光学调制器及使用方法与流程

本发明涉及光电装置，并且尤其涉及用于正交振幅调制的光电装置和根据正交振幅调制方案调制光信号的方法。
背景技术：
：正交振幅调制(qam)是用于未来光学互连模块的候选调制格式，并且可以实现每波长200gb/s。这可能尤其适用于数据中心间应用。在此调制方案中，信息以光信号的振幅和相位编码。在qam-16中，在同相-正交-相位复平面中有16个点可用。点101通常等间隔，如图1所示。四个特定位可以与每个符号/点相关联。星座大小是任意选择的。可以发送一系列脉冲以传达信息，每个脉冲具有表示四个特定位的16个星座点中的一者的特征。根据不同的应用，中心点102的间距、相对定向和位置可能会发生变化。常规上，通过使用嵌套的马赫-曾德尔同相调制器(mziq调制器)来实现光学qam方案。在这些配置中，级联的y结或3-db耦合器用于分裂或组合光。这种配置的缺点是每次组合两个光分支时固有的3-db损耗。另外，增大耦合器的数目将导致总光学损耗的增大，这可能是显著的。这是因为每个3-db耦合器具有一定的插入损耗(典型的紧凑结构具有大约0.1db的插入损耗)。在实施qam-16调制方案时也已经论证了环形谐振器调制的使用。然而，由于它们对环境条件和制造公差的高度敏感性，它们对于商业产品的实用性低。因此，它们需要功率密集的稳定电路。期望提供一种适用于qam-16调制的装置，其不具有上述缺点。脉冲振幅调制(pam)是由ieee标准委员会选择的调制格式，用于为下一代光学互连实现每λ50gb/s，其中包括消息的信息以包括信号的一系列脉冲的振幅进行编码。在pam-4调制中，可获得22(=4)个离散脉冲振幅，其在线性状态下通常等间隔，如图11所示。技术实现要素：第一发明概述因此，在第一方面，本发明提供一种用于正交振幅调制(qam)的光电装置，所述光电装置包括：输入波导；两个中间波导，每个中间波导经由输入耦合器耦合到所述输入波导；以及输出波导，所述输出波导经由输出耦合器耦合到所述中间波导中的每一者；其中每个中间波导包括与相移部件串联连接的调制部件，并且每个调制部件连接到相应的电子驱动器，所述电子驱动器一起可操作以依据从所述输入波导进入所述装置的光产生qam-n调制输出。这种装置能够在紧凑(高集成密度)发射器中实现qam-n，并且优选是qam-16调制。与常规装置相比，所述装置还需要更低的功率消耗，并且驱动器信号可以更简单。在一些示例中，电子驱动器向每个调制部件提供相同的驱动器信号。根据本发明，在装置中不需要数/模转换器(dac)。因此，在一些实施方案中，在装置中未提供dac。所谓电子驱动器，可以意味着电子驱动器是电子驱动器芯片。所谓调制部件，可以意味着每个中间波导包括：相位调制器、振幅调制器，或相位调制器和振幅调制器。电子驱动器可以操作以产生qam-16调制输出。现在将阐述本发明的任选特征。这些可单独应用或与本发明的任何方面以任何组合加以应用。每个中间波导内的相移部件可以是dc移相器。所谓dc移相器，可以意味着部件提供特定的静态相移，其不需要频繁且显著地改变(即，不需要被调制，并且通常应被调节到特定值)。每个电子驱动器可以是pam-4电子驱动器，使得相应的调制部件可以在四种调制状态下操作。这些调制状态中的一者可以是调制部件不改变通过其中的光的特性，即光的特性不被主动修改。然而，为清楚起见，它被称为可以提供的四种调制状态中的一者。输入耦合器可以被配置成在两个中间波导之间均等地分裂输入光。在此示例中，调制部件可以是振幅调制器。举例来说，调制部件可以是电吸收调制器。或者，调制部件可以是环形调制器，或使用偏振调制器进行振幅调制。所述光电装置还包括经由相应的耦合器耦合到所述输入波导和所述输出波导的dc相移中间波导，所述dc相移中间波导被配置成重新确定与从所述装置可获得的所述qam-n输出相对应的星座的中心。除了波导本身之外，此dc相移中间波导可以仅含有dc移相器。通过引入此中间波导，光可以按1:x:1的比率在两个中间波导与dc相移波导之间分裂，使得功率在两个中间波导之间均等地分裂，并且一些分数x提供给dc相移波导。x的值可以由两个中间波导内的调制部件的特性来限定。由于调制器的特性(即消光比、eam的啁啾和插入损耗，或相位调制器中的插入损耗)将限定星座图的确切形状(例如大小、从原点的移位和相对旋转)，额外臂中的功率部分“x”应使得其将星座的中心点带回原点。更详细地，如果认为每个中间波导在iq平面中具有代表性向量(参见例如图1)，则对应于dc移相器中间波导的向量应具有与星座中心到原点距离成比例的振幅以及与中心点向量相位的180°相位差，因此当其与两个中间波导的向量组合时，其将星座的中心点带回原点(0，0)。两个中间波导之间的静态相对相位差可以被设定为90°。此静态相对相位差可以由每个中间波导内的相移部件(例如，dc移相器)设定。输入耦合器可以被配置成以2:1的比率在两个中间波导之间分裂输入光，使得所述波导中的一者接收的光功率是另一波导接收的光功率的两倍。在此示例中，调制部件可以是相位调制器。举例来说，相位调制器可以是加热器、pn结、p-i-n相位调制器或基于金属氧化物半导体(mos)的相位调制器。在此示例中，两个中间波导之间的静态相位差可以被设定为0°。所述两个中间波导是第一中间波导和第二中间波导，并且所述装置还可以包括第三中间波导和第四中间波导，所述第三中间波导和所述第四中间波导各自经由所述输入耦合器耦合到所述输入波导并且经由所述输出耦合器耦合到所述输出波导。所述第三中间波导和所述第四中间波导可以各自包括与相移部件串联连接的调制部件，并且每个调制部件连接到电子驱动器，所述第一中间波导和所述第二中间波导以及所述第三中间波导和所述第四中间波导中的每一者的所述电子驱动器可操作以依据从所述输入波导进入所述装置的光产生qam-n调制输出。第三中间波导和第四中间波导内的相移部件可以是dc移相器。每个驱动器可以是二进制非归零驱动器，使得相应的调制部件可以在两种调制状态下操作。输入耦合器被配置成以2:1:2:1的比率在所述中间波导之间分裂输入光，使得所述波导中的两者接收的光功率是另两者接收的光功率的两倍。在还存在dc相移中间波导的情况下，输入光可以按2:1:x:2:1的比率分裂，其中x是提供给dc相移中间波导并且由调制部件特性限定的量。所述第一中间波导与所述第二中间波导之间的静态相位差可以是180°，并且所述第三中间波导与所述第四中间波导之间的静态相位差可以是180°。所述第一中间波导与所述第三中间波导之间的静态相位差可以是90°，并且所述第二中间波导与所述第四中间波导之间的静态相位差可以是90°。每个调制部件可以是相位调制器(例如上文论述的那些)，或者每个调制部件可以是振幅调制器(例如，上文论述的那些)。所有第一至第四中间波导中的调制部件可以具有基本相同的特性。举例来说，如果调制部件都是电吸收调制器，则它们都可以具有相同的长度。在装置包括第一中间波导、第二中间波导、第三中间波导和第四中间波导并且还包括dc相移中间波导的情况下，光可以按2:1:x:2:1的比率在五个中间波导之间分裂，其中'x'是(如上所述)由调制器特性限定。每个中间波导可以包括串联连接的两个调制部件：相位调制器；以及振幅调制器。输入耦合器和输出耦合器中的任一者或两者可以包括至少一个相位校正通道，所述相位校正通道具有在垂直于通道的引导方向的方向上测量的宽度，所述宽度沿平行于通道的引导方向的方向变化。所谓通道，可以意味着存在光信号通过耦合器的路径。举例来说，如果耦合器是1×5耦合器，则其可以在耦合器的输出包括至少5个通道。在本发明的所有示例中，每个中间波导内的调制部件可以具有相同的调制特性。举例来说，在调制部件是电吸收调制器的情况下，存在于每个中间波导中的电吸收调制器应具有相同的长度和影响其调制的其它特性。在第二方面，本发明提供了一种根据正交振幅调制(qam)方案调制光信号的方法，所述方法包括：在输入波导处提供光信号；使所述光信号分裂到两个中间波导中，每个中间波导经由输入耦合器耦合到所述输入波导；根据qam方案并且通过与相应的相移部件串联连接的相应的调制部件来调制存在于所述中间波导中的每一者中的所述光信号的振幅和相位，所述调制部件分别连接到电子驱动器并且由所述电子驱动器驱动；以及将所述光信号重新组合到输出波导中，所述输出波导经由输出耦合器耦合到所述中间波导中的每一者，其中重新组合的光信号。现在将阐述本发明的任选特征。这些可单独应用或与本发明的任何方面以任何组合加以应用。所述相移部件可以是dc移相器。每个调制部件可以由pam-4电子驱动器驱动，以便可在四种调制状态下操作。输入耦合器可以在两个中间波导之间均等地分裂光信号。调制部件可以是振幅调制器，例如电吸收调制器，并且可以调制光信号的振幅。dc相移中间波导可以经由相应的耦合器耦合到输入波导和输出波导，并且可以重新确定与qam-n输出相对应的星座的中心。两个中间波导之间的静态相位差可以被设定为90°。所述输入耦合器以2:1的比率在所述两个中间波导之间分裂所述光信号，使得所述波导中的一者接收的光功率是另一者接收的光功率的两倍。调制部件可以是相位调制器。两个中间波导之间的静态相位差可以被设定为0°。所述两个中间波导可以是第一中间波导和第二中间波导，并且可以使所述光信号在所述第一中间波导与所述第二中间波导以及第三中间波导与第四中间波导之间分裂，所述第三中间波导和所述第四中间波导可以各自经由所述输入耦合器耦合到所述输入波导并且经由所述输出耦合器耦合到所述输出波导。可以根据qam方案通过与相应的相移部件串联连接的相应的调制部件来调制存在于所述中间波导中的每一者中的所述光信号的所述振幅和相位。相移部件可以是dc移相器。每个调制部件可以由非归零电子驱动器驱动，以便可以在两种调制状态下操作。输入耦合器可以按2:1:2:1的比率在所述中间波导之间分裂所述光信号，使得所述波导中的两者接收的光功率是另两者接收的光功率的两倍。所述第一中间波导与所述第二中间波导之间的静态相位差可以是180°，并且所述第三中间波导与所述第四中间波导之间的静态相位差可以是180°。所述第一中间波导与所述第三中间波导之间的静态相位差可以是90°，并且所述第二中间波导与所述第四中间波导之间的静态相位差可以是90°。每个调制部件可以是相位调制器，或者每个调制部件可以是振幅调制器。每个中间波导可以包括串联连接的两个调制部件：相位调制部件；以及振幅调制部件。每个调制部件可以由非归零的电子驱动器驱动。输入耦合器和输出耦合器中的任一者或两者可以包括至少一个相位校正通道，所述相位校正通道具有在垂直于通道的引导方向的方向上测量的宽度，所述宽度沿平行于通道的引导方向的方向变化。所谓通道，可以意味着存在光信号通过耦合器的路径。举例来说，如果耦合器是1×5耦合器，则且可以在耦合器的输出包括至少5个通道。所述方法可以在根据第一方面的光电装置上执行。现在将参考附图论述本发明的各方面和实施方案。其它方面和实施方案对于本领域技术人员来说是显而易见的。本文中提到的所有文献都以引用方式并入本文中第二发明概述根据第一方面，本发明提供一种可操作以提供pam-n调制输出的光学装置，所述光学装置包括：输入波导，所述输入波导被配置成接收光；第一电吸收调制器，所述第一电吸收调制器耦合以接收来自输入波导的光，并且可操作以产生第一输出或第二输出，其中第二输出具有比第一输出低的振幅；第二电吸收调制器，所述第二电吸收调制器耦合以接收来自输入波导的光，并且可操作以产生第三输出或第四输出，其中第四输出具有比第三输出低的振幅；以及输出波导，所述输出波导耦合以接收来自第一电吸收调制器和第二电吸收调制器的光，并且输出包括第一电吸收调制器的输出和第二电吸收调制器的输出的组合信号；其中所述第一电吸收调制器与所述第二电吸收调制器并联设置。在第二方面，本发明提供一种马赫-曾德尔干涉仪，所述马赫-曾德尔干涉仪包括：输入波导；输出波导；第一臂，所述第一臂光学连接所述输入波导与所述输出波导；第二臂，所述第二臂光学连接所述输入波导与所述输出波导，所述第二臂与所述第一臂并联设置；以及至少两个电吸收调制器，所述至少两个电吸收调制器分别设置在所述第一臂和所述第二臂中，并且可操作以提供pam-n调制。现在将阐述本发明的任选特征。这些可单独应用或与本发明的任何方面以任何组合加以应用。所述光学装置还可以包括：可变输入耦合器，所述可变输入耦合器设置在输入波导与第一电吸收调制器和第二电吸收调制器两者之间。所述输入耦合器可以被配置成修改发射到第一电吸收调制器和第二电吸收调制器的光，使得由装置产生的相邻pam-n调制输出线性地间隔开。所述输入耦合器可以被配置成在第一电吸收调制器与第二电吸收调制器之间不均等地分裂输入光。所述输入耦合器可以是马赫-曾德尔干涉仪，包括耦合到输入波导的输入耦合器、两个并联臂和输出耦合器。所述并联臂中的至少一者可以包括移相器。可变输出耦合器可以设置在输出波导与第一电吸收调制器和第二电吸收调制器之间。所述输出耦合器可以被配置成修改从第一电吸收调制器和第二电吸收调制器接收的光，使得相邻的pam-n调制输出线性地间隔开。可以由耦合器输出的光的输出功率可以描述为：其中pout是输出功率，k是耦合系数，pin1是来自第一电吸收调制器的输入功率，θ1是从第一电吸收调制器进入耦合器的光的相位，pin2是来自第二电吸收调制器的输入功率电吸收调制器，θ2是从第二电吸收调制器进入耦合器的光的相位，k可以小于0.44。可变输出耦合器可以是马赫-曾德尔干涉仪，包括耦合到第一电吸收调制器和第二电吸收调制器的输入耦合器、两个并联臂和耦合到输出波导的输出耦合器。并联臂中的至少一者可以包括移相器。所述光学装置还可以包括：第一模拟驱动器，所述第一驱动器被配置成向第一电吸收调制器提供第一驱动信号；以及第二模拟驱动器，所述第二驱动器被配置成向第二电吸收调制器提供第二驱动信号；其中当由相应的驱动信号驱动时，第一电吸收调制器产生第二输出，第二电吸收调制器产生第四输出。第一驱动信号与第二驱动信号是相同的。两个模拟驱动器可以是占用单个驱动器芯片的两个驱动器电路。所述驱动器可以独立地提供电压v1和v2，其可以具有相同的值或不同的值。v1和v2可以都等于2v。通过使用此配置，可以在不使用数/模转换器的情况下实现2位符号到4个模拟光学状态的转换。驱动器中的一者可以对应于最低有效位，并且另一者可以对应于最高有效位。所述光学装置可以包括马赫-曾德尔干涉仪，并且第一电吸收调制器设置在马赫-曾德尔干涉仪的第一臂内，并且第二电吸收调制器设置在马赫-曾德尔干涉仪的第二臂内。所述装置可以包括与至少一个电吸收调制器相关联的移相器，所述移相器可操作以修改与相应电吸收调制器相关的相移。移相器可以设置在马赫-曾德尔干涉仪的臂内。移相器可以是以下任何一中或多者：加热器；pin移相器；或pn移相器。所述装置可以包括耦合到输出波导的定向耦合器，所述定向耦合器被配置成重定向输出功率的一部分以用于偏置和稳定移相器。输出功率的部分可以小于5%。附图说明现在将参考附图以示例的方式描述本发明的实施方案，其中：图1示出了说明qam-16调制的星座图；图2a示出了用于qam-16调制的装置；图2b示出了图2a中的装置的星座图；图3a示出了用于qam-16调制的变体装置；图3b示出了图3a中的装置的星座图；图4a示出了用于qam-16调制的变体装置；图4b示出了图4a中的装置的星座图；图5示出了说明使用非归零驱动器时的非理想性的星座图；图6a示出了用于qam-16调制的变体装置；图6b示出了图6a中的装置的星座图；图7是示出总输入功率与调制器长度的变化的曲线图；图8a示出了用于qam-16调制的变体装置；图8b示出了图8a中的装置的星座图；图9示出了包括用于qam-16调制的装置的芯片布局的俯视平面图；图10示出了已优化耦合器的示意图；图11示出了信号(标准化单位)与时间的曲线图；图12示出了光学装置；图13示出了图12中所示的光学装置的信号与时间的曲线图；图14a和14b分别示出了图12的光学装置的耦合器的特性；图15示出了pam-4发射以及高斯噪声的曲线图；图16示出了功率与耦合因数k的曲线图；图17a示出了eam输出功率与耦合因数k的曲线图；图17b示出了ema输入功率与耦合因数k的曲线图；图18示出了变体光学装置；图19示出了另一种变体光学装置；以及图20a和20b示出了包括图12、图18或图19的光学装置的发射系统。具体实施方式图2a示出了根据本发明的光电装置的示意图。输入波导201向输入多模干涉耦合器202提供具有功率pin的光信号。光信号被耦合器分裂成第一中间波导203和第二中间波导204。耦合器被配置成按1:1的比例在波导之间分裂光信号，因此每个波导接收功率为pin/2的光信号。第一中间波导203包括沿其光路设置的dc移相器205a和电吸收调制器206a。dc移相器操作以在光信号通过中间波导发射时对光信号施加静态相移。dc移相器可以实施为加热器、p-i-n结或pn结。电吸收调制器206a由pam-4驱动器207a驱动，所述驱动器能够提供四个操作电压：v0至v3。这些操作电压中的每一者对应于电吸收调制器的调制状态。以此方式，可以认为电吸收调制器206a从提供到中间波导中的光信号提供pam-4调制输出。在波长为1543nm的66μm长的电子吸收调制器中，v0至v3可以取值：0v、0.4v、1v和2v。这些电压可以提供4个等间隔的场输出(而非强度输出)。应注意，在此示例中，由于eam的非线性行为，电压可能不会等间隔。类似地，第二中间波导204包括沿其光路设置的dc移相器205b和电吸收调制器206b。dc移相器操作以在光信号通过中间波导发射时对光信号施加相移。与先前电吸收调制器一样，此调制器206b也由pam-4驱动器207b驱动，所述驱动器能够提供四个操作电压：v0至v3。这些操作电压中的每一者对应于电吸收调制器的调制状态。如果调制器含有量子阱，则两个调制器都可以使用夫兰兹-凯耳什效应(franz-keldysheffect)或量子限制斯塔克效应(quantum-confinedstarkeffect)来操作。以此方式，可以认为电吸收调制器206b从提供到中间波导中的光信号提供pam-4调制输出。调制器可以是基于硅锗的电吸收调制器。输出多模干涉耦合器208连接到第一中间波导和第二中间波导。此耦合器208重新组合通过每个中间波导发射的光信号，并且提供具有功率pout的输出信号。由于每个中间波导提供的光信号在相位上不同(或可以是不同的)，所以可以根据qam-16方案调制输出信号。输出耦合器208连接到输出波导209，所述输出波导允许调制信号离开装置。dc移相器210耦合在输入耦合器202与输出耦合器202之间。此dc移相器210可以含在dc相移中间波导内，并且可以用于将对应于装置输出的星座的中心点带到原点。示出可能输出的星座图如图2b所示。区域211中示出的十六个点可用于发送信息，并且可以通过在每个中间波导中调制的光信号的组合来利用。可从第一中间波导中的调制器206a获得四种可能的调制状态：212a1、212a2、212a3和212a4。通过不主动调制通过振幅调制器206a的光来实现调制状态212a1。通过应用增大的振幅调制程度来实现剩余的调制状态。在此示例中，四个调制状态的振幅和相位不同。相位的变化是由调制器的啁啾引起，并且导致区域211中的十六个点被布置成已旋转的阵列。类似地，可从调制器206b获得四种可用调制状态：212b1、212b2、212b3和212b4。同样，通过不主动调制通过振幅调制器206b的光来实现调制状态212b1。通过应用增大的振幅调制程度来实现剩余的调制状态。应注意，在此示例中，调制器206a与206b在它们的调制特性方面是相同的，例如，长度、消光比和啁啾(即由振幅调制器引起的相位的无意改变)。图3a示出了根据本发明实施方案的变体光电装置。其与图2a中所示的装置共享许多特征，因此相同的附图标记用于相同的特征。此装置与图2a所示装置之间的显著差异在于，此处的调制部件301a和301b是相位调制器。相位调制器可以通过普克尔斯效应(pockelseffect)操作。另一不同之处在于光信号不像前一装置那样以1:1的比例分裂。相反，输入耦合器301以2:1的比率在第一中间波导与第二中间波导之间分裂光信号。因此，第一中间波导接收具有功率pin,1的光信号，第二中间波导接收具有功率pin,2的光信号。此示例中的静态相对相位差应设定为0°。同样，相位调制器301a和301b由相应的pam-4驱动器207a和207b驱动，使得各自可以在四种调制状态下操作。如图3b所示，调制状态310b1至310b4表示可以由接收具有最低功率的光信号的中间波导中的任一者提供的状态。调制状态310a1至310a4可以由接收具有最高功率的光信号的中间波导中的任一者提供。星座图的十六个点中的每一者可以由来自第一中间波导和第二中间波导的一组组合输出使用。应注意，在此示例中，无论调制器、驱动器或耦合器中的非理想性如何，星座的中心点都应保持在原点，因此不必包括dc相移中间波导。图4a示出了根据本发明的另一变体装置。此处，输入波导201连接到1×4星形耦合器401。应注意，星形耦合器可以由多模干涉耦合器代替，所述多模干涉耦合器被配置成产生1:2:1:2分裂或耦合比。星形耦合器401在四个中间波导之间分裂输入光信号：第一中间波导402；第二中间波导403；第三中间波导404；和第四中间波导405。所述中间波导中的每一者包括根据先前示例的dc移相器。然而，在此情况下，相位调制器406a至406d连接到基本相同的非归零驱动器407a至407b。因此，每个调制器可以在两种调制状态下操作，并且可以调制在0°或180°之间通过的光的相位。星形耦合器401根据比率1:2:2:1在四个中间波导之间分裂或耦合输入光信号，使得第二中间波导403和第三中间波导404各自接收的光功率为由第一中间波导402和第四中间波导405接收的信号的两倍。中间波导之间的静态相对相位差应设定为：180°、0°、90°和270°，使得第一中间波导与第二中间波导分开180°相位，第三中间波导与第四中间波导分开180°相位。然而，第一中间波导与第三中间波导分开90°相位，第二中间波导与第四中间波导也分开90°相位。如图4a所示的装置能够产生图4b中所示的调制状态440。这些是通过组合四个中间波导中的每一者的调制状态而获得的。第一中间波导402提供大小通常相同但具有180°相变的调制状态410b1和410b2。第二中间波导403提供同样大小通常相同但具有180°相变的调制状态410a1和410a2。第三中间波导404提供调制状态410c1和410c2，第四中间波导405提供调制状态410d1和410d2。当使用图4a中所示的装置时，如图4b所示，星座的中心点应保持在原点。然而，相位调制器特性、电子驱动器或输入/输出耦合器中的非理想性将导致中心点的偏移，并且可能需要额外的中间波导以将星座的中心点带到中心(如前所述)。在此情况下，需要相应地调整额外中间波导的功率和相位，并且需要将输入/输出耦合器修改为1×5配置，并且相应地调整分裂/耦合比。图5说明了对应于例如图4a中所示的装置的星座图，但其中调制器或驱动器具有非理想性。在此示例中，非理想性导致每个中间波导中的相位调制小于180°。因此，相对于图4b中所示的示例，16个星座点的总大小缩小，并且以顺时针方式围绕内部右上黑点旋转。图6a示出了根据本发明的另一变体装置。输入波导201向1×5输入星形耦合器601提供具有功率pin的光信号。应注意，星形耦合器可以由多模干涉耦合器代替，所述多模干涉耦合器被配置成产生1:2:2:1分裂或耦合比。所述示例中的输入耦合器将光分裂到四个中间波导中：第一中间波导602、第二中间波导603、第三中间波导604和第四中间波导605。输入功率在中间波导之间以1:2:2:1的比例分裂，使得两个中间波导中的光功率是其它两个中间波导中光功率的两倍。在此示例中，进入第二中间波导和第三中间波导的输入功率是进入第一中间波导和第四中间波导的输入功率的两倍。中间波导之间的静态相对相位差应如上所述，即：180°、0°、90°和270°。图6a中所示的装置的中间波导中的每一者包括如前所述的dc移相器606a至606d。它们还分别包括电吸收调制器608a至608d。所述调制器应基本相同，并且因此具有相同的调制特性，例如长度、消光比和啁啾。每个调制器由非归零驱动器607a至607d中的一者驱动。这些驱动器允许相应的调制器以两种调制状态中的一者操作。星形输出耦合器609重新组合来自每个中间波导的光信号，并且提供来自所述装置的组合调制输出。如图6a所示但没有dc相移中间波导210的装置能够产生图6b中所示的调制状态660。这些是通过组合四个中间波导中的每一者的调制状态而获得的。第一中间波导602提供调制状态610c1和610c2。调制状态610c1对应于由驱动器施加的0v信号，例如在第一中间波导中存在的信号的振幅未被修改时调制状态。调制状态610c2对应于由驱动器施加的大于0v的信号，并且因此所述调制状态的振幅小于调制状态610c1的振幅。此外，由于调制器608a将无意地施加相移(称为啁啾)，因此调制状态610c2不与调制状态610c1对准。类似地，第二中间波导603可操作以提供调制状态610d1和610d2。第三中间波导604可操作以提供调制状态610a1和610a2，并且第四中间波导605可操作以提供调制状态61b1和610b2。如前所述，由于电吸收调制器引入的啁啾，星座图已经旋转。通过使用所论述的dc相移中间波导，有可能将星座中心点移回原点(0,0)。表1论述了可用于本发明的电吸收调制器的两个示例：图7是代表性输入功率与电吸收调制器长度的曲线图。举例来说，其示出，当提供长度为41.5μm的eam时，消光比为4.5是可能的(当包括集中化时)。类似地，当使用长度为78μm的eam时，消光比为8.48是可能的。从图中可以看出，使用具有一定长度(在x轴上)的eam，给定目标星座大小(基于装置的要求选择)需要多少功率。举例来说，在说明性示例中，为了使用长度为41.5μm的eam(并且每个eam在调制时具有4.5db的消光比)来实现图6b中的目标星座，将需要大约50mw的输入功率进入系统。类似地，可以看出，各自给定8.48db的消光比(这将需要37mw的输入功率)，eam的最佳长度是大约78μm。通常，增大eam长度会改善系统，因为与eam相关的消光比增大。然而，插入损耗也随着长度而增大，并且可能存在导致使得所需输入功率最小化的最佳点的折衷。图8a示出了根据本发明的另一变体装置。其与图2a中所示的装置共享许多特征，并且因此相同的特征由相同的附图标记表示。此装置的第一中间波导801包括沿其长度设置的dc移相器803a，接着是电吸收调制器805a，最后是相位调制器807a。电吸收调制器和相位调制器由相应的非归零(nrz)驱动器804a和808a驱动。因此，经由耦合器202提供到第一中间波导801的光信号可以通过单个中间波导在振幅和相位上进行调制。第二中间波导802类似地包括dc移相器803b、电吸收调制器805b和相位调制器807b。虽然这些示例示出了相位调制器布置在eam之后的eam和相位调制器，然而当然有可能颠倒此顺序。相位调制器807a和807b应可操作以调制在0°与180°相对相位差的状态之间通过的光的相位。eam805a和805b应可操作以产生具有零啁啾的20×log(3/1)=9.54db的消光比，以便提供等间隔的星座点。应选择适当的eam长度，以便避免高插入损耗。用于补偿eam啁啾的一种方法是将相应的相位调制器分段为主段和较小的次段，并且使用较小的次段来校正由eam引起的相变。这将需要用于相位调制器的较小次段的第二较小电子二进制nrz驱动器。输入耦合器201和输出耦合器208可以是3-db耦合器。两个中间波导之间的静态相对相位差应设定为90°。如前所述，相位调制器或eam中的非理想性可以使与装置的输出相对应的星座的中心点移位和旋转。如果如此，可以如前所述引入额外的dc相移中间波导。如果引入此种中间波导，则应将输入和输出耦合器修改为具有适当分裂/耦合比的1×3配置。图8b示出了指示中间波导中的一者的可能调制状态的星座图。通过既不调制振幅也不调制相位来实现调制状态810a1。通过仅调制穿过相应中间波导的光的振幅来实现调制状态810a2。通过仅调制通过其中的光的相位来实现调制状态810a3，并且通过调制光的振幅和相位来实现调制状态810a4。应注意，在此图中，由eam引起的啁啾未被校正，因此调制状态810a2和810a4分别不与810a1和810a3对准。类似的行为发生在两个中间波导中的另一者中，然而其静态旋转90°，从而在输出耦合器处提供16个星座点。在此示例中，假设eam的消光比为9.54db并且任意啁啾为14°。图9示出了并有如图6a所示的装置的示例芯片布局。相同的特征由相同的附图标记表示。含有调制部件的相邻波导之间的间距902约为2mm，并且每个调制部件距芯片边缘的距离903约为271μm，并且可以是约254μm。芯片的下部部分901被给予测试结构。图10示出了形成本公开的一部分的已优化耦合器。所示的耦合器1000可以作为输入或输出耦合器(或两者)的实施方式而提供，其中所述装置具有两个以上的中间波导。在已优化耦合器是输入耦合器的示例中，其在一端连接到上文论述的输入波导201。输入波导201连接到在七个通道之间划分光的1×7多模干涉部分1100。组合两对通道：1002与1003以及1005与1006，使得耦合器是1×5耦合器。然而，到达通道1002和1003的光的部分相位相差，因为它们分别经历了相对相移和。类似地，到达通道1005和1006的光部分的相位也相差，因为它们分别经历了相对相移和。因此，如果保持不修改，则当光的部分在2×1mmi1008和1009中重新组合时，相位不匹配将导致显著的损耗。为了对此进行校正，通道1002、1003、1005和1006具有在平行于通道的引导方向的方向上逐渐变细的宽度。在通道1002和1006中，通道的宽度最初减小，随后在通道中的中点之后增大。然而，通道1003和1005的宽度最初增大，随后在通道的中点之后增大。可以设计例如这些通道的锥形通道，以便去除各对通道之间的任何相对相移。每对通道连接到2×1mmi，其提供耦合器的输出通道1010和1012。其余三个通道：1001、1004和1007未组合，因此没有关于相位不匹配的问题。因此，这些通道对应于耦合器的其它输出通道。通道1001、1010、1013、1012和1007中的每一者连接到相应的中间波导。在通道1004中，提供定制1×2mmi1011，输出通道1013从分裂器提供并且在此示例中连接到dc相移中间波导。通道1014连接到mmi，但不接收来自分裂器的输出。在eam长度为41.5μm的实例中，可能需要1:2:0.78:2:1的最终分裂/耦合比。第一1×7mmi的输出为1:1:1:1:1:1:1，并且在内部波导的相位校正和组合之后，在最后一个定制1×2mmi之前，分光比可能为1:2:1:2:1。中臂可以从1减小到0.78，这是最后一个定制1×2mmi的作用。此最后一个1×2mmi可以定制设计以提供输入光的0.78部分。其另一输出(对应于输出数字1014的0.22部分)未在系统中使用(即，当整个物体用作分裂器时，其被“丢弃”或当用作耦合器时具有零输入光)。在分裂器的情况下，当舍弃0.22部分时，确保此部分不会反射回分裂器以使性能失真。其它技术可用于实现1:2:0.78:2:1(或通常1:2:x:2:1)分裂/耦合比，例如通过设计输出波导宽度和位置而定制设计的1×5星形耦合器。然而，mmi耦合器可能具有干净的输出，并且通过工艺变化表现更好并且更稳健。如果输出耦合器是根据上文已优化耦合器实施的，则顺序反转，即其将光接收到每个通道1001、1010、1013、1012和1007中，并且从输出波导209提供光。虽然已经结合上述示例性实施方案描述了本发明，然而当给出本公开时，许多等效的修改和变化对于本领域技术人员将是显而易见的。因此，以上阐述的本发明的示例性实施方案被认为是说明性的而非限制性的。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对所描述的实施方案进行各种改变。上文提到的所有参考文献特此以引入方式并入。特征列表101星座点102星座中心201输入波导202mmi输入耦合器203第一中间波导204第二中间波导205dc移相器206eam207pam-4驱动器208mmi输出耦合器209输出波导210dc移相器21116点星座212来自第一中间波导的输出213来自第二中间波导的输出301mmi输入耦合器302相位调制器310来自第一中间波导的输出311来自第二中间波导的输出401星形输入耦合器402第一中间波导403第二中间波导404第三中间波导405第四中间波导406a-ddc移相器407a-dnrz驱动器408a-d相位调制器409星形输出耦合器410ni调制状态440星座点601星形输入耦合器602第一中间波导603第二中间波导604第三中间波导605第四中间波导606a-ddc移相器607a-dnrz驱动器608a-d电吸收调制器609星形输出耦合器610ni调制状态660星座点801第一中间波导802第二中间波导803a/bdc移相器804a/b用于eam的nrz驱动器805a/b电吸收调制器808a/b用于相位调制器的nrz驱动器807a/b相位调制器810ni调制状态901测试区域902间距903距芯片边缘的距离1000已优化耦合器1001-14通道11001×7mmi1008、10092×1mmi1011定制1×2mmi。图12示出了光学装置9200，其广泛地包括：输入波导9201、第一电吸收调制器9202、第二电吸收调制器9203和输出波导9204。光进入输入波导，并且具有电源pin。接着将其在第一电吸收调制器与第二电吸收调制器之间划分，因为它们设置在装置的不同光路中。第一电吸收调制器接收pin,a，第二电吸收调制器接收pin,b。调制器分别由ac电源9205和9206以电压v1、v2、v3或v4驱动。接着，光经由输出波导9204离开，具有相关联的功率pout。第一电吸收调制器9202可操作以产生具有第一功率电平pa或第二功率电平p'a的输出。如图12所示，第二功率电平小于第一功率电平。类似地，第二电吸收调制器可操作以产生具有第三功率电平pb或第二功率电平p'b的输出。这允许pam-4调制，因为装置可获得至少四个振幅。图13示出了如上所述的装置可用的输出。功率输出的最低输出p0由p'a和p'b的组合形成。下一个功率增大的输出p1由p'a和pb的组合形成。接下来，通过pa和p'b的组合形成p2。最后，具有最高输出功率的p3由pa和pb的组合形成。p0与p3之间的差值δp(0,3)约为3.9dbm(或2.45mw)。而p1与p2之间的差值δp1,2约为-0.87dbm(或818μw)。组合输出功率以及由第一电吸收调制器和第二电吸收调制器中的每一者产生的单独功率可以如下计算：其中omatotal是pam-4信号的总光学调制振幅，并且er是消光比。这四个输出功率电平p3、p2、p1和p0应由装置的两个臂(即两个电吸收调制器)的功率组合产生。然而，考虑电吸收调制器的输出功率是否线性增大以产生最终输出功率电平可能是重要的。可以将每个输出功率的场向量相加以提供总输出功率。因此，对于对称耦合器，总输出功率可以通过以下描述：或使用等式(1)，其中在第一电吸收调制器的光输出与第二电吸收调制器的光输出之间存在相位差。在没有相位差的情况下使用等式(2)。注意，在此示例中，即使存在零相位差，装置的输出功率也并且电吸收调制器的相应输出功率的线性相加。总输出功率可以描述为：或其中k是耦合器系数。使用等式(3)，其中在第一电吸收调制器的光输出与第二电吸收调制器的光输出之间存在相位差。在没有相位差的情况下使用等式(4)。对于0<k<1的任何k值，等式(3)和(4)通常都是正确的。在输出功率pout等于pin1+pin2的示例中，k可以设定为等于。在此示例中，描述装置的4个输出电平的产生的等式如下：这可以被认为是一组4个非线性等式，具有5个未知数：pa、p'a、pb、p'b和k。然而，可以按以下形式操纵和重写等式：这形成了一组具有4个未知数的4个线性等式。由于这组线性等式的左侧是相关的(即3个选定等式的线性组合可以构建第4个)，所述系统的相关矩阵a是单数的(即如果上述系统是以ax=b形式编写的，其中x是未知数的向量，4乘4矩阵a的秩数为3而非4)。为使这组等式有任何解，应要求：由于输出功率电平优选地等间隔，因此应要求：。优选地计算a、b、a'和b'的一组值，其最小化上述系统的误差。这可以表示为凸优化问题，其中在此系统中考虑最小化的若干因素。因此，下文列出了不等间距pam-4误码率的等式的推导。推导假设：符号同样可能被发射；任何噪声都是高斯形式的；并且噪声和功率与光信号无关。图15是包括高斯噪声的pam-4发射的演示。符号错误率可以表示为：其中，t是时间，q是q函数，并且n0是以mw/hz为单位的高斯噪声功率。可以注意到，影响误码率的主要因素将是最小输出电平(即，p0)，因为当引数超过7时，q函数的变化很陡，以实现阶数为-12的误码率。因此，优化器中应使用的约束导致解决以下问题：其中eye是指特定级别的pam-4调制的输出级别。此优化的结果如图16所示。电平间隔不等，但最小输出电平仍然大于最小眼图闭合度要求。因此，第一电吸收调制器和第二电吸收调制器中的每一者的消光比可以计算为：。确定要使用的最佳耦合系数k以便最小化对装置的必需输入功率可能是有用的。图17a中的曲线图示出通过扫过k，可以实现操作所需的第一电吸收调制器和第二电吸收调制器输出功率的不同组合。根据这些数据，并且考虑到每个调制器的插入损耗，可以推导出第一电吸收调制器和第二电吸收调制器所需的输入功率及其总和(通常称为总输入功率的测量值)，如图17b中所示。输入功率的一个限制可能是第一电吸收调制器和第二电吸收调制器中的每一者的输入功率分别不应超过+8dbm(线9701指示于图17b中)。所述限制导致k的最佳值约为0.39(这将导致必需的总输入功率的最小化)。然而，由于饱和输入功率约束，还考虑了k=0.3的值。当使用多模干涉耦合器作为输出耦合器和输入耦合器时，假设各自的损耗超过0.1db，建议的电路如图18所示。所述电路的规格在下文的表1和表2中论述：区段eam长度　(μm)er(db)poff(mw)pon(mw)pin(mw)插入损耗　(db)链路损失　(db)臂1666.332.180.517.455.346.49臂2483.492.120.955.003.736.3总计-4.954.261.3612.464.666.33表1(其中k=0.39)区段eam长度　(μm)er(db)poff(mw)pon(mw)pin(mw)插入损耗　(db)链路损失　(db)臂1666.331.90.446.495.346.49臂2483.492.741.236.443.726.3总计-4.954.261.3612.944.826.49表2(其中k=0.3)。特别值得注意的是，上文论述的装置不需要数模转换，以便作为pam-n调制装置操作。电吸收调制器上的所有驱动器信号可以是相同的，并且相对于使用单个电吸收调制器或单个波导中的一系列调制器实施的发射器，进入装置的激光器功率可以增大3db。此外，可变耦合或可调谐马赫-曾德尔干涉仪可以用在装置的输入和输出处(即分别与输入波导和输出波导耦合)以调整输入和输出分裂比。由于电吸收调制器的吸收和/或相位响应对于不同调制器是不同的，因此这可以补偿在装置输出处产生的非完美线性分离的层。这在图19中示出，其中示出了另一变体装置。概括地说，所述装置包括：输入波导9901、可变输入耦合器9902、第一电吸收调制器9903和第二电吸收调制器9904、可变输出耦合器9905和输出波导9906。可变输入耦合器9902由马赫-曾德尔干涉仪形成，具有臂b1和b2。1×2多模干涉耦合器将从输入波导9901接收的光分裂到每个臂中。第一臂b1包括移相器9907a，第二臂b2包括移相器9907b。在再次分裂到第一电吸收调制器9903和第二电吸收调制器9904中之前，将所得光在另一多模干涉耦合器9908中组合。第一电吸收调制器和第二电吸收调制器设置在第二马赫-曾德尔干涉仪的臂内，并且具有相关联的移相器9909a和9909b。光接着被发射到可变输出耦合器9905，所述可变输出耦合器由具有臂b5和b6的第三马赫-曾德尔干涉仪形成。臂b5和b6中的每一者包括相应的移相器9910a和9910b。接着，在经由输出波导9906离开装置之前，可变输出耦合器9905中的光在2×1多模干涉耦合器中重新组合。在所有马赫-曾德尔干涉仪中，可能存在多个移相器。马赫-曾德尔干涉仪的臂通常是并联的。在可变输出耦合器中存在抽头9911，其允许获得反馈信号以偏置和稳定装置中存在的移相器。图20a和20b示出了使用上述光学装置的发射系统的相应部分及其所需的特性。所述系统从光源开始，在此情况下是激光器9801，产生信号振幅约为+11.9dbm的光。激光器耦合到光纤9802，所述光纤根据以上描述将光耦合到装置9803中。光纤优选地在附接点处产生不超过2db的损耗，因此装置9803接收的信号应具有大约+9.9dbm的信号振幅。装置9803本身将产生相当于oma链路损失的损耗，其可以是大约6db。结果是具有大约+3.9dbm的oma的调制信号。此调制信号被馈送到复用器9804'mux'，其可能导致1.5db的损耗，因此来自复用器的所得信号输出oma约为+2.4dbm。接着光通过tx光纤9805，这可能在附接点处引起约1db的损耗。框9806和9807示出了进一步的损耗，其分别示出了分散和发射信噪比损失(2.4db)和pam-4信噪比损失(4.8db)。结果是链路光纤9808接收到具有大约-5.8dbm的oma的信号。链路光纤9808可能导致大约4db的损耗。光接着进入rx光纤9809。rx光纤接收的信号应具有大约-9.8dbm的振幅。rx光纤附接将光发射到解复用器9810'demux'，从而在附接点处引起约1db的损耗。解复用器接收的信号可以具有大约-10.8dbm的振幅。最后，信号由接收器9811接收，在解复用器中引起约3db的损耗，其振幅可约为-13.3dbm。上述所有装置都可以用在光子集成电路中。在本文所附的附件1和附件2中进一步公开了本发明。虽然已经结合上述示例性实施方案描述了本发明，但当给出本公开时，许多等效的修改和变化对于本领域技术人员将是显而易见的。因此，以上阐述的本发明的示例性实施方案被认为是说明性的而非限制性的。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对所描述的实施方案进行各种改变。上文提到的所有参考文献特此以引入方式并入。以下编号的条项含有根据本文公开的装置和方法的相应方面的技术特征的广泛组合的陈述：条项1.一种可操作以提供pam-n调制输出的光学装置，所述光学装置包括：输入波导，所述输入波导被配置成接收光；第一电吸收调制器，所述第一电吸收调制器耦合以接收来自输入波导的光，并且可操作以产生第一输出或第二输出，其中第二输出具有比第一输出低的振幅；第二电吸收调制器，所述第二电吸收调制器耦合以接收来自输入波导的光，并且可操作以产生第三输出或第四输出，其中第四输出具有比第三输出低的振幅；以及输出波导，所述输出波导耦合以接收来自第一电吸收调制器和第二电吸收调制器的光，并且输出包括第一电吸收调制器的输出和第二电吸收调制器的输出的组合信号；其中第一电吸收调制器与第二电吸收调制器并联设置。2.如条项1所述的光学装置，所述光学装置还包括：可变输入耦合器，所述可变输入耦合器设置在输入波导与第一电吸收调制器和第二电吸收调制器之间。3.如条项2所述的光学装置，其中所述输入耦合器被配置成修改发射到所述第一电吸收调制器和所述第二电吸收调制器的光，使得由所述装置产生的相邻pam-n调制输出线性地间隔开。4.根据条项2或条项3所述的光学装置，其中输入耦合器被配置成在第一电吸收调制器和第二电吸收调制器之间不均等地分裂输入光。5.如条项2至4中任一项所述的光学装置，其中输入耦合器包括马赫-曾德尔干涉仪，包括耦合到输入波导的输入耦合器、两个并联臂和输出耦合器。6.如条项5所述的光学装置，其中至少一个并联臂包括移相器。7.如条项1至6中任一项所述的光学装置，其中可变输出耦合器设置在输出波导与第一电吸收调制器和第二电吸收调制器之间。8.如条项7所述的光学装置，其中所述输出耦合器被配置成修改来自所述第一电吸收调制器和所述第二电吸收调制器的所接收的光，使得相邻的pam-n调制输出线性地间隔开。9.根据条项7或条项8所述的光学装置，其中可由耦合器输出的光的输出功率由以下描述：其中pout是输出功率，k是耦合系数，pin1是来自第一电吸收调制器的输入功率，θ1是从第一电吸收调制器进入耦合器的光的相位，pin2是来自第二电吸收调制器的输入功率，并且θ2是从第二电吸收调制器进入耦合器的光的相位。10.如条项9所述的光学装置，其中k小于0.44。11.如条项7至10中任一项所述的光学装置，其中可变输出耦合器是马赫-曾德尔干涉仪，包括耦合到第一电吸收调制器和第二电吸收调制器的输入耦合器、两个并联臂和耦合到输出波导的输出耦合器。12.如条项11所述的光学装置，其中所述至少一个并联臂包括移相器。13.如条项1至12中任一项所述的光学装置，所述光学装置还包括：第一模拟驱动器，所述第一驱动器被配置成向第一电吸收调制器提供第一驱动信号；以及第二模拟驱动器，所述第二驱动器被配置成向第二电吸收调制器提供第二驱动信号；其中当由相应的驱动信号驱动时，所述第一电吸收调制器产生第二输出，并且所述第二电吸收调制器产生第四输出。14.如条项13所述的光学装置，其中第一驱动器信号与第二驱动器信号是相同的。15.如条项1至14中任一项所述的光学装置，其中所述光学装置包括马赫-曾德尔干涉仪，并且所述第一电吸收调制器设置在所述马赫-曾德尔干涉仪的第一臂内，并且所述第二电吸收调制器设置在马赫-曾德尔干涉仪的第二臂内。16.根据条项1至15中任一项所述的光学装置，其中所述装置包括与至少一个电吸收调制器相关联的移相器，所述移相器可操作以修改与相应电吸收调制器相关联的相移。17.根据附属于条项15的条项16的光学装置，其中移相器设置在马赫-曾德尔干涉仪的臂内。18.如条项16或17所述的光学装置，其中所述移相器是以下中的任何一个或多个：加热器；pin移相器；或pn移相器。19.如条项15至18中任一项所述的光学装置，所述光学装置还包括耦合到输出波导的定向耦合器，被配置成重定向输出功率的一部分以用于偏置和稳定移相器。20.如条项19所述的光学装置，其中输出功率的所述部分小于5%。21.一种马赫-曾德尔干涉仪，包括：输入波导；输出波导；第一臂，光学连接输入波导和输出波导；第二臂，光学连接输入波导和输出波导，第二臂与第一臂并联设置；以及至少两个电吸收调制器，分别设置在第一臂和第二臂中，并且可操作以提供pam-n调制。文本一种光学装置，可操作以提供pam-n调制输出。所述装置包括：输入波导，所述输入波导被配置成接收光；第一电吸收调制器，所述第一电吸收调制器耦合以接收来自输入波导的光，并且可操作以产生第一输出或第二输出，其中第二输出具有比第一输出低的振幅；第二电吸收调制器，所述第二电吸收调制器耦合以接收来自输入波导的光，并且可操作以产生第三输出或第四输出，其中第四输出具有比第三输出低的振幅；输出波导，所述输出波导耦合以接收来自第一电吸收调制器和第二电吸收调制器的光，并且输出包括第一电吸收调制器的输出和第二电吸收调制器的输出的组合信号。其中所述第一电吸收调制器与所述第二电吸收调制器并联设置。附件1caltech/rockleyparallelpam-4eam发射器设计审核报告：2016年12月2日arlanhashemi，azitaemami教授总体规格：下文提供了完整pam-4发射机的目标规格：用于eam的oma链接损失的等式如下：[图20a][图20b]光域中产生的pam-4信号的目标规格(图1中mux的输入信号)如下：oma链路损失：尽可能低最小消光比：5db(ieee标准：4.5db)饱和功率：+8dbm(6.3mw)(每个eam的输入)光学线宽：±12nm。根据上述目标规格，我们将消光比定为5，以计算每个光臂中每个eam产生的精确必需输出功率电平。忽略eam指数在操作中的变化，理想的系统将由两个并联臂组成，如下所示：[图12][图13]组合输出功率以及eam产生的单个功率可以如下计算：。这4个输出功率电平应由调制器的两个臂的功率组合产生(图2和3中的pa、pa'、pb和pb')。然而，应考虑这样的事实：除非在下文描述的某些条件下，这些eam输出功率不会线性地相加以产生最终电平(p0到p3)，这些条件通常不成立：[图14a]事实上，场向量相加以提供输出功率。因此，对称耦合器的输出功率将为：。因此，即使具有零相位差，输出功率也不会是两个输入功率的线性相加。更一般的情况是耦合系数为“k”的耦合器：[图14b]并且输出功率的等式是：。考虑到上述现象，暂时忽略了eam的指数变化，所述等式描述4个输出电平的产生如下：。这是一组4个非线性等式和5个未知数(pa、pa'、pb、pb'和k)。然而，可以观察到，具有pa和pa'的项总是与项(1-k)一起出现，而具有pb和pb'的项与项(k)一起出现。因此，为了简化等式，可以用以下形式重写它们：。我们现在有一组4个线性等式，有4个未知数。由于等式的左侧是相关的(即3个选择的等式的线性组合可以构建第4个)，因此所述系统的相关矩阵a是单数的(如果我们以ax=b的形式编写上述系统，“x”是未知数的向量，4乘4矩阵a的秩数为3而非4)。因此，根据集合的右侧，系统将具有无限的答案或没有确切的解。通过将3个所选的左侧等式的相同线性组合应用于右侧，我们意识到系统要有无限的解(而非无解)，应该要求：并且由于我们知道输出功率电平应该是等间距的，还应该：等式(8)不适用于在等式(1)中计算的值，并且实际上其不适用于满足等式(9)的任何一组4个目标输出功率。因此，等式组(7-1)到(7-4)始终为不具有解的不一致系统。建议的解决方案：为了继续前进，应为未知数a、b、a'和b'提出一组值，以某种方式最小化系统ax=b的“误差”。这将变成凸优化问题。要最小化此系统以“估计”系统的解，有几个因素要考虑。解)我们首先推导出一个不等间距pam-4误码率的等式：假设：-符号同样可能发射-噪声是高斯的-噪声及其功率与光信号无关[图15]符号错误率将由此是(n0是高斯噪声功率(mw/hz))：从等式(11)可以看出，影响ber的主导因素将是最小的眼图，因为当引数超过7以实现-12阶数的ber时，q函数的变化是陡峭的。因此，应置于优化器中的约束将导致解决以下问题：结果：优化结果如下：[图16]此处，电平仍然是不均等的空间，然而，最小的眼图(底部)仍然大于最低眼图闭合度要求。再次回想起答案与我们稍后为“k”选择的值无关。因此，每个臂所需的er也将计算如下：。我们现在应确定最佳耦合系数“k”以使用调制器的最小输入功率。图(9)中的曲线图示出，通过扫过“k”，可以实现操作所必需的eam输出功率的不同组合。根据这些数据，并且考虑每个臂的插入损耗，eam的必需输入功率及其总和(这将是我们对总输入功率的测量)在图(10)中提供。[图17a][图17b]虽然考虑到每个eam的输入功率不应超过+8dbm(图(10)中的金线)，但可以观察到最佳“k”将是0.39，从而最小化必需的总输入功率。然而，由于饱和输入功率约束，我们还将考虑k=0.3的点。使用mmi用于耦合和分离结，并且假设各自都有0.1db的额外损耗，下文提供了第一个提出的电路以及所需的规格：[图18]表(1)：k=0.39时的调制器规格表(2)：k=0.3时的调制器规格。附件2caltech/rockleyparallelpam-4eam发射器设计审核报告：2016年11月11日arlanhashemi，azitaemami教授总体规格：下面提供了完整pam-4发射器的目标规格：用于eam的oma链路损失的等式如下：[图20a][图20b]光域中产生的pam-4信号的目标规格(图1中mux的输入信号)如下：oma链路损失：尽可能低最小消光比：5db(ieee标准：4.5db)饱和功率：+8dbm(6.3mw)(每个eam的输入)光学线宽：±12nm。根据上述目标规格，我们将消光比定为5，以计算每个光臂中每个eam产生的精确必需输出功率电平。忽略eam指数在操作中的变化，理想的系统将由两个并联臂组成，如下所示：[图12][图13]组合输出功率以及eam产生的单个功率可以如下计算：。现在限定了p0到p3的绝对值。然而，eam有无限组合来产生这些功率电平(即pa+pb=5.54dbm，但pa和pb仍未单独限定，上述4个等式并非都是独立的)。考虑到噪声的存在以及对每个eam的输入饱和功率的限制，通过将pa扫过一个合理的区域，我们可以绘制两个臂在馈入到eam的每个特定输入功率下所需的消光比：[图21]随第一输入功率而变的pam-4发射器的每个臂的消光比由于长度为46um的单个典型eam装置达到4.7的消光比，因此我们可以将最大可达到的消光比的上限设为7左右，因为较高的值需要超过70um的长度。此外，较长的装置需要更高的输入功率来操作，这超过了饱和功率，因为插入损耗随着长度的增大而增大(还应记住，使用一定的长度会导致大于±12nm线宽上的几乎恒定的er。因此，我们可以将任何长度与其特定的结果er相关联)。选择以下4个点，得到的输入/输出功率列于表(1)中，如下所示：[图22]选择4个点来分析结果规格表(1)：图(5)中所选择的4个点的规格比较。可以观察到，在pa=2.39mw附近存在最佳点，其使oma链路损失最小化，而两个eam的所需输入功率之和大致恒定。此最佳点还有另一优点：两个eam的长度等于50um。当我们在本次审查后期的操作期间分析指数变化时，这将是有利的。eam指数变化：由于每个eam的输出功率向量随着向它们施加驱动电压而旋转，因此在组合之后将不会获得上述计算的功率值。为了分析相变问题，可以观察到，每个eam的输出场向量随着施加一定电压来驱动它们而旋转。同样，改变eam的长度将导致不同的相位变化。假设长度相等(50um)并且输入功率不会显著改变eam的指数特性，我们可以补偿不相等的组合输出功率电平，如下所示：[图23]由eam产生的功率向量和指数变化的影响[图24]组合输出功率电平和由于指数变化效应引起的不等差。通过操纵功率向量，可以校正输出功率电平以均衡眼图张度。一个方式是减小图(6)中红色向量的角度α，并且将它们放在其它蓝色向量中。通过这样做，所得的p0和p3功率电平将降低，而功率电平p1和p2将同时增大。因此，存在一点，所有功率电平在所述点都均等间隔开，这将是感兴趣的点。[图25]校正第二臂向量以产生等间隔的功率电平[图26]随红色向量得到校正而改变的功率电平。电路实施方式：由于我们选择的eam长度都等于50um，我们预计所得向量之间的分离角(α)最初也是均等的，因为我们应用相同的驱动电压。因此，为了减小红色向量(第二臂)的分离角度，我们需要降低相应的驱动电压，并且通过移相器移动两个向量，以使得它们都在其它两个蓝色向量“内部”，如下图(10)所示：[图27]校正第二臂向量：a)校正前b)降低驱动电压后c)移动第二臂的相位后。在校正之后，功率电平将是等间隔的，但所得的总oma将略微降低(因此oma链路损失将增大)。为了弥补这种劣化，最初可以制定较大的oma。提出了以下示意图，其中包括上述所有向量运算：[图28]提出的光学电路的示意图(根据文献，我们假设每个定向耦合器/y结的损耗为0.3db)选择定向耦合器和y结(或mmi)的耦合系数，以便将正确比例的功率插入臂中，并且使它们组合以在输出端口获得最大可能强度。当前第1页12