一种用于电动汽车无线充电系统最优效率的联合控制方法与流程

本发明属于无线充电领域，涉及一种用于电动汽车无线充电系统最优效率的联合控制方法。

背景技术：

无线充电技术是一种安全便捷的电能传输方式，具有使用灵活方便、可适应恶劣环境、易于实现无人自动供电和移动式供电的优点。基于近场耦合的无线充电技术能够较好地满足距离、效率、功率和安全等方面的需求，在电动车、消费电子、传感器和植入设备等领域具有广阔的应用前景。随着电动汽车逐渐普及，电动汽车的无线充电技术成为当前的研究热点。然而，在对电动汽车的无线充电进行控制时，有以下几个需求：

1)稳定的充电电压和充电电流。无线充电系统作为一种电源，需向电动汽车电池提供稳定的充电电压和充电电流。

2)最小化开关损耗。基于串联-串联谐振式无线充电系统需要使用高频逆变器和有源整流器。对于高频逆变器而言，一般采用mosfet器件，为了减小开关损耗，需要使得逆变器尽可能工作在零电压开通状态(zerovoltageswitching,zvs)；对于有源整流器而言，同样需要采用mosfet器件，所以也需要使得有源整流器尽可能工作在zvs状态，从而实现系统的开关损耗最小化。

3)各种工况下的最优整机效率。用于电动汽车无线充电的线圈需要埋在地下，其散热问题较难解决。在电动汽车电池的全范围充电阶段，系统需要在各种工况下都能达到最优效率，减小功率损耗，从根本上解决散热问题。

4)较强的抗干扰性能。在实际使用中，当负载发生变化时，控制系统需自动地调节控制变量，实现对充电电压/充电电流指令的跟踪。

5)较少的变换器个数。在实现电动汽车无线充电时，减少变换器的个数有诸多优势，如可降低系统成本，降低系统复杂度，并提高系统最大传输效率和系统功率密度。

一方面，为了减小原副边变换器的开关损耗，需要使得原副边变换器均能够实现zvs；另一方面，在电动汽车无线充电的具体应用中，电动汽车电池所需的充电电压和充电电流会随着电池状态不断地改变，系统的损耗也会出现较大的变化，从而需要对控制变量实时调节，以实现在原副边变换器zvs条件下的系统损耗的最小化。目前仍尚未出现能够满足上述五种需求的多目标控制方法。

综上所述，需要提出一种能够满足以上五个需求的电动汽车无线充电系统的控制方法。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种用于电动汽车无线充电系统最优效率的联合控制方法，该方法在保持稳定的充电电压及充电电流的前提下，实现逆变器及整流器的zvs，同时能够根据系统当前的工况，自动寻找最优传输效率的工作点。

为达到上述目的，本发明所述的用于电动汽车无线充电的最优效率控制方法包括以下步骤：

利用充电电压控制环路及充电电流控制环路调节二次侧整流器的移相角，以控制电池的充电电压及充电电流；

利用二次侧zvs相角控制环路调节二次侧整流器的功角，以控制二次侧整流器的zvs相角；

利用一次侧zvs相角控制环路调节一次侧逆变器的移相角，以控制一次侧逆变器的zvs相角；

实时检测一次侧逆变器的直流侧输入电压v1及二次侧整流器的直流侧输出电压v2，再根据一次侧逆变器的直流侧输入电压v1，二次侧整流器的直流侧输出电压v2与直流侧输出电流i2确定系统当前工况，最后再通过扰动观测法调节一次侧逆变器的zvs相角及二次侧整流器的zvs相角，以自动寻找充电最优效率工作点。

利用充电电压控制环路及充电电流控制环路调节二次侧整流器的移相角，以控制电池的充电电压及充电电流的具体操作为：

充电电压环路及充电电流环路采集二次侧电动汽车电池的充电电压及充电电流信息，再将采集到的二次侧电动汽车电池的充电电压及充电电流信息分别与预设充电电压参考值及充电电流参考值进行比较，得二次侧充电电压的第一误差信号及二次侧充电电流的第一误差信号，然后将二次侧充电电压的第一误差信号及二次侧充电电流的第一误差信号分别输入到充电电压pid调节器及充电电流pid调节器中，并选择二次侧充电电压的第一误差信号对应的输出信号与二次侧充电电流的第一误差信号对应的输出信号中较小的进行限幅后作为二次侧整流器的移相角ds，利用二次侧整流器的移相角ds调节二次侧有源整流器的输出直流电压及输出直流电流，以控制二次侧电动汽车电池的充电电压及充电电流。

利用二次侧zvs相角控制环路调节二次侧整流器的功角，以控制二次侧整流器的zvs相角的具体操作过程为：

二次侧zvs相角控制环路根据前一时刻的二次侧整流器的移相占空比ds及功角δ计算当前时刻二次侧整流器zvs相角的反馈信号然后将当前时刻二次侧整流器的zvs相角的反馈信号与二次侧zvs相角的参考信号进行比较，得第二误差信号。最后将所述第二误差信号输入到pid调节器中，并将pid调节器的输出结果作为下一时刻二次侧整流器的功角δ，以调节二次侧整流器的zvs相角。

利用一次侧zvs相角控制环路调节一次侧逆变器的移相角，以控制一次侧逆变器的zvs相角的具体操作过程为：

一次侧zvs相角控制环路获取当前时刻一次侧逆变器zvs相角的反馈信号然后将当前一次侧逆变器的zvs相角的反馈信号与一次侧zvs相角的参考信号进行比较，得第三误差信号。最后将所述第三误差信号输入到pid调节器中，并将pid调节器的输出结果作为下一时刻一次侧逆变器的移相占空比dp，以调节一次侧逆变器的zvs相角。

通过一次侧逆变器的控制器采样一次侧逆变器的直流侧输入电压v1及直流侧输入电流i1，通过二次侧整流器的控制器采样二次侧整流器的直流侧输出电压v2及直流侧输出电流i2，再通过通信技术，使一次侧逆变器的控制器与二次侧整流器的控制器相互交换各自采样的直流侧电压电流信息。一次侧逆变器的控制器和二次侧整流器的控制器根据一次侧逆变器直流侧输入电压v1和直流侧输入电流i1、二次侧整流器直流侧输出电压v2和直流侧输出电流i2、一次侧谐振网络的等效串联电阻r1'和二次侧谐振网络的等效串联电阻r'2，计算当前的电压增益kcv及标幺化充电功率pu，其中，当前的电压增益kcv的计算公式为：

标幺化充电功率pu的计算公式为：

其中，p2为二次侧整流器直流侧实际输出功率，p2max为二次侧整流器直流侧最大输出功率，p2max的表达式为：

一次侧谐振网络的等效串联电阻r'1和二次侧谐振网络的等效串联电阻r'2的表达式分别为：

其中，r1为一次侧谐振线圈和谐振电容的等效串联电阻，r2为二次侧谐振线圈和谐振电容的等效串联电阻，rdson1为一次侧逆变器开关管的导通电阻，rdson2为二次侧整流器开关管的导通电阻；

一次侧逆变器的控制器和二次侧整流器的控制器根据电压增益kcv及标幺化充电功率pu通过下面的逻辑规则判断系统在zvs条件下获得最小化损耗时所处的工况，即

当且时，则系统处于工况i；

当且时，则系统处于工况ii；

当时，则系统处于工况iii；

当且时，则系统处于工况iv；

当且时，则系统处于工况v。

当系统处于工况iii时，将一次侧逆变器及二次侧整流器的zvs相角指令均设置为0°；当系统处于工况i或者工况ii时，将一次侧逆变器的zvs相角指令设置为0°，根据扰动观测法不断调节二次侧整流器的zvs相角，以达到在zvs条件下系统的最优化传输效率；当系统处于工况iv或者工况v时，将二次侧整流器的zvs相角指令设置为0°，根据扰动观测法不断调节一次侧逆变器的zvs相角，以达到在zvs条件下系统的最优化传输效率。

本发明具有以下有益效果：

本发明所述的用于电动汽车无线充电系统最优效率的联合控制方法在具体操作时，通过二次侧整流器的充电电压控制环路及充电电流控制环路调节电动汽车电池的充电电压及充电电流，以满足电池的充电需求；通过实时检测一次侧逆变器直流侧输入电压v1及二次侧整流器直流侧输出电压v2，以确定一次侧和二次侧zvs相角的调节规则；通过一次侧逆变器zvs相角控制环路及二次侧整流器zvs相角控制环路分别控制一次侧逆变器的zvs相角及二次侧整流器的zvs相角，使系统工作在相应工况下损耗最低的工作点，从而在zvs条件下尽可能提高无线充电系统的传输效率；同时通过扰动观测法，实时调节一次侧和二次侧zvs相角，以自动寻找充电最优效率工作点，使得系统始终工作于效率最优状态，且电动汽车电池的充电电压环路及充电电流环路中不包含无线通信模块，尤其在复杂的电磁环境中，系统的可靠性大大提升。

附图说明

图1为本发明中串联/串联谐振的无线充电系统的结构图；

图2为本发明的控制框图；

图3为本发明中根据电压增益kcv判断系统工况的流程图；

图4为本发明中扰动观测的效率优化方法流程图；

图5a为v1＝80v，v2＝80v，i2＝4a，负载电阻rl＝20ω，耦合系数k＝0.1，系统电压增益kcv＝1，标幺化充电功率pu＝0.388时，处于工况iii时，zvs临界曲线上各工作点的损耗分布图；

图5b为v1＝80v，v2＝60v，i2＝4a，负载电阻rl＝15ω，耦合系数k＝0.1，系统电压增益kcv＝0.75，标幺化充电功率pu＝0.388时，处于工况iii时，zvs临界曲线上各工作点的损耗分布图；

图5c为v1＝60v，v2＝80v，i2＝3a，负载电阻rl＝26.7ω，耦合系数k＝0.1，系统电压增益kcv＝1.33，标幺化充电功率pu＝0.388，处于工况iii时，zvs临界曲线上各工作点的损耗分布图；

图6a为v1＝80v，v2＝30v，i2＝3a，负载电阻rl＝10ω，耦合系数k＝0.1，系统电压增益kcv＝0.375，标幺化充电功率pu＝0.291，处于工况i时，zvs临界曲线上各工作点的损耗分布图；

图6b为v1＝80v，v2＝30v，i2＝1.5a，负载电阻rl＝20ω，耦合系数k＝0.1，系统电压增益kcv＝0.375，标幺化充电功率pu＝0.146，处于工况ii时，zvs临界曲线上各工作点的损耗分布图；

图7a为v1＝40v，v2＝80v，i2＝2a，负载电阻rl＝40ω，耦合系数k＝0.1，系统电压增益kcv＝2，标幺化充电功率pu＝0.388，处于工况iv时，zvs临界曲线上各工作点的损耗分布图；

图7b为v1＝40v，v2＝80v，i2＝3a，负载电阻rl＝26.7ω，耦合系数k＝0.1，系统电压增益kcv＝2，标幺化充电功率pu＝0.583，处于工况v时，zvs临界曲线上各工作点的损耗分布图；

图8为耦合系数k＝0.2，传统的双侧移相控制方法(dpsc)与本发明的控制方法(jc-vza)系统传输效率对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参考图1，本发明所述的用于电动汽车无线充电系统最优效率的联合控制方法包括以下步骤：

1)利用充电电压控制环路及充电电流控制环路调节二次侧整流器的移相角，以控制电池的充电电压及充电电流；

具体操作过程为：充电电压环路及充电电流环路采集二次侧电动汽车电池的充电电压及充电电流信息，再将采集到的二次侧电动汽车电池的充电电压及充电电流信息分别与预设充电电压参考值及充电电流参考值进行比较，得二次侧充电电压的第一误差信号及二次侧充电电流的第一误差信号，然后将二次侧充电电压的第一误差信号及二次侧充电电流的第一误差信号分别输入到充电电压pid调节器及充电电流pid调节器中，并选择二次侧充电电压的第一误差信号对应的输出信号与二次侧充电电流的第一误差信号对应的输出信号中较小的进行限幅后作为二次侧整流器的移相角ds，利用二次侧整流器的移相角ds调节二次侧有源整流器的输出直流电压及输出直流电流，以控制二次侧电动汽车电池的充电电压及充电电流。

2)利用二次侧zvs相角控制环路调节二次侧整流器的功角，以控制二次侧整流器的zvs相角；

具体操作过程为：二次侧zvs相角控制环路根据前一时刻的二次侧整流器的移相占空比ds及功角δ计算当前二次侧整流器zvs相角的反馈信号然后将当前二次侧整流器的zvs相角的反馈信号与二次侧zvs相角的参考信号进行比较，得第二误差信号，最后将所述第二误差信号输入到pid调节器中，并将pid调节器的输出结果作为下一时刻二次侧整流器的功角δ，以调节二次侧整流器的zvs相角。

3)利用一次侧zvs相角控制环路调节一次侧逆变器的移相角，以控制一次侧逆变器的zvs相角；

具体操作过程为：一次侧zvs相角控制环路获取当前时刻一次侧逆变器zvs相角的反馈信号然后将当前时刻一次侧逆变器的zvs相角的反馈信号与一次侧zvs相角的参考信号进行比较，得第三误差信号，最后将所述第三误差信号输入到pid调节器中，并将pid调节器的输出结果作为下一时刻一次侧逆变器的移相占空比dp，以调节一次侧逆变器的zvs相角。

4)实时检测一次侧逆变器的直流侧输入电压v1及二次侧整流器的直流侧输出电压v2，再根据一次侧逆变器的直流侧输入电压v1，二次侧整流器的直流侧输出电压v2与直流侧输出电流i2确定系统当前工况，最后再通过扰动观测法调节一次侧逆变器的zvs相角及二次侧整流器的zvs相角，以自动寻找充电最优效率工作点。

具体操作过程为：

通过一次侧逆变器的控制器采样一次侧逆变器的直流侧输入电压v1及直流侧输入电流i1，通过二次侧整流器的控制器采样二次侧整流器的直流侧输出电压v2及直流侧输出电流i2，再通过通信技术，使一次侧逆变器的控制器与二次侧整流器的控制器相互交换各自采样的直流侧电压电流信息。一次侧逆变器的控制器和二次侧整流器的控制器根据一次侧逆变器直流侧输入电压v1和直流侧输入电流i1、二次侧整流器直流侧输出电压v2和直流侧输出电流i2、一次侧谐振网络的等效串联电阻r1'和二次侧谐振网络的等效串联电阻r'2，计算当前的电压增益kcv及标幺化充电功率pu，其中，当前的电压增益kcv的计算公式为：

标幺化充电功率pu的计算公式为：

其中，p2为二次侧整流器直流侧实际输出功率，p2max为二次侧整流器直流侧最大输出功率，p2max的表达式为：

一次侧谐振网络的等效串联电阻r'1和二次侧谐振网络的等效串联电阻r'2的表达式分别为：

其中，r1为一次侧谐振线圈和谐振电容的等效串联电阻，r2为二次侧谐振线圈和谐振电容的等效串联电阻，rdson1为一次侧逆变器开关管的导通电阻，rdson2为二次侧整流器开关管的导通电阻；一次侧逆变器的控制器和二次侧整流器的控制器根据电压增益kcv及标幺化充电功率pu，通过下面的逻辑规则判断系统在zvs条件下获得最小化损耗时所处的工况，即

当且时，则系统处于工况i；

当且时，则系统处于工况ii；

当时，则系统处于工况iii；

当且时，则系统处于工况iv；

当且时，则系统处于工况v。

当系统处于工况iii时，将一次侧逆变器及二次侧整流器的zvs相角指令均设置为0°；当系统处于工况i或者工况ii时，将一次侧逆变器的zvs相角指令设置为0°，根据扰动观测法不断调节二次侧整流器的zvs相角，以达到在zvs条件下系统的最优化传输效率；当系统处于工况iv或者工况v时，将二次侧整流器的zvs相角指令设置为0°，根据扰动观测法不断调节一次侧逆变器的zvs相角，以达到在zvs条件下系统的最优化传输效率。

以工况i及工况ii为例，通过扰动观测方法，不断调节二次侧整流器zvs相角寻找最优效率工作点的具体操作为：二次侧整流器的控制器根据一次侧逆变器的控制器发送过来的一次侧逆变器直流侧输入电压v1及直流侧输入电流i1信息，并根据一次侧逆变器的直流侧输入电压v1和直流侧输入电流i1信息计算直流侧输入功率p1；二次侧整流器的控制器采集二次侧整流器的直流侧输出电压v2和直流侧输出电流i2，并根据二次侧整流器的直流侧输出电压v2和直流侧输出电流i2计算输出功率p2，根据所述直流侧输入功率p1与输出功率p2计算扰动后的充电效率，当计算得到的扰动后的充电效率大于扰动前的充电效率时，则在下一个时刻增加二次侧整流zvs相角指令至当计算得到的扰动后的充电效率小于扰动前的充电效率时，则在下一个时刻减小二次侧整流zvs相角指令至当计算得到的扰动后的充电效率等于扰动前的充电效率时，则下一个时刻二次侧整流zvs相角指令保持不变；当系统处于工况iv、v时，通过扰动观测方法，不断调节一次侧逆变器zvs相角寻找最优效率工作点的具体操作与工况i及工况ii类似。

实施例一

参见图1，以500w小功率无线充电平台为例，一次侧逆变器的直流侧电压为80v，逆变器采用移相控制，将直流电压逆变为高频交流方波电压驱动发射侧谐振网络，从而产生高频电磁场，接收侧线圈感应出高频电磁场并产生高频交流电压，再经过二次侧整流器与电容滤波后，对电动汽车电池进行充电，并采用图2至图4所述的控制方法进行控制。

根据图3中所述的逻辑规则，从而确定系统当前时刻所处的工况，具体操作为：一次侧逆变器的控制器和二次侧整流器的控制器根据一次侧逆变器直流侧输入电压v1和二次侧整流器直流侧输出电压v2计算出电压增益kcv＝v2/v1；然后根据一次侧和二次侧谐振网络的等效串联电阻r'1和r'2计算和并且判断kcv与和的大小；如果kcv满足则系统处于工况iii，从而设置一次侧逆变器和二次侧整流器的zvs相角指令均为0°；如果kcv满足则系统处于工况i或ii，从而设置一次侧逆变器的zvs相角指令为0°，再根据扰动观测法不断调节二次侧整流器zvs相角，以达到在zvs条件下系统的最优化传输效率；如果kcv不满足则系统处于工况iv或v，设置二次侧整流器的zvs相角指令为0°，并根据扰动观测法不断调节一次侧逆变器zvs相角，以达到在zvs条件下系统的最优化传输效率。

参见图4，以工况i或ii为例，通过扰动观测方法，不断调节二次侧整流器zvs相角寻找最优效率工作点的具体操作为：根据直流侧输入功率p1与输出功率p2计算扰动后的充电效率，当计算得到的扰动后的充电效率大于扰动前的充电效率时，则在下一个时刻增加二次侧整流zvs相角指令至当计算得到的扰动后的充电效率小于扰动前的充电效率时，则在下一个时刻减小二次侧整流zvs相角指令至当计算得到的扰动后的充电效率等于扰动前的充电效率时，则下一个时刻二次侧整流zvs相角指令保持不变。

为了说明本发明的有效性，采用表2所示的参数对电动汽车的无线充电系统进行实验验证。

根据表2中的电路参数，在耦合系数k为0.1的情况下，设定一次侧逆变器直流侧电压与二次侧整流器直流侧电压变比分别为80v/80v、80v/60v和60v/80v，并分别设定负载电阻rl为20ω、15ω和26.7ω。因此计算出三种情况下的充电功率标幺值pu均为0.388。由表1可知，此时系统处于工况iii，即系统最小损耗工作点为点o，因此设置一次侧逆变器和二次侧整流器的zvs相角指令均为0°；三种电压增益下系统临界zvs情况下的功耗与不同的zvs相角的关系如图5a、图5b、图5c所示。图中“*”所绘连续曲线为系统功耗在不同zvs相角下的理论计算值，“o”所绘离散点为系统功耗在不同zvs相角下的实验测量值，理论计算和实验结果都表明点o为系统最小损耗工作点，验证了理论分析的正确性。从图5a、图5b、图5c中可以发现，采用本发明所述的控制方法可以直接定位出系统的最优效率工作点。

在耦合系数k为0.1的情况下，设定一次侧逆变器直流侧电压与二次侧整流器直流侧电压变比为80v/30v，分别设定负载电阻rl为10ω和20ω。因此计算出两种情况下的充电功率标幺值pu为0.291和0.146。由表1可知，此时系统分别处于工况i和工况ii，即系统最小损耗工作点分别处于点a和弧ao上一点，此时应设定并进一步通过扰动观测法，实时调节二次侧zvs相角，从而自动寻找系统的最优效率工作点。两种充电功率标幺值下，系统临界zvs情况下的功耗与不同的zvs相角的关系如图6a、图6b所示，图中“*”所绘连续曲线为系统功耗在不同zvs相角下的理论计算值，“o”所绘离散点为系统功耗在不同zvs相角下的实验测量值。在图6a中，pu＝0.291>0.281＝puc1，系统工作在工况i，由表1可知系统最小损耗工作点为点a，理论计算结果表明点a为系统的最小损耗工作点，验证了理论分析的正确性，然而实验结果是在二次侧整流器zvs相位角为37°时，系统达到最小损耗点，主要原因是由于二次侧整流器的关断损耗随着二次侧整流器zvs相位角增加而略有增加，然而通过扰动观测法，仍然可以自动寻找系统的最优效率工作点。而在图6b中，pu＝0.146<0.281＝puc1，系统工作在工况ii，由表1可知系统最小损耗工作点为弧ao上一点，理论计算和实验结果都表明弧ao上一点为系统最小损耗工作点，验证了理论分析的正确性。从图6a、图6b中可以发现，采用本发明所述的控制方法可以自动定位出系统的最优效率工作点。

在耦合系数k为0.1的情况下，设定一次侧逆变器直流侧电压与二次侧整流器直流侧电压变比为40v/80v，分别设定负载电阻rl为40ω和26.7ω。因此计算出两种情况下的充电功率标幺值pu为0.388和0.583。由表1可知，此时系统分别处于工况iv和工况v，即系统最小损耗工作点分别处于弧ob上一点和点b，此时应设定并进一步通过扰动观测法，实时调节一次侧zvs相角，从而自动寻找系统的最优效率工作点。两种充电功率标幺值下系统临界zvs情况下的功耗与不同的zvs相角的关系如图7a、图7b所示，图中“*”所绘连续曲线为系统功耗在不同zvs相角下的理论计算值，“o”所绘离散点为系统功耗在不同zvs相角下的实验测量值。在图7a中，pu＝0.388<0.5＝puc2，系统工作在工况iv，由表1可知系统最小损耗工作点为弧ob上一点，理论计算和实验结果都表明弧ob上一点为系统最小损耗工作点，验证了理论分析的正确性；而在图7b中，pu＝0.583>0.5＝puc2，系统工作在工况v，由表1可知系统最小损耗工作点在点b上，理论计算和实验结果都表明点b为系统最小损耗工作点，验证了理论分析的正确性。从图7a、图7b中可以发现，采用本发明所述的控制方法可以自动定位出系统的最优效率工作点。

综上所述，采用本发明，实现了用于无线充电系统的恒压充电/恒流充电、一次侧逆变器和二次侧整流器zvs的实现、根据工况自动寻找最优传输效率的工作点且在恒压充电/恒流充电闭环环路中不采用无线通信模块。具体表现为：1)充电电压/充电电流控制环路确保了电动汽车充电电压/充电电流的稳定；2)通过实时检测一次侧逆变器直流侧输入电压v1，二次侧整流器直流侧输出电压v2与直流侧输出电流i2，确定系统当前工况，从而确定一次侧和二次侧zvs相角的调节规则，使系统工作在最小损耗工作点，以提高无线充电系统的传输效率；3)在宽电压变比环境中可平滑地调节系统工作点至效率最优工作点，极大地降低了谐振网络的损耗，并且提高了系统的稳定性和可靠性；4)电动汽车电池的恒压充电/恒流充电的闭环控制环路中不需要通过原副边无线通信来实现，尤其在复杂的电磁环境中，系统的可靠性大大提升；5)采用图1所述的主电路和图2所述控制结构相结合的无线充电系统，极大地简化了控制系统，降低了系统的制造成本，提高了系统的可靠性和系统传输效率。

表1

表2