专利名称：无线通信的空一时编码信号的解码的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信，更具体地说，本发明涉及在有衰减和其它降质的情况下，用于有效无线通信的技术。
用于减轻无线电信道中的多路衰减的最有效技术是通过控制发射器功率，消除发射器上的衰减效应。即，如果已知发射器(位于链路一侧)上的信道状态，则发射器可预矫正信号，以克服接收器(位于链路另一侧)上的信道影响。但是，这种方法存在两个主要问题。第一问题是发射器的动态范围。为使发射器能够克服x dB衰减，必须使其功率增大x dB，在大多数情况下，由于辐射功率限制，以及放大器的大小和费用，这是不切实际的。第二问题是正如从接收器所看到的一样，发射器对信道没有任何了解(除了时分双工系统之外，时分双工系统中，发射器通过同一信道从已知的其它发射器接收功率)。于是，如果想基于信道特征控制发射器，必须从接收器向发射器发送信道信息，这导致通过量降低，并增大发射器和接收器的复杂性。
其它有效技术是时间和频率分集技术。通过使用时间重叠和编码，可提供分集改进。这同样适用于跳频和扩展频谱。但是，当信道缓慢变化时，时间重叠导致不必要的很大延迟。同样，当信道的相干带宽较大(延迟扩展较小)时，频率分集技术不起作用。
众所周知在最分散的环境天线分集是最实用和最有效的降低多路衰减影响的技术。天线分集的传统方法是在接收器使用许多天线，并执行组合(或选择)，以改进接收信号的质量。
在诸如IS-136和GSM之类当前无线通信系统中使用接收器分集方法的主要问题是接收器的费用，大小及功耗限制。显然，尺寸小，重量轻，费用低是最重要的。在接收器中加入许多天线和RF链(或者选择和开关电路)目前不可行。从而，分集技术常常只用于在基站借助许多天线(和接收器)改进上行链路(接收器到基站)传输质量。由于基站常常服务成千上万的接收器，因此向基站，而不是向接收器加入设备将更为经济。
近来，已提出一些关于发射器分集的有利方法。A．Wittneben在“Base Station Modulation Diversity for Digital SIMULCAST”，Proceeding of the 1991 IEEE Vehicular Technology Conference (VTC41st)，PP．848-853，1991年5月，以及在“A New Bandwidth EfficientTransmit Antenna Modulation Diversity Scheme For Linear DigitalModulation”，Proceeding of the 1993 IEEE International Conferenceon Communication(IICC’93)，PP．1630-1634，1993年5月中提出了延迟分集方案。该提议是关于基站通过一个天线发射一序列符号，并通过另一天线延迟发射相同序列的符号。
1995年12月26日颁发给Nambirajan Seshadri的美国专利5479448公开了类似的方案，其中通过两个天线发射一序列代码。借助连续地把每个代码引向不同的天线的循环开关，按规定路线发送该序列代码。由于在不同时刻，通过许多天线发射同一符号的副本，实现了空间和时间分集。随后使用最大似然序列估算器(MLSE)或者最小均方差(MMSE)均衡器求解多路失真，并提供分集增益。另外参见N．Seshadri，J．H．Winters，“Two Signaling Schemes forImproving the Error Performance of FDD Transmission SystemsUsing Transmitter Antenna Diversity”，Proceeding of the 1993 IEEEVehicular Technology Conference(VTC 43rd)，PP．508-511，1993年5月；和J．H．Winters，“The Diversity Gain of Transmit Diversity inWireless Systems with Rayleigh Fading”，Proceeding of the 1994ICC／SUPERCOMM，New Orleans，Vol．2，PP．1121-1125，1994年5月。
Tarokh，Seshadri，Calderband和Naguib在美国专利，序列号为08／847635，申请日为1997年4月25日(以1996年11月7日提出的临时申请为基础)公开了另一种有利的方法，其中根据天线对符号编码，通过这些天线同时发射符号，并利用最大似然解码器解码。更具体地说，发射器处的处理以M1个二进制位的信息块的形式处理信息，M1是M2的倍数，即，M1=k*M2。它将每一组连续的M2个二进制位转换为信息符号(从而产生k个信息符号)，把每个序列的k个信息符号编码为n个信道代码(从而为每个序列的k个信息符号形成一组n个信道代码)，并把一组代码中的每个代码应用于不同的天线。
最近，Alamouti等在美国专利申请09／074224，申请日为1998年5月5日中公开了一种很有效的方法。该公开揭示了可实现具有两个发射器的方案，该方案提供具有带宽效率的分集，在接收器易于解码(仅仅进行线性处理)，以及与最大比率组合方案相同的性能。在该方案中，构象具有4个符号，帧具有两个时隙，在时隙内到达两个二进制位。对这些二进制位编码，以致在第一时隙中，符号c1和c2分别由第一和第二天线发送，在第二时隙中，符号-c2*]]>和c1*]]>分别由第一和第二天线发送。因此，这可由等式r=Hc+n表示，这里r是在这两个时隙中收到的信号的矢量，c是符号c1和c2的矢量，n是在这两个时隙中收到的噪声信号的矢量，H是反映前述符号构象的正交矩阵。
该公开方法的良好性能推动寻找具有同样良好性能的，带有大量发射天线的其它系统。
借助对任意数目的发射天线编码的方法，促进了对信号编码、并通过多个天线发射编码信号的现有技术。另外还公开了最大似然解码通用方法，为发射器的所有发射天线形成决策规则，并确定使下述等式达到最小的发射符号ci=argminc|Ri-c|2+(-1+Σ|hi,j|2)|c|2]]>这里，Ri=Σt=1nΣj=1mrtjhϵt(i)j*δt(i)]]>rtj]]>是在接收天线j，在时间间隔t接收的信号。
hϵt(i)j*]]>是发射符号ci的发射器天线和接收天线j之间的信道传输函数的复共轭，δt(i)是时间间隔t内符号ci的符号。
图1是具有n个天线的发射器和具有j个天线的接收器的方框图，这里发射器和接收器按照这里公开的原理工作。
图1是带有具有n个发射器天线的发射器，和具有j个接收天线的接收器的方案的方框图。当n=2时，图1简化为前述Alamouti等的申请09／074224的图1。在该申请中，在发射器10的输入端施加的一序列符号c1，c2，c3，c4，c5，c6导致下述序列被天线11和12发送。
传输可用下述矩阵表示
这里列代表天线，行代表传输时间。相应的接收信号(忽略噪声)是
这里h1是从天线11到天线21的信道系数，h2是从天线12到天线21的信道系数，它也可采取下述形式
，或者r=Hc (2)将其扩展到基站的n个天线和远程装置中的m个天线，信号rtj]]>代表天线j在时刻t接收的信号，并由下式给出rtj=Σi=1nhijctj+ntj---------------(3)]]>这里ntj]]>是接收器天线j处时刻t的噪声，并被假定为独立的、零均值、复数高斯随机变量。n个天线中的各个天线发射的符号的平均能量为1／n。
假定已知从发射天线i到接收天线j的信道系数hij，接收器的决策量度是Σi=1lΣj=1m|rij-Σi=1nhijcij|2-------------------(4)]]>在所有的代码字C11C12…C1nC21C22…C2n…Cl1Cl2…Cln]]>中，确定使该和达到最小的代码字。
对于具有实符号的构象，所需的是具有中间体(intermediate)±C1，±C2，…±Cn的大小为n的正交矩阵。正交设计的存在问题在数学著作中被称为Hurwitz-Radon问题，并在20世纪初由Radon彻底解决了。已证明如果并且只有当n=2，4或8才存在正交设计。
实际上，通过采用，例如下述矩阵，可为n=2，4或8的图1系统设计这样的矩阵。
或者 这意味着当发射器采用，例如8个天线时，发射器累积一个8位帧，在开始下一帧的情况下，在第一时间间隔中，这8个天线发射位c1，c2，c3，c4，c5，c6，c7，c8(第一行的符号)。在第二时间间隔中，这8个天线发射位-c2，c1，c4，-c3，c6，-c5，-c8，c7(第二行的符号)等等。
仔细研究上述矩阵，发现各行只是第一行的带有可能不同符号的重排列。该重排列可由εk(p)表示，以致εk(p)=q意味着在第k行中，符号cp出现在第q列中。通过用δk(i)表示第k行中ci的符号，可表示不同的符号。
可证明使等式(4)的量度达到最小等同于使下述和达到最小Σi=1n(|Σt=1lΣj=1mrtjhϵt(i),j*δt(i)-ci|2+(-1+Σ|hi,j|2)|ci|2)-----------(8)]]>由于项|Σt=1lΣj=1mrtjhϵt(i),j*δt(i)-ci|+(-1+Σ|hi,j|2)|ci|2]]>只取决于ci，信道系数，以及矩阵的重排列和符号，因此使外和(outer sum)(求和下标i范围内)达到最小相当于使1≤i≤n的各项达到最小。从而，最大似然检测规则将为所有发射天线i=1，2，…n形成决策变量Ri=ΣΣrtjhϵt(i)j*δt(i)-------(9)]]>并且如果ci=argminc|Ri-c|2+(-1+Σ|hi,j|2)|c|2------(10)]]>从所有构象符号中确定符号ci。这是非常简单的提供分集的解码策略。
在借助正交设计，提供发射分集方面，具有两点有吸引力的地方。
● 在正交设计提供全分集下的最大可能传输速率的意义上，不存在带宽损失。
● 具有极其简单的最大似然解码算法，在接收器该算法只使用线性组合。该算法的简单性来自于正交设计的列的正交性。
即使在发射器允许线性处理，也可保持上述特性。于是，根据这里公开的原理，放宽正交阵列的定义，以允许发射器处的线性处理。现在从不同天线发射的信号将是构象符号的线性组合。
下面定义Hurwitz-Radon矩阵族。
定义如果 则把一组n×n实矩阵{B1，B2，…Bk}称为大小为k的Hurwitz-Radon矩阵族。
Radon已证明当n=2ab时，b是奇数，a=4c+d，0≤d＜4，并且0≤c，则Hurwitz-Radon n×n矩阵族含有少于ρ(n)=8c+2d≤n矩阵(Hurwitz-Radon n×n矩阵族中元素的最大数目为ρ(n)-1)。如果并且只有当n=2，4或8时，Hurwitz-Radon矩阵族才含有n-1个矩阵。
定义令A为具有项aij的p×q矩阵，并令B为任意矩阵。张量乘积A_B为 引理对于任意n，存在大小为ρ(n)-1的Hurwitz-Radon矩阵族，其元素是集合{-1，0，1中的整数矩阵。
证明借助显示结构进行证明。令Ib表示大小为b的单位矩阵。我们首先注意到如果n=2ab，b为奇数，则由于ρ(n)独立于b(ρ(n)=8c+2d)，因此ρ(n)=ρ(2a)。此外，给定大小为s=ρ(2a)-1的2a×2aHurwitz-Radon整数矩阵族，集合{A1_Ib，A2_Ib，…Ak_Ib}是大小为ρ(n)-1的Hurwitz-Radon n×n整数矩阵族。根据上述观察结果，足以为n=2a证明该引理。为此，我们可选择一组Hurwitz-Radon矩阵，例如 并且令n1=s4s+3，n2=s4s+4，n3=s4s+5，n4=s4s+6，和n5=s4s+7。则ρ(n2)=ρ(n1)+1ρ(n3)=ρ(n1)+2 (16)ρ(n4)=ρ(n1)+4ρ(n2)=ρ(n1)+8可观察到矩阵R是大小为ρ(2)-1的Hurwitz-Radon整数族，{R_I2，P_I2，…Q_I2是大小为ρ(22)-1的Hurwitz-Radon整数族，并且(I2_R_I2，I2_P_R，Q_Q_R，P_Q_R，R_P_Q，R_P_P，R_Q_I2)是大小为ρ(23)-1的整数Hurwitz-Radon族。从上现延伸出，可容易地证实如果{A1，A2，…Ak}是n×n矩阵的整数Hurwitz-Radon族，则{R_In}∪{Q_Ai，i=1，2，…，s} (17)是s+1整数矩阵(2n×2n)的整数Hurwitz-Radon族。
另外，如果{L1，L2，…Lm}是k×k矩阵的整数Hurwitz-Radon族，则{P_Ik_Ai，i=1，2，…s}∪{Q_Lj_In，j=1，2，…j}∪{R_Ink(18)是s+m+1整数矩阵(2nk×2nk)的整数Hurwitz-Radon族。
借助对于n=23构造的大小为ρ(23)-1的整数Hurwitz-Radon矩阵族，借助集合{-1，0，1}中的表列值，等式(17)给从n1到n2的转变。通过利用(18)，并令k=n1和n=2，得到从n1到n3的转变。类似地，在k=n1和n=4的情况下，得到从n1到n3的转变，并且在k=n1和n=8的情况下，得到从n1到n5的转变。
由于设计矩阵的列的正交性，实现上面描述的简单的最大似然解码算法。这样，可允许可通用的正交设计定义。这样不仅为任意数目的发射天线产生新而简单的传输方案，并且把Hurwitz-Radon理论推广到非方形矩阵。
定义大小为n的通用正交设计G是带有输入项0，±x1，±x2，…，±xk的p×n矩阵，以致GTG=D是具有为(l1ix12+l2ix22+…+lkixk2)]]>形式的正交Dii，i=1，2，…，n的正交矩阵。系数l1i,l2i,…,lki]]>是正整数。G的比率是R=k／p。
定理如果并且只有当存在用相同变量表示，并且大小相同的通用正交设计G，以致GTG=(x12+x12+…xk2)I]]>时，才存在用变量x1，x2，…xk表示的p×n通用正交设计E。
鉴于上述定理，在不损失通用性的情况下，可假定用x1，x2，…xk表示的任意p×n通用正交设计G满足GTG=(x12+x12+…xk2)I]]>为了利用通用正交设计，从n个天线发射信号，可采用上述推论。
鉴于大小为2b的构象A，可获得kb／p的通过量。在时隙1，kb二进制位到达编码器，该编码器选择构象符号c1，cx，…cn。通过设定xi=ci，编码器繁殖矩阵，并在时刻t=1，2，…，p，从天线1，2，…，n同时发射信号Gt1，Gt2，…Gm。即发射矩阵设计是
这样，在p传输的各帧内，kb二进制位被发送。可证明分集级(diversity order)为nm。空-时编码理论认为对于nm的分集级，每个时隙有可能传输b个二进制位，并且这是最可能的。于是，对于该编码方案定义的比率为kb／pb，或者说k／p。
下面给出用于构造具有低解码复杂性和全分集级的高比率线性处理设计的方法。把发射器存储器考虑进去是有利的，这意味着给定比率R及发射天线的数目的情况下，有利于使帧p中的时隙数目降至最小。
定义对于给定对(R，n)，A(R，n)是最小数目的p，以致存在具有最低限度比率的p×n通用设计。如果不存在这种设计，则A(R，n)=∞。
A(R，n)的值是通用设计理论的根本问题。该问题最重要的部分是A(1，n)的计算，因为全比率通用设计是带宽高效的。为了解决该问题，提供下述结构。
结构I令X=(x1，x2，…，xp)和n≤ρ(p)。在上面的讨论中，利用元素{A1，A2，…Ap(p)-1构造了大小为ρ(p)-1的整数p×p矩阵族(等式12后的引理)。即，元素Ai在集合{-1，0，1}中。令A0=I，并研究p×n矩阵G，其第j列是Aj-1XT，j=1，2，…，n。Hurwitz-Radon条件意味着G是全比率的通用正交设计。
根据上面所述，可确定若干事实● A(1，n)的值是较小的数字p，以致n≤ρ(p)。
● 对于任意n≥2，A(1，n)的值是2的幂。
● A(1，n)的值=min(24c+d)，这里在集合{c，d｜0≤c，0≤d＜4，并且8c+2d≥n内求最小值。
● A(1，2)=2，A(1，3)=A(1，4)=4，并且A(1，n)=8，5≤n＜8。
● 对于n=2，4和8来说，正交设计是delay optical。
● 对于任意R，A(R，n)＜8。
上面明确地构造了具有ρ(p)个元素的，大小为p的Hurwitz-Radon矩阵族，以致该矩阵族中的所有矩阵都具有集合{-1，0，1中的表列值。在具有这种大小为p=A(1，n)的Hurwitz-Radon矩阵族的情况下，我们可把结构I应用于提供具有全比率(full rate)的p×n通用正交设计。
该全比率通用正交设计具有为±c1，±C2，…，±cp形式的表列值。这样，对于具有n≤8发射天线的发射器，比率为1的下述优化通用设计为
上面公开的简单发送分集方案用于实信号构象。用于复构象的设计也是可能的。这里设想的大小为n的复正交设计是其表列值是未定元±c1，±c2，…，±cn，它们的复共轭±C1*,±C2*,…,±Cn*]]>，或者这些未定元乘以±i，这里i=-1]]>。在不损失通用性的情况下，我们可选择第一行为C1，C2，…，cn。
可证明存在半比率(R=0．5)复通用正交设计。通过除了用其复共轭代替各个符号之外，如上关于实符号所述那样形成设计，并对各行进行重复，可构造这种复通用正交设计。更正规地说，假定需要为复符号实现设计，我们可用2×2实矩阵 代替各个复变量ci=ciR+icil]]>，这里i=-1]]>。这样， 并且 容易看出这样形成的矩阵是实正交设计矩阵。下面通过直接根据上面公开的原理的应用得出的，对于任意数目的发射天线的扩展，利用三个和四个发射天线，给出传输的半比率代码。
这些传输方案及它们的更高n值的类似方案不仅给出全分集，而且比起未编码的来说，带来3dB的额外编码增益，但是损失一半的理论带宽效率。
图1描绘了发射器包含对施加的信号流敏感的编码器13。在大多数实施例中，编码器将包括用于存储输入的符号的存储器。这些输入符号是按照上述公开的过程(process)，并被应用于n个映射器14。映射器14把符号映射到二维构象上，并把映射后的符号应用到n个脉冲整形器15，脉冲整形器15对信号进行调制，并把调制信号应用到发射天线11。发射器10的结构只是例证性的，可采用能够实现本发明好处的其它许多设计。
发射的信号由接收器20接收，接收器20包括j个接收天线21。接收的信号被应用于检测器25，检测器25根据例如上面结合等式9和10说明的检测方案检测信号。信道估算器22是常规的信道估算器，其作用是为检测器25估算信道参数。
权利要求
1．一种对发射器发送的信号解码的接收器，包括j个接收天线；和对所述j个接收天线敏感的解码器，用于从作为发射器发射的信号的一组已知信号中选出使下式达到最小的信号Ci=argminc|Ri-c|2+(-1+Σ|hi,j|2)|c|2]]>这里，Ri=Σt=1nΣj=1mrtjhϵ1(i)j*δt(i)]]>rtj]]>是在接收天线j，在时间间隔t接收的信号，hϵ1(i)j*]]>是发射符号ci的发射器天线和接收天线j之间的信道传输函数的复共轭，δt(i)是时间间隔t内符号ci的符号。
2．一种对发射器发送的信号解码的接收器，包括j个接收天线；和解码器，用于通过为发射器的所有发射天线形成Ri=Σt=1nΣj=1mrtjhϵt(i)j*δt(i)]]>，并且如果Ci=argminc|Ri-c|2+(-1+Σ|hi,j|2)|c|2]]>被满足，从所有构象符号中确定符号ci，这里rtj]]>是在接收天线j，在时间间隔t接收的信号，hϵt(i)j*]]>是发射符号ci的发射器天线和接收天线j之间的信道传输函数的复共轭，δt(i)是时间间隔t内符号ci的符号。
全文摘要
公开了一种用于接收空—时编码信号,并对通过许多天线接收的空—时编码信号解码的方法。还公开了最大似然解码通用方法,为发射器的所有发射天线形成决策规则,并确定使等式10达到最小的发射符号,这里在等式(9)中,(r
文档编号H04B7/08GK1292175SQ99803579
公开日2001年4月18日 申请日期1999年2月26日 优先权日1998年3月3日
发明者阿瑟·R·卡尔德班克, 哈密德·加法尔克哈尼, 阿伊曼·F·纳盖布, 纳姆比拉詹·塞斯哈德里, 瓦西德·塔罗克 申请人:美国电报电话公司