振荡电路以及振荡电路的驱动方法与流程

本发明涉及具有压电谐振器和放大器的振荡电路及其驱动方法。

背景技术：

近年来，在便携式电话机、可穿戴终端中，作为用于通知来电等的单元而设置有振动源。作为这种振动源，例如能够使用下述的专利文献1记载的振动装置等。专利文献1记载的振动装置是压电谐振器。在专利文献1中，公开了一种压电谐振器，其中，为了得到更大的振动，在设置有压电元件的U字型的弹性板的端部固定有配重，并利用包括配重的振动系统的谐振。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：WO2009/141970A1

技术实现要素：

发明要解决的课题

为了使便携式电话机或可穿戴终端的壳体振动而使人感知，振动的频率最好在100～300Hz左右。因此，如上所述，尝试在弹性板的顶端固定配重或者降低弹性板的弹性。

然而，在上述那样的压电谐振器中，由于个体差造成的偏差等，谐振频率有时会产生偏差。此外，上述那样的在低频率振动的压电谐振器与同样使用压电效应的时钟设备相比，谐振的Q低。因此，在构成包括该压电谐振器的振荡电路的情况下，可能不能满足振荡条件。此外，难以使其在谐振频率及其附近可靠地振荡。

本发明的目的在于，提供一种即使在使用了由于谐振的Q低而导致相位旋转量小的压电谐振器的情况下也能够在压电谐振器的机械谐振频率的附近稳定地振荡的振荡电路及其驱动方法。

用于解决课题的技术方案

根据本发明，提供一种振荡电路，其具备具有输入端和输出端的第一放大器、以及连接在所述第一放大器的所述输入端与所述输出端之间的压电谐振器，并将从所述第一放大器的输出端流向所述压电谐振器的电流反馈到所述输入端，所述振荡电路具有：交流电压波形整形电路部，对所述压电谐振器提供上升部比正弦波陡峭的交流电压波形。

在本发明涉及的振荡电路的某个特定的局面中，所述交流电压波形整形电路部是对所述压电谐振器输出大致方形波的激励用的第二放大器。在该情况下，可对压电谐振器提供上升部比正弦波陡峭的大致方形波。因此，能够更稳定地振荡。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，还具备：滤波器，使所述压电谐振器的等效电路中的流过阻尼电容的阻尼电容电流衰减，并使谐振电流通过。在该情况下，能够使流过阻尼电容的电流衰减，并通过第一放大器对谐振电流进行放大。因此，即使是因为谐振的Q低而造成相位旋转量小或者相位旋转量变动的压电谐振器，也能够更稳定地进行振荡。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，还具备：差动驱动用放大器，与所述压电谐振器连接，用于与所述激励用的所述第二放大器一起对所述压电谐振器进行差动驱动。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，与所述压电谐振器串联地设置有串联电阻，通过所述串联电阻的电压降，将流过所述压电谐振器的电流变换为电压。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，所述第一放大器由具有第一输入端、第二输入端、以及输出端的运算放大器构成，所述滤波器连接在所述第一输入端或第二输入端与所述输出端之间。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，所述滤波器具有由T型电路构成的静电电容和电阻。在该情况下，能够减小静电电容的值，因此在进行IC化时容易谋求小型化。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，所述串联电阻具有电阻值根据温度而变化的特性，是温度补偿用电阻。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，所述滤波器是截止频率根据温度而变化的具有温度补偿功能的滤波器。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，在所述第二放大器中，输入电压的阈值在输入信号的上升时和下降时不同。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，所述第一放大器的输入信号范围是第二放大器的输出振幅范围以上的范围。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，兼用所述第一放大器和所述第二放大器。在该情况下，能够减少部件件数以及简化电路结构。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，所述振荡电路是应用了文氏电桥型振荡电路的差动放大型的振荡电路，其中，作为所述放大器而包括具有第一输入端、第二输入端、以及输出端的差动放大器，所述第一输入端与所述输出端电连接，所述第二输入端与所述输出端电连接，在对所述第一输入端和所述输出端进行连接的第一反馈电路部分设置有所述压电谐振器。

关于本发明涉及的振荡电路，只要是电流反馈型即可，也可以是像考毕兹型振荡电路那样的单反馈型振荡电路。

在本发明涉及的振荡电路的另一个特定的局面中，所述交流电压波形是大致方形波。

本发明涉及的振荡电路的驱动方法是按照本发明构成的振荡电路的驱动方法，其中，对电流进行反馈，并对所述压电谐振器施加上升部比正弦波陡峭的交流电压波形。

发明效果

根据本发明涉及的振荡电路及其驱动方法，即使在使用了相位旋转量小或者容易产生由相位旋转量的频率造成的偏差的压电谐振器的情况下，也能够稳定地振荡。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式涉及的振荡电路的电路图。

图2是示出本发明的第一实施方式涉及的振荡电路的具体的电路例的电路图。

图3是用于对包括使用了压电陶瓷的压电谐振器的串联谐振的等效电路进行说明的图。

图4是示出阻尼电容电流I_C0的电流波形的图。

图5是示出一次谐振电流I_1st的电流波形的图。

图6是示出流过图3所示的等效电路的I_total的电流波形的图。

图7是示出在电流放大器串联连接有低通滤波器的电路的示意性的电路图。

图8是示出本发明的第二实施方式涉及的振荡电路的具体的结构的电路图。

图9是本发明的第三实施方式涉及的振荡电路的电路图。

图10是示出本发明的第三实施方式涉及的振荡电路的更具体的电路例的电路图。

图11是本发明的第四实施方式涉及的振荡电路的电路图。

图12是示出本发明的第四实施方式的振荡电路的更具体的结构的电路图。

图13是示出以往的用正弦波驱动的情况下的电压波形和电流波形的图。

图14是示出本发明的第四实施方式中的交流电压波形和电流波形的图。

图15是本发明的第五实施方式涉及的振荡电路的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的具体的实施方式进行说明，从而明确本发明。

另外，需要指出，本说明书记载的各实施方式是例示性的，能够在不同的实施方式之间进行结构的部分置换或组合。

在使用了压电振子的谐振型的振动装置(以下，称为压电谐振器)中，存在由个体差造成的谐振频率的偏差。除此之外，由于温度特性、安装的框体的设置状态，例如，由于手持便携式电话机、可穿戴终端的情况、将便携式电话机、可穿戴终端放置在桌子上等情况等包括框体的振动系统整体的变化，谐振频率有时会变动。因此，为了能够用这种压电振子始终得到高的振动性能，最好用在谐振频率附近振荡的振荡电路进行驱动。但是，这种压电谐振器的相位旋转量的个体偏差也较大，此外，旋转量本身也小。进而，伴随着温度特性、框体的设置状态等包括框体等的振动系统整体的变化，相位旋转量也会变化。因此，在以往的振荡电路中，有时难以使压电振子可靠地振荡。本申请的发明人为了解决这样的问题而完成了本发明的振荡电路。

图1是本发明的第一实施方式涉及的振荡电路的电路图，图2是示出其具体的电路例的电路图。

振荡电路1具有作为电流放大器的第一放大器2。第一放大器2由运算放大器构成。此外，在本实施方式中，在该第一放大器2连接有后面说明的低通滤波器。

在第一放大器2的输入端与输出端之间连接有使用了压电陶瓷的压电谐振器3。像后面说明的那样，压电谐振器3利用一次谐振。另外，不限于一次谐振，也可以使用二次谐振、三次谐振等。利用了压电陶瓷的压电谐振器3的相位旋转量小，此外，相位旋转量、谐振频率的个体差也大。此外，谐振频率、相位旋转量还容易根据设置状况而变动。

在上述第一放大器2的输出端与压电谐振器3的输入侧之间连接有激励用的第二放大器4。在本实施方式中，为了进行差动驱动，在压电谐振器3的输入端与输出端之间连接有反转放大器5。

上述第二放大器4和反转放大器5输出用于驱动压电谐振器3的大致方形波。因此，第二放大器4和反转放大器5构成本发明中的交流电压波形成形电路。另外，所谓“大致方形波”，不仅包括方形波，还包括上升部和下降部比方形波平缓的波。在大致方形波中，即使在上升部和下降部比方形波平缓的情况下，与正弦波相比，上升部和下降部仍陡峭。使用第二放大器4和差动驱动用的反转放大器5，使得对压电谐振器3提供大致方形波，即，上升部比正弦波陡峭的波形。此外，因为在振荡电路1中使用了上述差动驱动用的反转放大器5，所以能够使施加在压电谐振器3的电压的振幅为两倍。因此，能够进一步提高压电谐振器3的振动性能。另外，也可以代替反转放大器5而使用非反转型的放大器和连接在其输入侧或输出侧的反转电路的组合。

图2示出图1的振荡电路的具体的电路结构。如图2所示，在本实施方式中，第一放大器2具有第一输入端、第二输入端、以及输出端。在第一输入端与输出端之间，连接有低通滤波器6。低通滤波器6具有电容器C1和电阻R1～R3。电阻R1与电阻R2串联连接，并且与上述电容器C1并联连接。在电阻R1与电阻R2之间的连接点和基准电位之间连接有电阻R3。因此，由电阻R1～R3构成T型的电路。在该情况下，能够减小电容器C1的电容。因此，能够谋求低通滤波器的小型化。另外，低通滤波器不限于电容器与电阻的组合。例如，也可以代替电阻而使用电感器，还可以使用有源滤波器。此外，也可以将压电谐振器3视为静电电容，并与其串联或并联地连接C、L等，从而使其具有作为滤波器的功能。

低通滤波器6构成为，使后面说明的压电谐振器3的阻尼电容电流I_C0衰减，并使一次谐振电流I_1st通过。另外，虽然在本实施方式中利用了压电谐振器3的一次谐振，但是也可以利用二次谐振、三次谐振。在该情况下，只要作为滤波器而使用阻隔一次谐振电流并使二次谐振电流、三次谐振电流通过的滤波器即可。因此，使谐振电流通过的滤波器不限定于低通滤波器，也可以是高通滤波器或带通滤波器。

因此，从第一放大器2的输出端对第二放大器4提供一次谐振电流I_1st。阻尼电容电流I_C0的大部分不提供给第二放大器4。第二放大器4没有特别限定，在本实施方式中，具有将FET7和FET8互补连接的电路结构。

另外，对压电振动装置施加电压的放大器也可以追加限制电流值的功能，使得开关时的贯通电流不会增大。作为实现电流限制功能的单元，可以是在电源与GND之间流过贯通电流的路径中与放大电路串联连接的电阻、电感。或者，也可以利用恒流源等进行电流限制。此外，也可以使用这些以外的单元。

第二放大器4输出前述的大致方形波。该第二放大器4的输出端与压电谐振器3连接。压电谐振器3的输出端经由电阻R4连接到第一放大器2的第一输入端。此外，压电谐振器3的输出端经由电阻Rs和电阻R6连接到第一放大器2的第二输入端。

在压电谐振器3连接有电阻R7。该电阻R7为了保护其它电路部分不受压电谐振器3的影响而设置。在压电谐振器3中，有时会产生不希望的电动势。为了谋求保护电路不受该电动势的影响，电阻R7并联连接于压电谐振器3。用于进行保护的电路不限于此，例如也可以在压电振动装置的两端，在对GND之间插入电阻。也可以代替该电阻而插入齐纳二极管等二极管。此外，在未对压电振动板施加电压而使振动装置停止时，也可以使用将压电振动板的输入端和输出端的电位连接到同电位等其它的方法。

另外，与第二放大器4同样地，差动放大用的反转放大器5通过将两个FET9和FET10进行互补连接而构成。

另外，第二放大器4和反转放大器5的结构没有特别限定。

电阻R8和电阻R9进行串联连接。电阻R8与电阻R9之间的连接点经由电阻R5连接到第一放大器2的第二输入端。该电阻R8和电阻R9通过电阻分割来提供基准电位。另外，作为基准电位的生成方法，不限定于此，例如也可以使用LDO、电压跟随器电路等。

如上所述，在振荡电路1中，通过第二放大器4和反转放大器5对压电谐振器3提供大致方形波电压。此外，通过与上述第一放大器2连接的低通滤波器6使以下说明的阻尼电容电流I_C0衰减。因此，即使在压电谐振器3的相位旋转量小的情况、由于压电谐振器3的个体差导致相位旋转量产生偏差的情况下，进而，即使在谐振频率、相位旋转量根据具备振荡电路1的装置的设置状况而变动的情况下，也能够稳定地振荡。参照图3～图6对此进行说明。

图3是示出压电谐振器3的等效电路的图。在压电谐振器3中，串联谐振电路部分与阻尼电容Co并联连接。另外，虽然除了一次谐振以外还会产生二次、三次等高次的谐振，但省略高次的谐振而进行说明。在一次串联谐振电路部分中，串联连接有电感La、电阻Ra以及电容Ca。

在压电谐振器中，Q小，相位旋转量小。在该情况下，在流过压电振动装置的电流中，阻尼电容电流I_co是支配性的，一次谐振电流I_1st容易埋没在阻尼电容电流I_co中，因此振动装置的谐振特性难以表现在阻抗的频率特性中。因此，多数情况下谐振频率偏离阻抗的极小值、阻抗极小值偏离谐振频率。此外，在一般的振荡电路中，在谐振频率下难以使其稳定地振荡。

参照图4～图6，对提取一次谐振电流I_1st并除去阻尼电容电流I_C0的意义进行说明。图4～6是示出对压电谐振器3的等效电路施加了大致方形波时的各处的电流波形的图。图4是示出阻尼电容电流I_C0的电流波形的图，图5是示出一次谐振电流I_1st的电流波形的图，图6是示出图3的电流I_total的电流波形的图。该电流I_total是上述一次谐振电流I_1st与阻尼电容电流I_C0之和。另外，阻尼电容电流I_co的波形表示为，纵轴被放大，且最大振幅部分被削去。此外，一次谐振电流I_1st在谐振频率与施加电压的相位差为零。

第二放大器4和反转放大器5对压电谐振器3提供大致方形波的驱动电压。大致方形波是上升部比正弦波陡峭的交流电压波形。因此，在振荡电路1中，通过大致方形波驱动，首先对阻尼电容Co进行充电，在对阻尼电容Co结束充电之后，只流过一次谐振电流I_1st。因此，能够对阻尼电容电流I_C0和一次谐振电流I_1st进行时间分离。因此，在图1中，对第一放大器2的输入端提供对阻尼电容电流I_C0和一次谐振电流I_1st进行了时间分离的波形。

由图4可知，阻尼电容电流I_C0仅在电压的上升时和下降时成为尖峰状的形状出现。

另一方面，一次谐振电流I_1st具有大致正弦波的形状。不过，在谐振频率以外，与谐振频率相比，串联谐振电路的阻抗升高，因此振幅不会增大。此外，相位旋转量也不为零。

如图6所示，若测定压电谐振器的实际的电流波形，则成为I_total那样。即，成为在阻尼电容电流I_C0叠加了一次谐振电流I_1st的波形。

另一方面，由图4和图5可知，阻尼电容电流I_C0对阻尼电容的充电时间比一次谐振电流I_1st的周期短。因此，通过使用阻隔阻尼电容电流I_C0并使一次谐振电流I_1st通过的低通滤波器6，从而能够提取一次谐振电流I_1st。因此，在振荡电路1中，能够通过上述低通滤波器6仅提取一次谐振电流I_1st并提供给第二放大器4和反转放大器5。

另外，最好使第一放大器2的相位旋转量与第二放大器4的相位旋转量之和为360°×n(n是包含0的整数)。只要满足该条件，第一放大器2的相位旋转量和第二放大器4的相位旋转量就没有特别限定。

此外，虽然在本实施方式中，将低通滤波器6与第一放大器2一体化，但是也可以如图7所示，将低通滤波器6串联连接于第一放大器2。进而，低通滤波器与第一放大器2的位置也可以反过来。

关于图1中的电流计测部A，通过插入图2的串联电阻Rs，从而实际上变换为电压进行测定。通过该串联电阻Rs的电压降，将流过压电谐振器的电流变换为电压。也可以代替于此，使用电流镜来导出电流。进而，也可以代替串联电阻Rs而使用变压器来导出电流波形。

在本实施方式中，在第一放大器2的输入连接于第二放大器4和反转放大器5的输出的状态下，读取串联电阻Rs的两端的电位差。因此，每当第二放大器4和反转放大器5进行开关时，第一放大器2的输入都会大幅变动为基准电位VDD和接地电位GND附近。因此，在第一放大器2的输入范围比第二放大器4和反转放大器5的输出范围窄的情况下，有可能不能准确地读取串联电阻Rs的两端的电位差。因此，优选第一放大器2的输入范围比第二放大器4和反转放大器5的输出范围宽。

相反，在第一放大器2的输入范围相对窄的情况下，最好缩小串联电阻Rs的两端的电压振幅范围。

上述串联电阻Rs优选为电阻值根据温度而变化的温度补偿用电阻。作为这样的电阻，能够举出NPC热敏电阻、多晶硅电阻等。能够利用电阻值根据温度而变化的特性进行温度补偿，以便抑制压电谐振器的驱动频率偏离机械谐振频率。由此，能够得到更稳定的振荡状态。

此外，在上述低通滤波器6、代替低通滤波器6的高通滤波器、带通滤波器中，最好也使用滤波器特性根据温度而变化的、具有温度补偿功能的滤波器。例如，在低通滤波器、高通滤波器中，最好使用截止频率根据温度而变化的低通滤波器、高通滤波器。

进而，优选地，在第二放大器4中，输入电压的阈值最好在输入信号的上升时和下降时不同。在使用了压电谐振器的电路中，在振荡上升时，电流振幅小，且振幅逐渐增大。因此，在振荡开始时，反馈信号的振幅小，有时不能可靠地对第二放大器4进行开关。与此相对地，通过降低第二放大器4的上升时的阈值，并将下降时的阈值设定得高，从而即使通过小振幅的反馈信号也能够可靠地对第二放大器4进行开关。因此，优选输入电压的阈值在输入信号的上升时和下降时不同，更优选上升时的输入电压的阈值相对低。

另外，关于使上述第二放大器4的输入信号的阈值变化的方法，没有特别限定。例如，在图2中，通过调整与第二放大器4连接的电阻Rd的值，从而能够使上述阈值变化。

图8是示出本发明的第二实施方式涉及的振荡电路的具体的电路结构的图。在第二实施方式的振荡电路21中，运算放大器2A兼用作第一放大器2和输出大致方形波的第二放大器4。像这样，也可以兼用第一放大器2和第二放大器4。

此外，低通滤波器6A与运算放大器2A连接。低通滤波器6A具有电阻R11和并联连接于电阻R11的电容C2。像这样，低通滤波器的电路结构也能够进行各种变形。

关于其它方面，振荡电路21与图2所示的振荡电路1相同。因此，对于对应的部分，标注相同的附图标记并省略其说明。

图9是本发明的第三实施方式涉及的振荡电路的电路图，图10是示出其具体的电路结构的电路图。

在第三实施方式涉及的振荡电路31中，在第一放大器2与压电谐振器3的输入侧之间连接有第二放大器4。即，不具备在第一实施方式中使用的差动驱动用的反转放大器5。关于其它结构，第三振荡电路31与第一实施方式的振荡电路1、第二实施方式的振荡电路21大致相同。

因此，在图10所示的具体的电路结构中，对相同部分标注相同的附图标记，并省略其说明。另外，虽然压电谐振器3的一端经由电流计测部A连接到GND，但是连接目的地的电位不限于GND。最好设定为不对压电谐振器3施加DC偏压。

在第三实施方式的振荡电路31中，也在第一放大器2连接有与第二实施方式相同的低通滤波器6A并一体化。因此，在向输出大致方形波的第一放大器2输入信号之前，对阻尼电容电流I_C0和一次谐振电流I_1st进行时间分离，并通过上述低通滤波器6A使阻尼电容电流I_C0衰减，并将一次谐振电流I_1st提供给第二放大器4。因此，在本实施方式中，即使压电振动装置3的相位旋转量小、相位旋转量产生偏差，也能够稳定地振荡。

也可以像振荡电路31那样构成不是差动输出的单输出型的振荡电路。

如上所述，在第一～第三实施方式的振荡电路1、21、31中，使用了使用压电陶瓷的压电谐振器3。压电谐振器3的Q值不是很高，相位旋转量小，或者相位旋转量会产生偏差，即使在使用这种压电谐振器3的情况下，也能够使振荡频率与机械谐振频率大致一致。因此，能够稳定地振荡。

图11是本发明的第四实施方式涉及的振荡电路的电路图，图12是示出其具体的电路结构的电路图。本实施方式的振荡电路51是应用了文氏电桥型振荡电路的差动放大型的振荡电路。

振荡电路51作为第一放大器具有差动放大器52。差动放大器52具有第一输入端52a、第二输入端52b以及输出端52c。在输出端52c与第一输入端52a之间连接有压电谐振器53。另一方面，在输出端52c与第二输入端52b之间连接有负反馈电路55。

压电谐振器53具有像在专利文献1记载的那样的构造。压电谐振器53具备未图示的U字型的弹性板、没置在弹性板的压电元件、以及设置在弹性板的顶端部的配重。如前所述，为使其在低频下振动，在弹性板的顶端附上配重，或者选择用于增大位移量的弹性板和压电陶瓷的材料，因此Q值较低。因此，在压电谐振器53中，相位旋转量小。此外，该相位旋转量取决于压电谐振器53的个体差、其设置状态。

本实施方式的振荡电路51的特征在于，设置有对电谐振器53供给交流电压波形的交流电压波形整形电路部4，该电压波形的上升部比正弦波陡峭。参照图12～图14对此进行更具体的说明。

图12是示出上述振荡电路1的更具体的电路结构的电路图。

作为基准电压对振荡电路51提供(1/2)Vdd的电压。在本实施方式中，电阻R3、R4的值设为1Ω和560Ω。

在振荡电路51中，在对差动放大器52的第一输入端52a和输出端52c进行连接的第一反馈电路部A中，电阻R5串联连接于压电谐振器53。通过R5也能够调整第一反馈电路部A的反馈值。

另一方面，在对差动放大器52的第二输入端52b与输出端52c进行连接的第二反馈电路部B连接有作为负反馈电路55的电阻R_o。

在振荡电路51中，例如通过560Ω的电阻R4来反馈流过压电谐振器53的电流，并根据该反馈电流的相位变化决定振荡频率。

因此，通过调整上述电阻R4的值，从而能够使电流反馈值变化。由此，能够决定环路增益，使得稳定地振荡。

可是，在这种振荡电路中，为了驱动压电谐振器53，通常作为交流波形而使用接近正弦波的波形。一般地，压电谐振器在谐振频率与反谐振频率之间，与除此以外的频率相比表现出接近电感性的电特性。因此，电流比电压滞后。与此相对地，在除此以外的频率区域，表现出电容性，如图13所示，电流比电压超前。在该电容性与电感性之间存在电压与电流的相位差为零的频率，在Q值高的压电谐振器中，机械谐振频率与相位差为零的频率大致一致。使用该性质，在一般的振荡电路中，使压电谐振器在谐振频率附近振荡。

在谐振的Q值低的压电谐振器中，在谐振频率附近，与其它频率相比，相位也滞后。在谐振频率附近，其相位旋转量取决于压电谐振器的Q值。因此，在Q值低的谐振器中，有时相位为零的频率与谐振频率的偏差会增大，或者在Q值特别低的谐振器中，甚至相位旋转根本就达不到零。因此，在压电谐振器的相位的旋转量小或者产生偏差的情况下，在利用了正弦波的振荡电路中，难以使压电谐振器在谐振频率附近稳定地振荡。

与此相对地，在本实施方式中，设置有在图11中示意性地示出的交流电压波形整形电路部54。交流电压波形整形电路部54对图14中用虚线示出的交流电压波形C进行整形。如图14所示，交流电压波形C是大致方形波。即，使用了上升部比正弦波陡峭的交流电压波形C。在该情况下，交流电压波形会瞬间上升，因此阻尼电容电流Ic_o波形也大致同时上升，并在短时间内衰减。另一方面，流过串联谐振电路的一次谐振电流I_1st不依赖于压电谐振器的相位旋转量，是大致接近正弦波的波形，并且在谐振频率与电压波形是相同的相位。这样，能够对阻尼电容电流Ic_o和流过串联谐振电路的一次谐振电流I_1st进行时间分离。通过该时间分离，提取一次谐振电流I_1st，并使用一次谐振电流I_1st在谐振频率相位旋转量为零的性质，则能够与压电谐振器53本身的相位旋转量无关地使振荡电路51稳定地振荡。因此，即使在使用相位旋转量小或者容易产生相位旋转量的偏差的压电谐振器53的情况下，也能够稳定地振荡。

另外，关于上述交流电压波形整形电路部54的具体的结构，没有特别限定。例如，提高差动放大器2的放大率，由此使正弦波的斜率陡峭。此外，通过使超过±(1/2)Vdd的电压波形部分为±(1/2)Vdd，从而能够对大致方形波的上下的电压一定的部分进行整形。此外，也可以使用齐纳二极管等的限幅效应。

在图14用单点划线示出这样得到的交流电压波形。在该交流电压波形D中，上升部和下降部比方形波稍缓，但是比正弦波陡峭。而且，在该情况下，电压波形和阻尼电容电流波形也会大致同时上升，并在短时间内衰减，因此能够对阻尼电容电流I_co和流过串联谐振电路的一次谐振电流I_1st进行时间分离。因此，在像这样使用了上升部比正弦波陡峭的交流电压波形D的情况下，也与上述实施方式同样地，能够稳定地振荡。

另外，本发明涉及的振荡电路不限于上述差动放大型的振荡电路，也可以是考毕兹型振荡电路那样的单反馈电路型。

图15是示出作为单反馈电路型的振荡电路的本发明的第五实施方式的振荡电路的图。

振荡电路61是单反馈电路型的振荡电路，具有放大器62。在对放大器62的输入端和输出端进行连接的反馈电路部中，设置有压电谐振器63，流过谐振器的电流被用作反馈量。与在第四实施方式中说明的压电谐振器53同样地，压电谐振器63的相位旋转量小。

此外，在本实施方式中，也具备交流电压波形整形电路部54。交流电压波形整形电路部54对压电谐振器63提供上升部比正弦波陡峭的交流电压波形。该交流电压波形整形电路部54能够像第四实施方式那样通过提高放大率或者各种方法构成。

在本实施方式中，也对压电谐振器53提供比正弦波陡峭的交流电压波形，并对流过压电谐振器53的电流进行反馈，因此即使在压电谐振器53的相位旋转量小的情况下，也能够稳定地振荡。

附图标记说明

1、21、31：振荡电路；

2、2A：放大器；

3：压电谐振器；

4：放大器；

5：反转放大器；

6、6A：低通滤波器；

7、8、9、10：FET；

42：第一反馈电路部；

43：第二反馈电路部；

51：振荡电路；

52：差动放大器；

52a：第一输入端；

52b：第二输入端；

52c：输出端；

53：压电谐振器；

54：交流电压波形整形电路部；

55：负反馈电路；

61：振荡电路；

62：放大器；

63：压电谐振器；

Ro、R1～R10、R43～R46：电阻。