负荷驱动电路和采用该电路的发光装置及显示装置的制作方法

专利名称：负荷驱动电路和采用该电路的发光装置及显示装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及将直流电流变换为交流电压，或者将直流电压变换为直流电压，以驱动负荷的负荷驱动电路。
背景技术：
近年来，代替布朗管电视，能够薄型和大型化的液晶电视渐渐普及。液晶电视通过在显示图像的液晶面板背面上配置多个冷阴极荧光灯(Cold Cathode Fluorescent Lamp, 以下称为CCFL)和外部电极荧光灯(External Electrode Fluorescent Lmap，以下称为 EEFL)作为背光而发光。例如，荧光灯的驱动电路包含将商用交流电压整流而得到的直流输入电压变换为交流的驱动信号的变换器。变换器调节驱动信号，以使得负荷的电气状态，例如流入负荷中的电流，接近与期望的亮度相对应的目标值。专利文献1特开2003-153529号公报专利文献2特开2004-47538号公报

发明内容
本发明要解决的问题(1)作为调节负荷的电气状态的方法，已知脉冲宽度调制(PWM)方式和脉冲频率调制(PFM)方式。在PFM控制中，虽然提供给负荷的信号的频率在一定范围内动态地变化， 但是从设定的设计观点来说，期望可以自由地设定频率变化范围。鉴于上述情况，研发了本发明，本发明的一实施方式的一个示例性目的是提供一种频率变化范围可调的负荷驱动电路。(2)此外，在负荷为发光元件的情况下，作为调节其亮度的方法，已知交替地重复点灯期间和熄灯期间并使其占空比变化的脉冲串(burst)调光。鉴于上述情况，研发了本发明，本发明的一实施方式的一个示例性目的是提供一种可以同时使用PFM控制和脉冲串调光的负荷驱动电路。解决问题的方案1、本发明的一实施方式涉及用于将输入电压变换为驱动信号并提供给负荷的一种负荷驱动电路。该负荷驱动电路包括主变压器，负荷连接在其二次绕线侧上；第一误差放大器，生成与表示负荷的电气状态的检测信号和规定的第一基准电压之间的误差相对应的反馈信号；电流生成用晶体管；电流生成用电阻，设置在电流生成用晶体管和固定电压端子之间；第二误差放大器，在其第一输入端子上输入电流生成用晶体管和电流生成用电阻的连接点的电位，在其第二输入端子上输入规定的第二基准电压，其输出端子连接到电流生成用晶体管的控制端子上；调节用电阻，设置在电流生成用晶体管和电流生成用电阻的连接点与第一误差放大器的输出端子之间；振荡器，重复由与流入电流生成用晶体管中的频率控制电流相对应的充电电流给电容器充电的状态和将该电容器放电的状态，并且输出具有与充放电的迁移同步的边缘的脉冲频率调制信号；和主变压器驱动部，基于脉冲频率调制信号驱动主变压器的一次绕线。第二基准电压记为Vm，电流生成用电阻的电阻值记为Rkt时，流入电流生成用电阻的电流Im规定为IET = VET/RET此外，反馈信号的电压电平记为Vfb，调整用电阻的电阻值记为Raw时，流入调整用电阻的电流Iaw规定为Iadj= (Vet-Vfb)ZRadj流入电流生成用晶体管的频率控制电流电流Ict是两个电流IKT、Iadj的和。Ict = IRT+IADJ振荡器产生的频率调制信号的脉冲宽度，换句话说是脉冲频率调制信号的频率根据频率控制电流Ι。τ而变化。根据该实施方式，由于通过反馈电流I胃进行调节以使得检测信号与第一基准电压一致，所以可以将脉冲频率调制信号的频率控制为使负荷的电气状态接近目标值。此外，可以根据调整用电阻和电流生成用电阻的电阻值调节频率的变化范围。振荡器可以包括一端电位固定的电容器；充电电路，其将与流入电流生成用晶体管中的频率控制电流成比例的充电电流提供给电容器；放电用晶体管，设置在电容器和固定电压端子之间；峰值检测比较器，当电容器的另一端产生的电压达到规定阈值电压时， 主张置位信号；最大占空比设定电路，在从主张置位信号起经过一定延迟时间之后，主张复位信号；和触发器，每当主张置位信号和复位信号时生成电平迁移的输出信号，并输出到放电用晶体管的控制端子上。根据该实施方式，可以通过延迟时间设定频率调制信号的低电平期间，并且可以将其用作死区时间。最大占空比设定电路可以将延迟时间调节为与频率控制电流成反比。在这种情况下，脉冲频率调制信号的占空比可以不依赖其频率而保持恒定。最大占空比设定电路可以对延迟时间设定下限值。由此，在脉冲频率调制信号的频率变高了的情况下，可以防止死区时间消失，并且可以提高电路的可靠性。主变压器驱动部可以包含与主变压器的一次绕线连接的半桥电路，驱动半桥电路的高侧晶体管的高侧驱动器，驱动半桥电路的低侧晶体管的低侧驱动器，脉冲变压器，其二次绕线与高侧驱动器和低侧驱动器连接，和脉冲变压器驱动部，在脉冲变压器的一次绕线上施加与脉冲频率调制信号相对应的驱动脉冲。根据该实施方式，通过提高脉冲频率调制信号的占空比，可以缩短高侧晶体管和低侧晶体管同时关断的死区时间。通过使死区时间变短，可以使高侧晶体管和低侧晶体管中的损失减小。脉冲变压器的二次绕线、高侧驱动器、低侧驱动器、半桥电路以及主变压器的一次绕线可以配置在一次区域，其他的构成要素可以配置在与一次区域绝缘的二次区域。在这种情况下，由于检测信号不跨越一次区域和二次区域，所以不需要使用光耦合器等，可以提高反馈的稳定性。负荷可以是荧光灯。负荷驱动电路可以通过由主变压器的二次绕线产生的驱动信号驱动负荷。负荷可以是发光二极管。主变压器的二次绕线可以包含各自的一端分别接地、极性相反地设置的第一线圈和第二线圈。负荷驱动电路可以进一步包括一端接地的输出电容器，设置在第一线圈的另一端和输出电容器的另一端之间的第一二极管，以及设置在第二线圈的另一端和输出电容器的另一端之间的第二二极管；可以通过由输出电容器整流的驱动信号驱动发光二极管。本发明的另一实施方式是发光装置。该装置包括发光设备，和驱动发光设备的上述任何一种负荷驱动电路。发光设备可以是荧光灯。发光设备可以是发光二极管。本发明的又一实施方式是显示装置。该装置包括液晶面板，和作为背光配置在液晶面板的背面上的上述发光装置。2、本发明的另一实施方式涉及用于将输入电压变换为驱动信号并提供给负荷的一种负荷驱动电路。该负荷驱动电路包括主变压器，负荷连接在其二次绕线侧上；第一误差放大器，生成与表示负荷的电气状态的检测信号和规定的第一基准电压之间的误差相对应的反馈信号；振荡器，生成具有与反馈信号相对应的频率的脉冲频率调制信号；脉冲串用电流源，接受指示熄灯期间和点灯期间的脉冲调制的脉冲串调光控制信号，并且当脉冲串调光控制信号表示熄灯期间时，将电流提供给输入检测信号的端子，使反馈信号的电平变化以使得振荡器的频率变高；比较器，将反馈信号与规定的阈值电压进行比较，生成与比较结果相对应的脉冲串信号；以及主变压器驱动部，当脉冲串信号为第一电平时，基于脉冲频率调制信号驱动主变压器的一次绕线，当脉冲串信号为第二电平时，停止主变压器的一次绕线的驱动。在仅PFM控制中，存在提供给负荷的电力不能为零的情况。但是，根据该负荷驱动电路，即使在相应的情况下，由于主变压器驱动部基于脉冲串信号间歇地驱动主变压器，所以可以间歇地控制提供给负荷的电力。主变压器驱动部在从熄灯期间迁移到点灯期间时，可以使提供到主变压器一次绕线上的驱动脉冲的占空比随着时间而增加。主变压器驱动部在从点灯期间迁移到熄灯期间时，可以使提供到主变压器一次绕线上的驱动脉冲的占空比随着时间而降低。除了 PFM控制以外，还通过同时使用PWM控制，可以抑制负荷电流的过冲和/或变
压器的音鸣。振荡器可以构成为除了脉冲频率调制信号以外，还输出与其同步的具有锯齿 (ramp)波形的周期信号。负荷驱动电路还可以包括斜坡(slope)电压生成部，其以脉冲串信号的电平迁移为契机，生成电压电平随时间而变化的斜坡电压，和脉冲宽度调制比较器， 其将斜坡电压与周期信号进行比较，生成占空比随时间而变化的脉冲宽度调制信号。主变压器驱动部可以基于脉冲宽度调制信号使驱动脉冲的占空比变化。斜坡电压生成部可以包含一端电位固定的电容器，和充放电电路，其以脉冲串信号的电平迁移为契机，交替地切换对电容器充电的状态和放电的状态；并且输出由电容器产生的电压作为斜坡电压。本发明的另一实施方式涉及用于将输入电压变换为驱动信号并提供给负荷的一种负荷驱动电路。该负荷驱动电路可以包括主变压器，负荷连接在其二次绕线侧上；第一误差放大器，生成与表示负荷的电气状态的检测信号和规定的第一基准电压之间的误差相对应的反馈信号；振荡器，生成具有与反馈信号相对应的频率的脉冲频率调制信号；脉冲串用电流源，接受指示熄灯期间和点灯期间的脉冲调制的脉冲串调光控制信号，并且当脉冲串调光空制信号表示熄灯期间时，将电流提供给输入检测信号的端子，使反馈信号的电平变化以使得振荡器的频率变高；和主变压器驱动部，基于脉冲频率调制信号驱动主变压器的一次绕线。主变压器驱动部在从熄灯期间迁移到点灯期间时，使提供到主变压器一次绕线上的驱动脉冲的占空比随着时间而增加，在从点灯期间迁移到熄灯期间时，使驱动脉冲的占空比随着时间而降低。根据该实施方式，在脉冲串调光的点灯期间和熄灯期间切换时，通过同时使用PFM 控制和PWM控制，可以抑制负荷电流的过冲和/或变压器的音鸣。振荡器可以构成为除了脉冲频率调制信号以外，还输出与其同步的具有锯齿波形的周期信号。负荷驱动电路还可以包括斜坡电压生成部，其以脉冲串调光控制信号的电平迁移为契机，生成电压电平随时间而变化的斜坡电压，和脉冲宽度调制比较器，其将斜坡电压与周期信号进行比较，生成占空比随时间而变化的脉冲宽度调制信号。主变压器驱动部可以基于脉冲宽度调制信号使驱动脉冲的占空比变化。在这种情况下，可以使脉冲频率调制信号和脉冲宽度调制信号的频率一致，并且使它们同步。由此，可以使主变压器驱动部中的信号处理简化。斜坡电压生成部可以包含一端电位固定的电容器，和充放电电路，其以脉冲串调光控制信号的电平迁移为契机，交替地切换对电容器充电的状态和放电的状态；并且输出由电容器产生的电压作为斜坡电压。负荷可以是荧光灯。负荷驱动电路可以通过由主变压器的二次绕线产生的驱动信号驱动负荷。负荷可以是发光二极管。主变压器的二次绕线可以包含各自的一端分别接地、极性相反地设置的第一线圈和第二线圈。负荷驱动电路可以进一步包括一端接地的输出电容器，设置在第一线圈的另一端和输出电容器的另一端之间的第一二极管，和设置在第二线圈的另一端和输出电容器的另一端之间的第二二极管；并且通过由输出电容器整流的驱动信号驱动发光二极管。本发明的另一实施方式是发光装置。该装置包括发光设备，和驱动发光设备的上述任何一种负荷驱动电路。发光设备可以是荧光灯。发光设备可以是发光二极管。本发明的又一实施方式是显示装置。该装置包括液晶面板，和作为背光配置在液晶面板的背面上的上述发光装置。并且，作为本发明的实施方式，以上的构成要素的任意组合以及在方法、装置、系统等之间相互置换本发明的构成要素和表现形式而得到的都是有效的。本发明的效果根据本发明的实施方式，可以通过脉冲频率调制调节负荷的电气状态，并且可以调节频率的变化范围。


图1是示出包括根据本发明第一实施方式的负荷驱动电路的电子设备的结构的电路图。图2是示出图1的负荷驱动电路的动作的波形图。图3是示出FB信号的电压电平和PFM信号的频率的关系的图。图4是示出动作频率和负荷电流(灯电流)的关系的图。图5是示出根据第二实施方式的负荷驱动电路的一部分的电路图。图6是示出图5的负荷驱动电路的基本动作的时序图。图7是示出图5的负荷驱动电路的动作的时序图。图8是示出控制IC的结构的方块图。图9是图8的控制IC的周边电路图。图10是控制IC的周边电路图。图11是示出保护电路的结构的电路图。图12是控制IC的另一周边电路图。图13是控制IC的另一周边电路图。标号说明1...电子设备，2...负荷，4...负荷驱动电路，10...主变压器驱动部，12...半桥电路，14...高侧驱动器，16...低侧驱动器，18...脉冲变压器，18a...第一脉冲变压器， 18b...第二脉冲变压器，Cl...第一电容器，C2...第一电容器，Ml...高侧晶体管，M2...低侧晶体管，20...主变压器，30...输出电路，32...反馈线，100...控制IC，40...第一误差放大器，42...第二误差放大器，44...脉冲变压器驱动部，46...驱动逻辑部，50...振荡器，52...比较器，54...最大占空设定部，56...触发器，M3...电流生成用晶体管，60...脉冲串用电流源，62...脉冲串用比较器，64...斜坡电压生成部，66. ..PWM比较器，68...充放电电路，BUFl、BUF2...输出缓冲器，Si...置位信号，S2...复位信号，S3. . . PFM信号， S4...脉冲串信号，S5... PWM信号，70...基准电压源，71...逻辑块，72...振荡器块， 73...驱动器块，74...调光块，76...误差放大块，78...第三误差放大器，80. .. IS比较器，82. ..VS比较器，84...变换器，86. ..OR门，88...开关，90...电流源，Dl... 二极管， 92...软启动块，94...软启动电路，96...定时器电路，98...比较器块，102...比较器， 104...计数器，106...比较器，108...输出晶体管，110...定时器块，112...触发器，114、 116. . . OR 门
具体实施例方式在下文中，将参考优选实施方式和

本发明。在各图中示出的相同的或等同的构成要素、部件、处理给出相同的符号，并且适当地省略重复的说明。此外，实施方式不是限定本发明而是示例性的，在实施方式中记载的所有特征及其组合不一定是本发明的本质。在本说明书中，所谓的“部件A和部件B连接”的状态包含部件A和部件B物理地直接连接的情况，还包含部件A和部件B经由不影响电气连接状态的其他部件间接连接的情况。
同样地，所谓的“部件C设置在部件A和部件B之间的状态”除了部件A和部件C 或部件B和部件C直接连接的情况以外，还包含经由不影响电气连接状态的其他部件间接连接的情况。(第一实施方式)图1是示出包括根据本发明第一实施方式的负荷驱动电路4的电子设备1的结构的电路图。例如，负荷2示例为以EEFL和CCFL为代表的荧光灯、或发光二极管(LED)等的发光元件，但是没有特别的限定。在本实施方式中，负荷2是发光元件，负荷驱动电路4和负荷2构成发光装置。该发光装置用作例如照明设备或液晶面板的背光。负荷驱动电路4接受输入电压PVIN，将其变换为适合于负荷2的驱动信号Vdkv，并提供给负荷2。在负荷2为荧光灯的情况下，驱动信号Vdkv是交流信号，在负荷2是LED的情况下，驱动信号V胃是直流信号。负荷驱动电路4主要包括控制IC100，主变压器驱动部10，主变压器20，输出电路 30，反馈线32。在主变压器20的二次绕线侧上直接或间接地连接负荷2。在主变压器20和负荷 2之间，根据需要设置具有与负荷2的种类和驱动形式对应的拓扑的输出电路30。反馈线32反馈表示负荷2的电气状态的检测信号。检测信号表示的电气状态是应作为由负荷驱动电路4的调节对象的状态，例如，可以是施加到负荷2上的电压，也可以是流入负荷2中的电流。检测信号可以从输出电路30提取，也可以从负荷2直接检测。在本说明书中，表示电压的检测信号标记为VS，表示电流的检测信号标记为IS。在图1中，反馈表示电流的检测信号IS。也就是，负荷驱动电路4通过反馈，使流入负荷2中的电流稳定在与作为负荷2的发光元件的目标亮度对应的水平。控制IC100是集成在一个半导体基板上的功能IC。作为I/O端子，控制IC100具有电流检测端子IS (称为IS端子)，反馈端子FB (称为FB端子)，电流调节端子RT (称为 RT端子)，输出端子N1、N2。此外，控制IC100包括第一误差放大器40，电流生成用晶体管M3，第二误差放大器 42，脉冲变压器驱动部44，振荡器50。检测信号IS(以下称为IS信号)经由电阻Ris被输入到控制IC100的IS端子。第一误差放大器(IS_EAMP)40生成与表示负荷2的电气状态的检测信号IS和规定的第一基准电压Vkef之间的误差对应的反馈信号FB (称为FB信号)。第一误差放大器40 的输出端子与FB端子连接。在FB端子和IS端子之间，外接反馈电容器Cis FB。第一误差放大器40、电阻Ris和电容器Cis FB构成所谓的积分器。电流生成用晶体管M3是N沟道M0SFET，其源极与RT端子连接。电流生成用电阻 Rkt外接在RT端子和外部的固定电压端子(接地端子)之间。在第二误差放大器(RT_EAMP)42的第一输入端子(反向输入端子_)上接入晶体管M3和电阻Rkt的连接点，即输入RT端子的电位。此外，在第二误差放大器42的第二输入端子(正向输入端子+)上输入规定的第二基准电压VRT。第二误差放大器42的输出端子连接到晶体管M3的控制端子(栅极)上。晶体管M3和电阻Rkt的连接点(RT端子)与第一误差放大器40的输出端子(RB端子)之间外接调节用电阻Raw。在晶体管M3中流入由电阻Rkt中流入的电流Ikt和电阻 Radj中流入的电流Iaw合成的频率控制电流ICT。在电流生成用电阻Rkt中流入的电流Ikt规定为IET = VET/RET. · · (1)在调整用电阻中流入的电流Iaw规定为Iadj= (Vet-Vfb)ZRadj ... (2)在电流生成用晶体管M3中流入的频率控制电流Ict是两个电流IKT、Iadj的和。ICT = IET+IADJ . . . (3)将式(1)、式⑵代入式(3)中时，得到式⑷。Ict = Vet/Ret+(Vet-Vfb) /Radj . . . (4)振荡器50重复由与流入晶体管M3中的频率控制电流Ict对应的充电电流Ict给一端电位固定的电容器Cct充电的充电状态和将电容器CeT放电的放电状态。振荡器50输出具有与充放电的迁移同步的边缘的脉冲频率调制信号(PFM信号)S3。充电电流Ict由式 (5)给出。Ict= {Vet/Ret+(Vet-Vfb) /RadjI= { (VetZRe^VetZRadj) -VfbZRadjI · · · (5)具体地，振荡器50包括晶体管M4 M6、电容器Cct、比较器52、最大占空设定部54， 触发器56。晶体管M5、M6构成例如镜比为1的电流镜电路，复制频率控制电流Ict并返回。 电容器Cct的一端接地，其电位固定。电流镜电路M5、M6用作充电电路，由充电电流Ict给电容器Cct充电。晶体管M4是将电容器Cct放电的开关，与电容器Cct并联设置。(充电状态)晶体管M4的关断期间为充电状态，电容器Cct由充电电流Ict充电。结果，电容器电压Vct以恒定的斜率上升。比较器52将由电容器Cct生成的电压Vct与规定的阈值电压 Vcomp进行比较，当电容器电压Vct达到阈值电压V·时，主张(assert)(高电平)其输出信号(置位信号)Si。当主张信号Sl时，设定触发器56，其输出Q构成高电平。(放电状态)当输出Q构成高电平时，晶体管M4导通，电容器Cct放电。此时，电容器电压Vct降低到接地电压附近。最大占空设定部M在从主张比较器52的输出信号Sl经过一定延迟时间τ之后，主张其输出信号(复位信号)S2。期望延迟时间τ与充电电流Ict成反比。例如，最大占空设定部M与振荡器50 相同地，可以包含电容器、充电电路、比较器而构成。在这种情况下，可以通过电容值、充电电流的值、阈值电压的组合，设定延迟时间τ。并且，优选地，最大占空设定部M对延迟时间τ设定下限值。例如，下限值为200ns。在晶体管M4导通而将电容器Cct放电之后，经过延迟时间τ，触发器56被复位， 输出信号Q变成低电平。结果，晶体管Μ4关断，返回充电状态。振荡器50交替地重复充电状态和放电状态。结果，在电容器Cct中产生锯齿(ramp) 状的周期信号VCT。振荡器50输出与触发器56的输出信号Q对应的、具体来说与其反向的 PFM信号S3。主变压器驱动部10基于PFM信号S3驱动主变压器20的一次绕线。
主变压器驱动部10包含半桥电路12，高侧驱动器14，低侧驱动器16，脉冲变压器 18，脉冲变压器驱动部44。半桥电路12包含高侧晶体管Ml、低侧晶体管M2、第一电容器Cl、第二电容器C2。 高侧晶体管Ml和低侧晶体管M2依次串联地设置在输入电压PVIN和接地电压之间。同样地，第一电容器Cl和第二电容器C2也依次串联地设置在输入电压PVIN和接地电压之间。主变压器20的一次绕线的一端与晶体管Ml和M2的连接点连接。此外，主变压器 20的一次绕线的另一端与电容器Cl和C2的连接点连接。高侧驱动器14驱动半桥电路12的高侧晶体管Ml。低侧驱动器16驱动半桥电路 12的低侧晶体管M2。脉冲变压器18的二次绕线与高侧驱动器14和低侧驱动器16连接。脉冲变压器 18包含第一脉冲变压器18a、第二脉冲变压器18b。当反相的驱动脉冲Ni、N2施加到脉冲变压器18的一次绕线上时，交替地将驱动脉冲提供到高侧驱动器14和低侧驱动器16。高侧驱动器14和低侧驱动器16根据经由脉冲变压器18输入的驱动脉冲m、N2，交替地导通关断高侧晶体管Ml和低侧晶体管M2。脉冲变压器18的一次绕线与输出端子Ni、N2连接。脉冲变压器驱动部44将与 PFM信号S3对应的驱动脉冲N1、N2施加到脉冲变压器18的一次绕线上。脉冲变压器驱动部44包括驱动逻辑部46、输出缓冲器BUF1、BUF2。驱动逻辑部46接受PFM信号S3，产生具有与其相同的脉冲宽度且相互反相的驱动脉冲Ni、N2。具体地，由驱动脉冲Ni、N2交替地分配包含在PFM信号S3中的脉冲。也就是，驱动脉冲附、N2的频率Fott是PFM信号S3的频率Fpfm的1/2。输出缓冲器BUF1、BUF2从输出端子Ni、N2输出驱动脉冲Ni、N2。以上是负荷驱动电路4的结构。接下来说明其动作。图2是示出图1的负荷驱动电路4的动作的波形图。为了便于理解，在本说明书中的波形图和时序图的纵轴和横轴进行了适当地扩大、缩小，并且为了便于理解，示出的各波形也进行了简化。在区间(I)，充电电流IeT具有第一电平。周期信号Vct的倾斜度与充电电流Ict成比例，PFM信号S3的脉冲宽度Th与充电电流IeT成反比。
_] TH = V讚/ICT此外，与PFM信号S3的低电平期间IY对应的延迟时间τ也与充电电流Ict成反比。因此，PFM信号S3的周期(ΤΗ+ γ)也与充电电流Ict成反比。换句话说，PFM信号S3的频率Fpfm ( = 1/(TH+TL))与充电电流Ict成比例。Fpfm = KlX Ict. . . (6)在区间(II)，当充电电流Ict变成比第一电平低的第二电平时，PFM信号S3的频率 Fpfm与此成比例地降低。PFM信号S3被交替地分配给驱动脉冲m、N2。驱动脉冲附在高电平期间，使高侧晶体管Ml导通，驱动脉冲N2在高电平期间，使低侧晶体管M2导通。结果，高侧晶体管Ml 和低侧晶体管M2交替地导通，从而驱动主变压器20。电流Iaw通过反馈进行调节，以使得检测信号IS的电压电平Vis与第一基准电压 Veef 一致，并且与此对应地调节充电电流Ict的大小。当调节与充电电流Ict成比例的PFM信号S3的频率Fpfm时，从主变压器20提供给负荷2的能量被调节，可以使负荷2的电气状态接近目标值。也就是，可以通过PFM控制将负荷2的亮度保持在目标值。
进行这样的PFM控制的负荷驱动电路4与进行PWM控制的其他电路相比，具有以下优点。在对用于驱动主变压器20的功率晶体管进行PWM控制的情况下，由于功率晶体管的导通、关断的占空比动态地变化，所以导通时间变短时，存在功率损失变大的缺点。对此， 在图1的负荷驱动电路4中，由于在PFM信号S3的周期内的除去死区时间的大部分期间， 功率晶体管导通，所以可以大大地降低损失。驱动脉冲m和N2都是低电平的区间是高侧晶体管Ml和低侧晶体管M2都关断的死区时间。该死区时间就是由最大占空设定部M设定的延迟时间τ。因此延迟时间τ越短，越能降低功率晶体管的损失。在进行PWM控制的负荷电路中，多采用全桥(H桥)电路。作为一个主要原因，例如是为了使由功率损失导致的发热分散而必需增加功率晶体管的个数。对此，在进行PFM 控制的情况下，由于损失小，所以可以采用半桥电路，并且还具有可以减少晶体管的个数的优点。此外，当延迟时间τ过短时，有效的死区时间消失，高侧晶体管Ml和低侧晶体管 Μ2同时导通，而担心会流动贯通电流。因此，通过对延迟时间τ设定下限值，可以提高电路的可靠性。除了这些以外，图2的负荷驱动电路4具有如下的优点。根据式(5)和式(6)，PFM信号S3的频率Fpfm由式(7)给出。Fpfm = Κ1Χ{ (Vet/Ret+Vet/Radj) _Vfb/Radj} · · · (7)图3是示出FB信号的电压电平Vfb和PFM信号S3的频率Fpfm的关系的图。从式 (7)可知，直线的斜率根据调整用电阻Raw而变化。此外，可以使Y截距根据电流生成用电阻1^而变化。也就是，根据图1的负荷驱动电路4，如果FB信号的电压范围确定，通过调整用电阻Raw和电流生成用电阻Rkt，可以自由地决定频率的范围。图4是示出动作频率和负荷电流(灯电流)Iump的关系的图。动作频率Fott是驱动脉冲Ni、N2的频率，并且是PFM信号S3的频率Fpfm的1/2。如图4所示，随着动作频率 Fout变高，灯电流Iump减小。并且，由于可以通过电阻Rai^Rkt调节动作频率，所以负荷驱动电路4当然可以调节灯电流Iump的范围。在图1的负荷驱动电路4中，由一点虚线3包围的电路元件配置在一次区域，其他的电路元件配置在与一次区域绝缘的二次区域。因此，用于将表示负荷2的状态的检测信号反馈到控制IC100中的反馈线32由于不跨越一次区域和二次区域，所以不需要光耦合器。因此，具有反馈稳定性高的优点。(第二实施方式)作为调节发光设备的亮度的方法，已知交替重复点灯期间和熄灯期间，使其占空比变化的脉冲串调光。在第二实施方式中，说明与上述PFM控制组合而进行脉冲串调光的技术。图5是示出根据第二实施方式的负荷驱动电路如的一部分的电路图。控制IClOOa 包括输入脉冲串调光控制信号(以下称为PWMIN信号)PWMIN的PWMIN端子。PWMIN信号由未图示的DPS(Digital Signal Processor)提供，并且将高电平分给发光期间，将低电平分给熄灯期间。脉冲串用电流源60在PWMIN信号表示熄灯期间时，也就是低电平时，在IS端子上流入电流Ic(供应(source))，使其电位Vis上升。当PWMIN信号指示点灯期间时，也就是高电平时，脉冲串用电流源60的输出电流为零。脉冲串用比较器62将FB信号的电压电平Vfb与规定的第一阈值电压Vthi进行比较，并输出与比较结果对应的脉冲串信号S4。脉冲串信号S4在Vfb > Vthi时为低电平，在Vfb < Vthi时为高电平。脉冲串信号S4输入驱动逻辑部46中。例如，阈值电压Vthi = 0. 5V。驱动逻辑部46在脉冲串信号S4为低电平时输出驱动脉冲Ni、N2，在其为高电平时停止驱动脉冲Ni、N2。以上是负荷驱动电路如的基本结构。接下来，说明其动作。图6是示出图5的负荷驱动电路如的基本动作的时序图。在PWMIN信号为高电平期间，FB信号的电压电平Vfb被稳定在某电平。在时刻tl，PWMIN信号迁移到低电平时， 在IS端子上流入恒定电流Ic，并且FB信号的电压电平Vfb降低。随着电压电平Vfb的降低， PFM信号S3的频率Fpfm降低，负荷2的亮度下降。在时刻t2，电压电平Vfb变得比阈值电压 Vthi低时，脉冲串信号S4变成高电平，驱动逻辑部46停止驱动脉冲m、N2。结果，停止对负荷2的电力供应，负荷2熄灯。在时刻t3，PWMIN信号返回高电平时，来自脉冲串用电流源60的恒定电流Ic停止，反馈电压Vfb开始向原来的电平上升。在时刻t4，反馈电压Vfb超过阈值电压Vthi时，再次输出驱动脉冲m、N2。之后，PFM信号S3的频率Fpfm上升直到负荷2的亮度达到目标值。以上是负荷驱动电路如的基本动作。在进行PFM控制的负荷驱动电路中，如图4所示，不能仅通过频率控制使灯电流为零。因此，基于反馈电压Vfb和阈值电压Vthi的比较结果，生成脉冲串信号S4，在tl t2期间，由PFM控制使亮度降低，并且在亮度降低某程度之后，采用脉冲串信号S4停止主变压器 20的驱动。由此，可以使熄灯期间的灯电流为零。如图6所示，在同时进行PFM控制和脉冲串调光时，存在灯电流Ilamp产生过冲，导致变压器音鸣的情况。这种现象在负荷为EEFL时特别明显。为了降低该音鸣，图5的负荷驱动电路如除了 PFM控制以外，还进行PWM控制。以下，将说明与PWM控制有关的结构。负荷驱动电路如还包括斜坡电压生成部 64、PWM比较器66。斜坡电压生成部64以脉冲串信号S4的电平迁移为契机，生成随时间缓慢变化的斜坡电压VPWMeMP。斜坡电压生成部64包含电容器Cpwkmp和对电容器Cpwscmp充放电的充放电电路68。电容器Cpwicmp外接到PWMCMP端子上。充放电电路68在脉冲串信号S4为高电平时，从电容器Cpwscmp提取电流(汲取)。 相反地，当脉冲串信号S4为低电平时，向电容器Cpwkmp供应电流(供应)。例如，充放电电路68包含供应电流源68a、汲取电流源68b。供应电流源68a向电容器Cpwmp供应恒定电流Id。汲取电流源68b能够根据脉冲串信号S4切换导通关断，并且在导通状态时，从电容器Cpwkmp提取比恒定电流Id大的电流Ie。振荡器50a在功能上表示图1的振荡器50和电流生成用晶体管M3、第二误差放大器42。也就是，振荡器50a生成具有与从RT端子流到控制IC100的外部的频率控制电流Ict成比例的频率的PFM信号S3，同时输出具有与该信号同步的锯齿波形的周期信号VCT。PWM比较器66将周期信号Vct与斜坡电压Vpwscmp进行比较，输出脉冲宽度调制的 PWM信号S5。PWM信号S5和PFM信号S3具有相同的频率并且同步。驱动逻辑部46计算PWM信号S5和PFM信号S3，并将其结果得到的信号交替地分配给驱动脉冲m、N2。以上是与负荷驱动电路如的PWM控制相关的说明。接下来，说明其动作。图7是示出图5的负荷驱动电路如的动作的时序图。当PWMIN信号迁移到高电平时，FB信号的电压电平Vfb开始随着时间上升。随之，PFM信号S3和周期信号Vct的频率随着时间降低。在时刻tl，电压Vfb达到阈值电压Vthi时，脉冲串信号S4变成低电平，并且斜坡电压ν 开始上升。PWM信号S5的频率随着时间降低，而其占空比也随着时间增加，不久将变成100%。驱动逻辑部46通过逻辑计算合成PFM信号S3和PWM信号S5，生成驱动脉冲附、 N2。驱动脉冲N1、N2的频率Fqut随着时间降低。此外，它们的占空比随着时间增加，不久将达到PFM信号S3具有的最大占空比。当脉冲串信号S4迁移到低电平时，开始由驱动脉冲Ni、N2驱动主变压器20。并且，随着驱动脉冲N1、N2频率降低，灯电流I·增加。此时，由于驱动脉冲N1、N2的占空比缓慢地增加，所以灯电流Ilamp的增加与不进行PWM控制的情况相比变得缓慢。结果，可以抑制灯电流Iump的过冲，并且可以抑制线圈的音鸣。当脉冲串信号S4从高电平迁移到低电平时，与图7的波形图相反地，斜坡电压 Vpwmcmp随着时间降低，与此相应地PWM信号S5的占空比也随着时间降低。结果，可以使灯电流Iump随着时间缓慢地减小、熄灯。以上是与脉冲串调光和PWM控制相关的说明。(变形例)如上所述，在进行PWM控制的情况下，可以将驱动脉冲Ni、N2的占空比控制在 0% 100%的范围内。在此，驱动脉冲Ni、N2的占空比如果是零，则由于负荷2上没有供应电力，所以即使不采用脉冲串信号S4，也可以使灯电流Iump为零。由此，在同时使用PWM控制的情况下，使熄灯期间的PWM信号S5降低到0 %，可以省略输入驱动逻辑部46中的脉冲串信号S4。此外，在这种情况下，作为对充放电电路68的控制信号，也可以不使用脉冲串信号S4，而使用PWMIN信号。最后，说明具有根据第一、第二实施方式的负荷驱动电路的特征的控制IC100。图8是示出控制IClOOb的结构的方块图。首先，说明端子(管脚)。1. 1 电源端子(VCC)输入来自外部的电源电压VCC。1.2 待机端子(STB)输入控制IClOOb的待机状态的控制信号。当STB信号为高电平时，控制IClOOb 为动作状态，当STB信号为低电平时，控制IClOOb为待机状态。1.3 接地端子(GND)输入来自外部的接地电压。
1. 4电阻连接端子(RT)是用于连接已经说明的电流生成用电阻Rkt的端子。1.5 反馈端子(FB)是用于连接已经说明的第一误差放大器40的输出端子的端子。1.6电流检测端子(IS)是反馈来自负荷的检测信号中的表示负荷电流(灯电流)的IS信号的端子。1. 7电压检测端子(VS)是反馈来自负荷的检测信号中的表示驱动电压的检测信号(称为VS信号)的端子。1.8斜坡电压用端子(P丽CMP)是用于连接斜坡电压生成用的电容器Cpwkmp的端子。1.9定时器用端子(CP)是用于连接定时器(CP定时器)用的电容器Ccp的端子。1. 10脉冲串调光控制端子(PWMIN)是输入上述PWMIN信号的端子。1. 11 关闭端子(SDON)是用于连接关闭用定时器的电容器Csdw的端子。1. 12软启动端子(SS)是用于连接软启动用电容器Css的端子。1. 13 故障端子(FAIL)是用于将控制IC检测的故障状态通知给外部的端子。1. 14过电压检测端子(COMPSD)是用于输入构成过电压保护的对象的电压的端子。当输入到该端子的电压超过规定的阈值电压Vth2时，经过CP定时器测量的时间之后，进行电路保护。1. 15过电压检测端子(COMP)是用于输入构成过电压保护的对象的电压的端子。当输入到该端子的电压超过规定的阈值电压Vth3时，立即进行电路保护。1. 16功率接地端子(PGND)是输入提供给输出段电路块的接地电压的端子。1.17 输出端子(Ni)是用于输出驱动脉冲m的端子。1.18 输出端子(N2)是用于输出驱动脉冲N2的端子。以上是与输入输出管脚相关的说明。接下来，说明控制IClOOb的内部结构。基准电压源70在STB信号变成高电平时，生成基准电压VKEF。当基准电压Vkef上升时，基准电压源70主张待机低电压闭锁(STB-UVLO)解除信号&。逻辑块71包含驱动逻辑部46和OR门46a。当主张了电流异常状态下主张的ISL 信号、在电压异常状态下主张的VSL信号、在过电压状态下主张的COMP信号中的至少一个时，OR门46a主张保护检测信号&。
振荡器块72包含已经说明的振荡器50和PWM比较器66。驱动器块73包含已经说明的输出缓冲器BUF1、输出缓冲器BUF2。调光块74包含将PWMIN信号与规定的阈值电压进行比较的比较器CLKC0MP。比较器CLKC0MP的输出信号作为脉冲串信号&输出。该脉冲串信号&具有与PWMIN信号相同的意义。误差放大块76包含已经说明的第一误差放大器40，脉冲串用电流源60，脉冲串用比较器62，充放电电路68。此外，误差放大块76还包含以下电路。第三误差放大器(VS_EAMP)78生成与表示负荷2的电气状态的检测信号VS和规定的第一基准电压Vkef之间的误差相对应的反馈信号FB (称为FB信号)。在VS端子和FB 端子之间，外接电容器CVS_FB。第三误差放大器78的输出端子和第一误差放大器40的输出端子共同连接，各输出电压中较低的一个优先出现在FB端子上。通过这样构成的控制IC100进行反馈控制，以使得启动之后负荷2的电压接近目标值，之后，进行反馈控制，以使得负荷电流接近目标值。IS比较器80将IS信号与规定的阈值电压Vth4进行比较，检测电流异常状态。在电流异常状态下主张ISL信号。VS比较器82将VS信号与规定的阈值电压Vth5进行比较，检测电压异常状态。在电压异常状态(例如灯的开路故障状态)下主张VSH信号。在脉冲串用电流源60上输入保护检测信号ST。在下面将描述，保护检测信号&是在应该保护的期间为高电平的信号。变换器84将脉冲串信号&反向。OR门86生成反向的脉冲串信号SB#(#表示逻辑反向)和保护检测信号&的逻辑和。在IS端子上经由二极管Dll连接电流源90。开关88在OR门86的输出为高电平时导通，为低电平时关断。由于当开关88导通时，电流源90生成的电流引导到开关88，所以IS端子的电压Vis不会上升。 当开关88关断时，电流源90生成的电流提供给IS端子，其电压Vis随着时间上升。由此， 进行上述的脉冲串调光。软启动块92包含产生软启动电压Vss的软启动电路94和定时器电路96。软启动电路94以解除信号&的主张为契机，通过对外接到SS端子上的电容器充电，生成随时间上升的软启动电压Vss。比较器95在软启动电压Vss上升到阈值电压Vth6时，主张表示软启动结束的SS_END信号。软启动电压Vss提供给第一误差放大器40和第三误差放大器78。第一误差放大器40放大基准电压Vkef和软启动电压Vss中较低的一个电压与IS信号电压Vis的误差。第三误差放大器78放大基准电压Vkef和软启动电压Vss中较低的一个电压与VS信号电压Vvs 的误差。由此，启动时提供给负荷的电压和电流跟随软启动电压Vss缓慢上升。定时器电路96在从主张解除信号&经过规定时间之后，输出主张的信号S6。比较器块98进行过电压状态的检测和故障信号的输出。比较器102将C0MMPSD端子的电压与阈值电压Vth8进行比较。计数器104在过电压状态持续规定时间时，主张COMPSD 信号。比较器106将COMP端子的电压与阈值电压Vth9进行比较，在检测到过电压状态时， 主张COMP信号。输出晶体管108的漏极连接到FAIL端子上，并在其栅极上输入锁定信号&。当控制IC100检测到异常时，主张(高电平)该锁定信号&。FAIL端子在控制IC100的正常状态下构成高阻抗，在异常状态下为低电平。定时器块110在保护检测信号&表示异常状态(高电平)时进行时间测量。当异常状态持续定时器块110设定的时间以上时，置位(set)触发器112。OR门114生成作为COMPSD信号和触发器112的输出Q的逻辑和的锁定信号&。当主张解除信号&时，复位(reset)触发器112。OR门116采用SS_END信号掩蔽保护检测信号ST。由此，防止软启动结束之前异常的误检测。此外，通过将锁定信号&输入到OR门116，可以在主张一次锁定信号&之后， 防止定时器块110重复地动作。以上是控制IClOOb的结构。接下来，说明其周边电路。图9是图8的控制IClOOb的周边电路图。图9示出负荷2为荧光灯的情况。输出电路30包含电压检测部200、202和电流检测部204、206。电压检测部200、 202通过分别将负荷2—端P1、P2上产生的电压分压、整流而生成VS信号。电流检测部204、 206由检测电阻Rsl、Rs2将流入负荷2的电流变换为电压，并将其整流以生成IS信号。此夕卜，由检测电阻Rsl、Rs2生成的电压经由过滤器208输入COMPSD端子。由此，控制IClOOb 可以检测灯电流的异常。通过该结构，可以最优地驱动荧光灯。并且，虽然在图9中示出在端子P1、P2之间设置负荷2的情况，但是也可以将负荷2分别连接到端子P1、P2上。图10是控制ICIOOc的周边电路图。图10示出负荷2为LED的情况。图10的控制IClOOc除了 P丽CMP端子之外，还包括P丽COMP端子，或者由该P丽COMP端子代替P丽CMP 端子。PWMC0MP端子设置用于输出由图8的PWM比较器66生成的经过脉冲宽度调制的PWM 信号S5。输出电路30包含直流变换用的输出电路30a和电流驱动器30b。输出电路30a包含整流用二极管Dl、D2、输出电容器Co、和整流电路31。电流驱动器30b包含设置在负荷2的路径上的PWM晶体管210和检测电流Rs。在检测电阻Rs上产生与LED电流成比例的压降。该压降作为检测信号IS被反馈。此外，PWM 晶体管210的栅极经由达林顿连接的晶体管Ql、Q2与PWMC0MP端子连接。通过这种结构， 可以最优地驱动LED。在图8的控制IClOOb或者其他的IC中，存在用户要求提高端子耐压的情况。在这种情况下，当提高以连接到要求高耐压的端子上的晶体管、电阻为代表的电路元件的耐压时，电路面积增大。此外，与原理的耐压的元件相比，通过提高耐压，存在特性变得不同的情况，所以需要对设计进行再检验。因此，在对某端子要求高耐压的情况下，如果不对该端子上连接的内部电路进行改变即可提高耐压，就会变得方便。图11是示出保护电路200的结构的电路图。要求高耐压的I/O端子P3例如可以是RT端子、PWMCMP端子、FB端子、SS端子、SDON端子、CP端子等，但是没有特别地限定。保护电路200设置在保护对象I/O端子P3和内部电路202之间。在图11中示出具有推挽式输出段的内部电路200，但是内部电路的结构不限于此。保护电路200包括设置在I/O端子P3和内部电路202的输出端子P4之间的开关 SW1，与开关SWl并联设置的电阻R1，在内部电路202的输出端子P4和接地端子之间、阴极朝向输出端子P4侧而设置的齐纳二极管D3。开关SWl构成为在I/O端子P3的电压比某个阈值低时导通、高时关断。例如，开关SWl是在栅极上施加固定电压(电源电压Vdd)、背栅极接地的N沟道MOSFET。该开关SWl 需要使用耐压程度高的元件。齐纳二极管D3的齐纳电压Vz优选地为5.5V左右，电阻Rl的电阻值优选地为 IOOkQ左右。以上是保护电路200的结构。由于在I/O端子P3的电位低的状态下，开关SWl导通，所以在I/O端子P3和输出端子P4之间由低阻抗连接，可以忽略保护电路200的影响。 当I/O端子P3的电位比阈值高时，开关SWl关断，输出阻抗变高。并且，由齐纳二极管D3 钳位输出端子P4的电位，同时I/O端子P3的电位也被齐纳二极管D3和电阻Rl钳位。这样，如果采用图11的保护电路200，则可以不改变构成内部电路200的元件的耐压而满足耐压要求。此外，随之，还具有电路面积增加地非常小的优点。图12是示出图10的变形例的电路图。负荷2设置在输出电路30a的一个输出端子和另一个输出端子之间。整流用二极管D2设置在与图10相反的方向上。可以通过该变形例最优地驱动LED。图13是示出图10的变形例的电路图。在图13中，驱动两个负荷2。输出电路30a 包含电容器Col Co3、二极管Dl D4。两个负荷2的各阳极分别连接到输出电路30a的两个输出端子上。两个负荷2的阴极共同连接到电流驱动器30b的PWM晶体管210的漏极上。通过该变形例可以同时驱动多个LED。本领域技术人员应该理解，实施方式是示例性的，它们的各构成要素和各处理工艺可以组合为各种各样的变形例，并且这些变形列也在本发明的范围内，主变压器驱动部10的拓扑不限于图1中的结构。例如，可以不采用脉冲变压器 18，而直接驱动桥电路。或者，可以采用全桥电路代替半桥电路12。在本实施方式中，逻辑电路的高电平、低电平的逻辑值的设定是一个例子，可以通过由变换器等适当地反向而自由地变化。虽然根据实施方式说明了本发明，但是实施方式当然只不过示出本发明的原理、 应用，在不脱离权利要求的范围所规定的本发明的思想的范围内，当然可以对实施方式进行多个变形例和配置的改变。
权利要求
1.一种负荷驱动电路，用于将输入电压变换为驱动信号并提供给负荷，其特征在于，包括主变压器，所述负荷连接在其二次绕线侧上；第一误差放大器，生成与表示所述负荷的电气状态的检测信号和规定的第一基准电压之间的误差相对应的反馈信号； 电流生成用晶体管；电流生成用电阻，设置在所述电流生成用晶体管和固定电压端子之间； 第二误差放大器，在其第一输入端子上输入所述电流生成用晶体管和所述电流生成用电阻的连接点的电位，在其第二输入端子上输入规定的第二基准电压，其输出端子连接到所述电流生成用晶体管的控制端子上；调节用电阻，设置在所述电流生成用晶体管和所述电流生成用电阻的连接点与所述第一误差放大器的输出端子之间；振荡器，重复由与流入所述电流生成用晶体管中的频率控制电流相对应的充电电流给电容器充电的状态和将所述电容器放电的状态，并且输出具有与充放电的迁移同步的边缘的脉冲频率调制信号；和主变压器驱动部，基于所述脉冲频率调制信号驱动所述主变压器的一次绕线。
2.根据权利要求1所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述振荡器包括一端电位固定的电容器；充电电路，其将与流入所述电流生成用晶体管中的频率控制电流成比例的充电电流提供给所述电容器；放电用晶体管，设置在所述电容器和固定电压端子之间；峰值检测比较器，当所述电容器的另一端产生的电压达到规定阈值电压时，主张置位信号；最大占空比设定电路，在从主张所述置位信号起经过一定延迟时间之后，主张复位信号；和触发器，每当主张所述置位信号和所述复位信号时生成电平迁移的输出信号，并输出到所述放电用晶体管的控制端子上。
3.根据权利要求2所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述最大占空比设定电路将延迟时间调节为与所述频率控制电流成反比。
4.根据权利要求3所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述最大占空比设定电路对所述延迟时间设定下限值。
5.根据权利要求1至4中任何一项所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述主变压器驱动部包含与所述主变压器的一次绕线连接的半桥电路； 驱动所述半桥电路的高侧晶体管的高侧驱动器； 驱动所述半桥电路的低侧晶体管的低侧驱动器； 脉冲变压器，其二次绕线与所述高侧驱动器和所述低侧驱动器连接；和脉冲变压器驱动部，在所述脉冲变压器的一次绕线上施加与所述脉冲频率调制信号相对应的驱动脉冲。
6.根据权利要求5所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述脉冲变压器的二次绕线、所述高侧驱动器、所述低侧驱动器、所述半桥电路以及所述主变压器的一次绕线配置在一次区域，其他的构成要素配置在与所述一次区域绝缘的二次区域。
7.根据权利要求1至6中任何一项所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述负荷是荧光灯，所述负荷驱动电路通过由所述主变压器的二次绕线产生的驱动信号驱动所述负荷。
8.根据权利要求1至6中任何一项所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述负荷是发光二极管，所述主变压器的二次绕线包含各自的一端分别接地、极性相反地设置的第一线圈和第二线圈；所述负荷驱动电路进一步包括 一端接地的输出电容器，设置在所述第一线圈的另一端和所述输出电容器的另一端之间的第一二极管，和设置在所述第二线圈的另一端和所述输出电容器的另一端之间的第二二极管； 通过由所述输出电容器整流的驱动信号驱动所述发光二极管。
9.一种发光装置，其特征在于，包括发光设备，和驱动所述发光设备的根据权利要求1至6中任何一项所述的负荷驱动电路。
10.根据权利要求9所述的发光装置，其特征在于，所述发光设备是荧光灯。
11.根据权利要求9所述的发光装置，其特征在于，所述发光设备是发光二极管。
12.—种显示装置，其特征在于，包括液晶面板，和作为背光配置在所述液晶面板的背面上的根据权利要求9至11中任何一项所述的发光装置。
13.一种负荷驱动电路，用于将输入电压变换为驱动信号并提供给负荷，其特征在于， 包括主变压器，所述负荷连接在该主变压器的二次绕线侧上；第一误差放大器，生成与表示所述负荷的电气状态的检测信号和规定的第一基准电压之间的误差相对应的反馈信号；振荡器，生成具有与所述反馈信号相对应的频率的脉冲频率调制信号； 脉冲串用电流源，接受指示熄灯期间和点灯期间的脉冲调制后的脉冲串调光控制信号，并且当所述脉冲串调光控制信号表示所述熄灯期间时，将电流提供给输入所述检测信号的端子，使所述反馈信号的电平变化以使得所述振荡器的频率变高；比较器，将所述反馈信号与规定的阈值电压进行比较，生成与比较结果相对应的脉冲串信号；以及主变压器驱动部，当所述脉冲串信号为第一电平时，基于所述脉冲频率调制信号驱动所述主变压器的一次绕线，当所述脉冲串信号为第二电平时，停止所述主变压器的一次绕线的驱动。
14.根据权利要求13所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述主变压器驱动部在从熄灯期间迁移到点灯期间时，使提供到所述主变压器的一次绕线上的驱动脉冲的占空比随着时间而增加。
15.根据权利要求13或14所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述主变压器驱动部在从点灯期间迁移到熄灯期间时，使提供到所述主变压器的一次绕线上的驱动脉冲的占空比随着时间而降低。
16.根据权利要求14或15所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述振荡器构成为除了所述脉冲频率调制信号以外，还输出与其同步的具有锯齿波形的周期信号；所述负荷驱动电路还包括斜坡电压生成部，其以所述脉冲串信号的电平迁移为契机，生成电压电平随时间而变化的斜坡电压；和脉冲宽度调制比较器，其将所述斜坡电压与所述周期信号进行比较，生成占空比随时间而变化的脉冲宽度调制信号，所述主变压器驱动部基于所述脉冲宽度调制信号使所述驱动脉冲的占空比变化。
17.根据权利要求16所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述斜坡电压生成部包含 一端电位固定的电容器；和充放电电路，其以所述脉冲串信号的电平迁移为契机，交替地切换对所述电容器充电的状态和放电的状态，输出由所述电容器产生的电压作为所述斜坡电压。
18.一种负荷驱动电路，用于将输入电压变换为驱动信号并提供给负荷，其特征在于， 包括主变压器，所述负荷连接在该主变压器二次绕线侧上；第一误差放大器，生成与表示所述负荷的电气状态的检测信号和规定的第一基准电压之间的误差相对应的反馈信号；振荡器，生成具有与所述反馈信号相对应的频率的脉冲频率调制信号； 脉冲串用电流源，接受指示熄灯期间和点灯期间的脉冲调制后的脉冲串调光控制信号，并且当所述脉冲串调光控制信号表示所述熄灯期间时，将电流提供给输入所述检测信号的端子，使所述反馈信号的电平变化以使得所述振荡器的频率变高；和主变压器驱动部，基于所述脉冲频率调制信号驱动所述主变压器的一次绕线； 所述主变压器驱动部在从熄灯期间迁移到点灯期间时，使提供到所述主变压器的一次绕线上的驱动脉冲的占空比随着时间而增加，在从点灯期间迁移到熄灯期间时，使所述驱动脉冲的占空比随着时间而降低。
19.根据权利要求18所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述振荡器构成为除了所述脉冲频率调制信号以外，还输出与其同步的具有锯齿波形的周期信号；所述负荷驱动电路还包括斜坡电压生成部，其以所述脉冲串调光控制信号的电平迁移为契机，生成电压电平随时间而变化的斜坡电压；和脉冲宽度调制比较器，其将所述斜坡电压与所述周期信号进行比较，生成占空比随时间而变化的脉冲宽度调制信号，所述主变压器驱动部基于所述脉冲宽度调制信号使所述驱动脉冲的占空比变化。
20.根据权利要求19所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述斜坡电压生成部包含一端电位固定的电容器；和充放电电路，其以所述脉冲串调光控制信号的电平迁移为契机，交替地切换对所述电容器充电的状态和放电的状态，输出由所述电容器产生的电压作为所述斜坡电压。
21.根据权利要求13至20中任何一项所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述负荷是荧光灯，所述负荷驱动电路通过由所述主变压器的二次绕线产生的驱动信号驱动所述负荷。
22.根据权利要求13至20中任何一项所述的负荷驱动电路，其特征在于，所述负荷是发光二极管，所述主变压器的二次绕线包含各自的一端接地、极性相反地设置的第一线圈和第二线圈，所述负荷驱动电路进一步包括 一端接地的输出电容器；设置在所述第一线圈的另一端和所述输出电容器的另一端之间的第一二极管；和设置在所述第二线圈的另一端和所述输出电容器的另一端之间的第二二极管， 通过由所述输出电容器整流的驱动信号驱动所述发光二极管。
23.一种发光装置，其特征在于，包括 发光设备；和驱动所述发光设备的根据权利要求13至20中任何一项所述的负荷驱动电路。
24.根据权利要求23所述的发光装置，其特征在于，所述发光设备是荧光灯。
25.根据权利要求23所述的发光装置，其特征在于，所述发光设备是发光二极管。
26.—种显示装置，其特征在于，包括 液晶面板；和作为背光配置在所述液晶面板的背面上的根据权利要求23至25中任何一项所述的发光装置。
全文摘要
提供一种频率变化范围可调的负荷驱动电路。主变压器(20)的二次绕线侧上连接负荷(2)。第一误差放大器(40)生成反馈信号(FB)。电流生成用电阻(RRT)设置在电流生成用晶体管(M3)和固定电压端子之间。第二误差放大器(42)在其第一输入端子上输入电流生成用晶体管(M3)和电流生成用电阻(RRT)的连接点的电位，在其第二输入端子上输入规定的第二基准电压(VRT)，其输出端子连接到电流生成用晶体管(M3)的控制端子上。调节用电阻(RADJ)设置在电流生成用晶体管(M3)和电流生成用电阻(RRT)的连接点与第一误差放大器(40)的输出端子之间。
文档编号G09G3/34GK102298907SQ201110238190
公开日2011年12月28日 申请日期2011年6月28日 优先权日2010年6月28日
发明者今中义德 申请人:罗姆股份有限公司