用何种异步方法，都需要花费时间来针对各个信道逐个广播、译码及开始操作。在显示应用中，在LCD面板的第一信道与最后信道之间写入新数据的延迟(及改变LED串的操作条件)可导致闪烁及抖动。因而，异步操作并非为LCD背光照明中的可行选项。然而，在LED光疗中，在可维持固定条件持续数分钟的情况下，非锁存操作是尤其用于产生较高频率LED激发型样(即，用于f_synth的较高值)的可行选项。

与其中不断更新数据的异步操作中不同，在锁存或同步操作中，LED操作条件仅在同步化至固定时间或指定事件的预定状况中更新。在图48中所展示的电路的锁存操作中，每当同步脉冲在线924上发生时，最近加载至t_on缓存器927a及φ缓存器928a中的数据是加载至脉冲宽度调变计数器功能926a内计数器929a中。接着，计数器929a在触发精确栅极偏压及控制电路935a使其接通之前开始计数Clkθ线924上的等于储存于φ缓存器928a中的数目的脉冲数目。在完成该计数之后，计数器929a触发接通精确栅极偏压及控制电路935a，而对电流槽金属氧化物半导体场效晶体管936a的栅极施加偏压以传导指定量的电流ILEDa，藉此照明LED串940a至所要亮度位准。计数器929a随后计数从t_on缓存器927a加载的Clkθ脉冲的数目直至该计数完成，且接着触发精确栅极偏压及控制电路935a以切断电流金属氧化物半导体场效晶体管936a且终止照明。此时，取决于LED驱动器IC的设计，LED串940a可保持关断持续T_sync周期的其余时间，即，直至下一同步脉冲出现于时钟线924上，或替代性地在加载至t_on缓存器927a中的值处重复触发接通及关断直至下一同步脉冲出现于线924上。

在锁存系统中，同步脉冲服务若干目的。首先，其是将来自t_on缓存器927a及φ缓存器928a的数据加载至可方法化数字计数器227a中的指令。第二，其是重设计数器929a且开始计数器929a中的计数，以首先经过对应于相位延迟φ的时间段且接着针对加载至对应t_on缓存器927a中的时钟计数的数目接通LED串940a的指令。第三，其是将ILED缓存器931a中的值加载至D/A转换器932a中以精确设定电流αIref的模拟值的指令。类似操作执行于其他通道中的对应计数器、D/A转换器及t_on缓存器、φ缓存器及ILED缓存器中。最后，其防止噪声将数据覆写于缓存器927a、928a及931a中游而使计数混乱。

光疗策略

使用所描述的本发明来促进用于光疗应用的LED驱动的正弦合成及照明型样，可以较大程度的精确度、控制及组织特异性刺激组织修复及免疫响应中的光生物过程，不受存在于脉冲LED驱动中的频谱污染。正弦驱动波形的产生可使用模拟合成、以数字方式控制的模拟合成(PCM)或借由纯粹数字合成方法，较佳使用固定频率脉冲宽度调变技术执行。LED驱动波形可包含同时混合及/或经方法化序列的音频频率方波脉冲、正弦波、正弦曲线的和弦及任何其他时变波形(诸如斜波及三角波)、经滤波的音讯源或其等的组合。

所揭示方法可用于驱动任何波长LED或激光二极管，包含长红外光、近红外光、可见光(其包含深红光、红光、蓝光及紫光)；以及驱动近紫外LED。由于离子化辐射的有害健康风险而排除远UV及超出其的光。

如所揭示，方法及设备促进对用于光疗的关键参数的控制，即

振荡LED电流驱动的量值(AC振幅)

LED驱动中的经合成的正弦振荡的频率

连续LED电流驱动的量值(DC偏移)

多个正弦频率的和弦

该控制可动态执行或以在其等使用前产生且储存于型样库中的指定型样执行。借由在不具有不需要的音频频率谐波(尤其是奇次倍谐波)的潜在不利影响的情况下控制以上变量，可实现与生物共振的原理及光生物时间常数一致的策略。

光疗策略的实例是以3D图形方式绘示于图49中，其中x轴表示从0mA至30mA的振荡LED电流的峰至峰振幅，y轴表示在从0mA至30mA的范围中的LED电流的恒定DC分量，且z轴表示在从0.1Hz(接近DC)至高于10kHz的范围中的正弦振荡的AC频率。借由数字960至983展示的各种生理结构的位置及状况绘示具有来自用于照明LED串的电流的振幅、正弦频率及DC分量的特定组合的可能最大有益效果的区域。该图表概括地绘示先前观察：电子传输960可在kHz的范围中及超出该范围的较高频率下发生，离子传输961在数十至数百赫兹下发生且化学变换962在单数字赫兹范围中发生。又，在单数字范围中，虽然明确言之处于较高DC电流或较高低频率AV电流下，但显示瞬时热效应963。稳定状态热过程964在从0.1Hz至DC(即，0Hz)的频率下在因增强加热而发生的甚至高DC电流下发生。

又，如所展示，需要较高量值AC来刺激整个器官967，而需要较少电流来治疗组织966的斑片且甚至需要更少电流来影响细胞965的集中群组。使用太高AC振幅可实际上借由以高于特定光生物过程可吸收或使用的速率引入能量而降低功效。在图49中的例示性样式中所展示的治疗中，肌肉970及热疗969受益于较大程度的加热且因此需要较高连续LED照明，即，更大DC偏移。

诸如神经982及放松981的神经系统响应受益于较高频率及具有最小DC偏移的中等AC电流。其中光子是用于刺激或启动光化过程的光动力疗法980，或其中能量试图阻碍正常细菌代谢的抗菌治疗需要高激发频率及高AC LED电流的组合。光动力疗法亦受益于较高总光强度，此意谓更亮，且因此较高DC电流是较佳的。

在中等频率及具有较少或不具有DC含量的AC电流位准下，存在各种治疗法，包含用于循环及血管生成974、免疫系统及激素刺激973以及皮肤972的治疗法，呈现处于细胞及组织层级处的治疗机构。肺971、心脏、肾脏、胰腺及其他主要身体器官受益于援用组织及器官层级处的机构的增加的AC电流。

无论特定治疗是否提供与如所描绘的3D图表一致的功效，具有其等频谱污染的先前脉冲光实验仍揭露脉冲频率及LED亮度对治疗功效的显著影响。使用本文中所揭示的模拟及数字合成方法，所揭示设备及方法的用以产生及控制LED的正弦激发的频率及振幅的能力经预期透彻地改良光疗控制及超出任何先前技术的以数字方式施加脉冲的LED或激光系统的功效的功效。