专利名称：角度检测传感器的补偿值计算方法以及使用其的角度检测传感器的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用由GMR元件所代表的磁阻效应元件而检测出的旋转角度的补偿方法以及具备该方法的角度传感器，特别是，涉及即使在由磁阻效应元件输出的信号间含有相位误差和应变误差等的误差信号的情况下，也能够提高所检测的输出角度的检测精度的角度检测传感器的补偿值计算方法以及使用其的角度检测传感器。
背景技术：
汽车的方向盘等的输出角度的检测，是利用与转向轴等旋转构件同步旋转的轮盘和角度检测传感器等而进行。在所述角度检测传感器的传感器部，采用感知磁而输出输出信号的磁阻效应元件，作为使用这样的磁阻效应元件的现有技术文献，有例如以下的专利文献1、2、3以及4等。
图16是表示角度检测传感器100的结构的平面图，角度检测传感器100设有相对于所述旋转中心O旋转的转盘102以及其内部的组件101。
在所述组件101的内部相对于所述旋转中心O而对称的位置(在旋转中心O的周向互相错开90°的位置)，分别设有4个芯片基板(晶片)K1、K2、K3、K4。在一个芯片基板上，各设置两个作为以由交换偏置层(反强磁性体层)、固定层(销固定层)、非磁性层、自由层(自由磁性层)层叠而成的构造为基本的磁阻效应元件的GMR元件(分别表示为G1～G8)。
即，在所述芯片基板K1上设置GMR元件G1和G2，在芯片基板K2上设置GMR元件G3和G4，在芯片基板K3上设置GMR元件G5和G6，在芯片基板K4上设置GMR元件G7和G8。载置于各芯片基板K1～K4的各GMR元件G1～G8，在GMR元件G1和GMR元件G4串联连接并且GMR元件G3和GMR元件G2串联连接的状态下，将两者并联连接而构成第一桥式电路。同样，在GMR元件G5和GMR元件G8串联连接并且GMR元件G7和GMR元件G6串联连接的状态下，将两者并联连接而构成第二桥式电路(参照图16)。
所述磁铁M1和M2，被固定于所述转盘102的内面。以一个磁铁M1其N极向着旋转中心O且另一个磁铁M2其S极向着旋转中心O的状态而被固定，在所述磁铁M1和磁铁M2之间产生一定的外部磁场H。
作为被检测物的旋转构件进行旋转，而使所述转盘102旋转，则所述磁铁M1、M2在组件101的周向旋转。此时，各GMR元件G1～G8的自由层的磁化方向随着所述外部磁场H而变化。由此，因为所述各GMR元件G1～G8的阻抗值，根据所述自由层的磁化方向和所述固定层的磁化方向所成的角度而变化，所以从所述第一桥式电路输出+sin信号和-sin信号，同时从所述第二桥式电路输出从来自第一桥式电路的±sin信号相位错开90°的+cos信号和-cos信号。
控制部，在这四个信号中，通过差动放大所述+sin信号和-sin信号而生成SIN信号(正弦波信号)，并且通过差动放大所述+cos信号和-cos信号而生成COS信号(余弦波信号)。接下来，所述控制部由所述SIN信号(正弦波信号)和COS信号(余弦波信号)而计算正切值(tan)，并通过求算反正切值(arctan)，而能够检测所述旋转构件的输出角度。
〔专利文献1〕特开2002-303536号公报。
〔专利文献2〕特开2000-35470号公报。
〔专利文献3〕特开2003-106866号公报。
〔专利文献4〕特开2003-66127号公报。
在所述角度检测传感器100中，为了高精度地检测旋转构件的旋转角，需要高精度地保持所述正弦波信号和余弦波信号之间的相位差90°。于是，为此设于同一芯片基板上的两个GMR元件的所述固定层的磁化方向(磁化的朝向)h以同一方向制造，因此例如将芯片基板K1的磁化方向h设为+Y方向，则需要在相邻的芯片基板间，所述磁化方向h相互以高精度的90°间隔错开而安装，使芯片基板K2的磁化方向h为-Y方向，芯片基板K3的磁化方向h为+X方向，芯片基板K4的磁化方向h为-X方向。
可是，因为GMR元件G1～G8的固定层的磁化方向h不能够通过目视而确认，所以很难将各芯片基板K1～K4以所述磁化方向精确地错开90°而安装在组件上，在不能正确地设定所述90°的情况下，存在相位误差α作为90°±α而产生，且不能够高精度地检测所述旋转构件的旋转角(输出角度)的问题。
另外，在各芯片基板被高精度地切分，且GMR元件G1～G8的磁化方向h相对于芯片基板的一边高精度地平行而形成的情况下，虽然能够通过利用例如图像识别装置等的补偿安装角度的装置，而在组件上将芯片基板彼此以90°安装，从而将所述磁化方向h正确地错开90°，但是在这种情况下存在所述芯片基板的制造成本容易上升，安装时的组装工序变得复杂，组装时间和组装成本增大的问题。
另一方面，在所述角度检测传感器100中，较为理想的是输出角度φ与所述转盘102旋转的输入角度(磁铁旋转角度)θ精确地成比例而输出，但是实际输出角度φ在以一次函数变化的直线上出现正弦波状的信号重叠的应变误差，所述输出角度φ并不精确地与所述输入角度θ形成比例(参照图6)。
这种应变误差的产生原因，是由所述GMR元件特有的阻抗值应变而引起为大家所知，若在作为所述角度检测传感器100的输出的所述四个信号波形中分别产生这种应变误差，则在所述SIN信号和COS信号中也会产生应变误差，并且因为在所述正切值(tan)和反正切值(arctan)的计算中也受所述应变误差的影响，所以存在不能提高从角度检测传感器检测出的输出角度φ的精度的问题。
若所述相位误差α和应变误差β能够以给定的函数近似，且能够利用该近似函数对从所述角度检测传感器100输出的输出角度φ逐角度地进行补偿，则能够大幅度地提高所述角度输出的精度。但是，不能够容易地计算出构成给定函数的补偿系数，在上述专利文献1、2、3和4中也没有关于得到补偿系数的方法的记载。
本发明旨在解决上述现有的课题，目的在于提供一种预先补偿角度检测传感器的输出中所包含的相位误差及/或应变误差等误差信号的补偿值的计算方法。
另外，本发明的目的在于提供一种，通过使用利用所述补偿值计算方法而计算出的补偿值而补偿误差信号，从而提高输出角度的检测精度的角度检测传感器。
发明内容
本发明是一种角度检测传感器的补偿值计算方法，该角度检测传感器具有传感器模块，其根据施加于被测定物的旋转而产生旋转磁场，并且感知所述旋转磁场而输出对应于所述旋转的输入角度的多个输出信号；信号变换部，其从所述多个输出信号变换成具有给定相位差的两种信号；信号调整部，其调整所述两种信号的偏移和增益；运算部，其根据所述调整后的两种信号，将所述被测定物的旋转角度作为补偿前的输出角度而进行计算；存储器，其预先存储补偿所述补偿前的输出角度中所包含的总误差信号的补偿值；补偿部，其通过从所述补偿前的输出角度中所包含的总误差信号中除去所述补偿值而计算所述被测定物的输出角度，具有第一步骤，从所述多个输出信号中生成具有给定相位差的两种信号；第二步骤，根据所述两种信号而将所述被测定物的旋转角度作为补偿前的输出角度而进行计算；第三步骤，在从所述补偿前的输出角度中所包含的总误差信号中，逐个除去周期相同振幅不同的多个候补信号时，将以除去后的信号中所包含的残差能量为最小的候补信号作为所述补偿值而抽出。
在本发明中，能够计算出用于补偿所述补偿前的输出角度中所包含的总误差信号的最佳补偿值。
在上述中，在将所述输出角度设为θ，将所述补偿前的输出角度中所包含的总误差信号设为Δφ，将所述补偿值设为Sn(n为α、β或γ)，并将从所述总误差信号Δφ中除去所述补偿值Sn后的信号中所包含的成分设为e(＝Δφ-Sn)时，所述残差能量E由下式4所算出。
(式4)E=∫02πe2dθ]]>上述方法，通过采用一般化调和分析(GHAGeneralized HarmonicAnalysis)而发现近似于误差信号的补偿值(函数)，由此能够求出最佳的补偿值。
例如，将所述两种信号间所产生的相位差，在给定的相位差90°上加上相位误差±α后成为90°±α时的补偿值设为Sα时，所述补偿值Sα近似由下式5所示。
(式5)Sα=α2{1+COS2φα}]]>其中，φα=arctan{sin(θ+α)cosθ}]]>在上述方法中能够预先计算出除去由两种信号之间所产生的相位误差α所引起的检测相位误差Δφα的相位补偿值Sα。
或者，将对于因所述传感器部所具有的阻抗值应变而产生的应变误差β的补偿值设为Sβ时，所述补偿值Sβ可以近似由下式6所示。
(式6)Sβ＝-β·sin4φβ其中，φβ=arctan{sinθcosθ}]]>在上述方法中，能够预先计算出除去由GMR元件所具有的固有应变误差β所引起的检测应变误差φβ的应变补偿值Sβ。
或者，将对于具有振幅γ的增益误差的补偿值设为Sγ时，所述补偿值Sγ可近似由Sγ＝γsin2θ表示。
在上述方法中，能够预先计算出除去由放大误差γ所引起的增益误差信号Δφγ的增益补偿值Sγ。
另外，本发明的角度检测传感器的特征在于，利用所述任一项所记述的补偿值计算方法所计算出的所述补偿值，被存入到所述存储器部，并以从所述存储器读取的补偿值对所述被测定物的输出角度进行补偿。
在本发明中，通过从由运算部计算出的补偿前的输出角度中除去预先计算出的补偿值，而能够实质地除去由有所述补偿前的输出角度中所述包含的相位误差和应变误差等形成的误差信号。为此，能够提高来自角度检测传感器所检测的输出角度的精度。
在上述中，优选在所述存储器中，存入所述补偿值Sα、Sβ以及Sγ中的至少一个以上的补偿值。
在上述方法中，因为能够除去所述补偿前的输出角度中所包含的总误差信号中所包含的检测相位误差Δφα、检测应变误差Δφβ、以及增益误差信号Δφγ的一部分或者全部，所以能够进一步提高角度检测传感器的检测精度。
在上述中，所述传感器模块优选为由磁阻效应元件形成的两组的桥式电路。
在上述方法中，通过使用磁阻效应元件，能够小型化。并通过使用桥式电路，能够提供高可靠性的传感器。
所述两种信号是SIN信号和COS信号，优选为在所述运算部从所述SIN信号和所述COS信号计算出正切值后，通过求出反正切值，将所述被测定物的旋转角度作为补偿前的输出角度而计算。
在上述步骤，能够确实地求出所述被测定物的旋转角度。
另外所述信号调整部、所述运算部、以及所述补偿部优选为由一个运算处理模块形成。
在上述装置中，能够在所述控制部的管理下集中处理，并能够小型集约化角度传感器的结构。
在本发明的角度检测传感器的补偿值的计算方法中，能够预先计算出对补偿前的输出角度中所含的相位误差和应变误差等的误差信号进行补偿的补偿值。
因为使用预先算出的误差信号，能够除去补偿前的输出角度中所含的相位误差和应变误差等的误差信号，所以能够提高角度检测传感器的角度输出的精度。
图1是表示本发明的角度检测传感器的结构的结构图。
图2是表示理性情况下从两组的桥式电路输出的四个信号的关系的波形图。
图3是表示在作为桥式电路的输出的SIN信号和COS信号之间包含相位误差时的波形图。
图4是将ATAN处理后的补偿前的输出角度φα作为连续的函数而表示的波形图。
图5是表示将补偿前的输出角度φα和输入角度θ的差作为检测相位误差Δφα(＝φα-θ)而表示的波形图。
图6是表示包含基于阻抗值应变而产生的应变误差时的补偿前的角度φβ的波形图。
图7是表示检测应变误差Δφβ(＝φβ-θ)的波形图。
图8是表示总误差信号Δφ(＝Δφα+Δφβ)的一例的波形图。
图9是表示补偿前的输出角度φ中所包含的总误差信号Δφ的另一例的波形图。
图10是表示相位补偿值Sα与其候补信号的波形图。
图11是相位补偿后的误差信号Δφ-α(＝Δφ-Sα)的波形图。
图12是表示应变补偿值Sβ及其候补信号的波形图。
图13是相位补偿以及应变补偿后的误差信号Δφ-α-β(＝Δφ-α-Sβ)的波形图。
图14是表示增益补偿值Sγ及其候补信号的波形图。
图15是表示相位、应变以及增益补偿后的误差信号Δφ-α-β-γ的波形图。
图16是表示角度检测传感器的结构的平面图。
图中1-传感器模块，10-信号处理模块，11-控制部，12-信号变换部，12A-第一信号变换部，12B-第二信号变换部，13-信号调整部，14-运算部，15-补偿部，16-存储器部，101-组件，102-转盘，e、e1、e2、e3-残差成分，h-固定层的磁化方向(磁化的朝向)，G1～G8-GMR元件(磁阻效应元件)，H-外部磁场，K1、K2、K3、K4-芯片基板，M1、M2-磁铁，S1-第-候补信号(用于抽出相位补偿值的信号的集合体)，S2-第二补偿信号(用于抽出应变补偿值的信号的集合体)，S3-第三补偿信号(用于抽出增益补偿值的信号的集合体)，Sα-相位补偿值，Sβ-应变补偿值，Sγ-增益补偿值，WB1-第一桥式电路，WB2-第二桥式电路，α-相位误差，β-应变误差，γ-增益误差的振幅，θ-输入角度，φ-补偿前的输出角度(运算部的输出)，φα-包含检测相位误差时的补偿前的输出角度(运算部的输出)，φβ-包含检测应变误差时的补偿前的输出角度(运算部的输出)，Δφ-总误差信号，Δφα-检测相位误差，Δφβ-应变检测误差，Δφγ-增益误差，Δφ-α-相位补偿后的误差信号，Δφ-α-β-相位补偿以及应变补偿后的误差信号，Δφ-α-β-γ-相位、应变和增益补偿后的误差信号，ΔφOUT-角度输出(角度检测传感器的输出)。
具体实施例方式
图1是表示本发明的角度检测传感器的结构的方框结构图。图2是表示从两组的桥式电路输出的四个信号的关系在理想的情况下的波形图。以下所说明的角度检测传感器，是检测例如汽车的转向轴等旋转构件的输出角度的器件。
图1所示的角度检测传感器，具有传感器模块1以及对从所述传感器模块1输出的输出信号进行处理的信号处理模块10。
所述传感器模块1的结构与在上述“背景技术”一栏中所说明的器件相同。也就是说，如图16所示，所述传感器模块1，具有相对于旋转中心O可以自由旋转而设的转盘102；和载置四个芯片基板(晶片)K1、K2、K3以及K4，且被固定于所述转盘102的内部的组件101。所述四个芯片基板K1、K2、K3以及K4，分别被设置在所述组件101内相对于所述旋转中心O而对称的位置，即在旋转中心的周向以90°间隔互相错开的位置。
在一个芯片基板上，设置各两个以由交换偏置层(反强磁性体层)、固定层(柱销挡止层)、非磁性层、自由层(自由磁性层)层叠而成的构造(未图示)为基本的磁阻效应元件的GMR元件(分别表示为G1～G8)。
因为所述芯片基板，以在一个大型基板上多个GMR元件成膜的状态而挂上外部磁场，所述固定层的磁化的朝向(磁化方向)被统一成一个方向后而分别被切分为芯片基板K1～K4，所以设于一个芯片基板上的两个GMR元件的的固定层的磁化方向相同。于是，各芯片基板K1～K4被固定于所述组件101内，使所述磁化方向在相邻的基板间具有大约90°关系。另外，所述90°关系精确的为优选，但是因为由此引起的相位误差可通过后述的方式进行补偿，所以也并不需要具有高精度的90°关系。
载置于所述芯片基板K1～K4的各GMR元件G1～G8，构成为由第一桥式电路WB1和第二桥式电路WB2构成的两组的桥式电路。如图1所示，第一桥式电路WB1由在被设于相对旋转中心O成为轴对称的位置(参照图16)的芯片基板K1和芯片基板K2上所载置的GMR元件G1、G2和G3、G4构成。也就是说，第一桥式电路WB1是将串联连接GMR元件G1和GMR元件G4的电路，与串联连接GMR元件G3和GMR元件G2的电路，并联连接而形成。同样，第二桥式电路WB2由在被设置于相对旋转中心O成为轴对称的位置的芯片基板K3和芯片基板K4上所载置的GMR元件G5、G6以及G7、G8构成。第二桥式电路WB2是由串联连接GMR元件G5和GMR元件G8的电路，与串联连接GMR元件G7和GMR元件G6的电路，并联连接而形成。
并且，所述并联连接的第一桥式电路WB1和第二桥式电路WB2的一个端部与电源Vcc相连接，另一端与接地GND相连接。
所述转盘102和作为被测定物的旋转构件(转向轴等)通过例如齿轮等而连接，并构成为以根据旋转构件的旋转使所述转盘102旋转。因此，若使所述旋转构件旋转，则所述转盘也旋转，因而所述磁铁M1、M2能够在所述组件101的周围转动。
此时，因为产生于所述磁铁M1、M2之间的外部磁场H，对组件101内的各GMR元件G1～G8付与旋转磁场，所以形成各GMR元件G1～G8的各自由层的磁化朝向发生变化。由此，所述各GMR元件G1～G8的阻抗值，随着所述自由层的磁化朝向和所述固定层的磁化朝向所成的角而变化。因此，从构成所述第一桥式电路WB1的GMR元件G3和GMR元件G2的连接部，与GMR元件G1和GMR元件G4的连接部，输出两个相互相位相差180°的不同的正弦波信号。同时，从构成所述第二桥式电路WB2的GMR元件G7和GMR元件G6的连接部，与GMR元件G5和GMR元件G8的连接部，输出两个相互相位相差180°的不同的正弦波信号。
但是，因为以与以旋转中心O轴对称而配置的芯片基板K1、K2，和以相同的旋转中心轴对称而配置的芯片基板K3、K4，还被配置在相对于所述旋转中心O成大致90°的不同位置上，所以设从所示第一桥路电路WB1输出的的两个信号为+sin信号，-sin信号，则从所述第一桥式电路输出的信号即为+cos信号和-cos信号(参照图2)。
如该实施方式所示，在例如所述转盘102以顺时针方向旋转时，从所述第一桥式电路WB1的GMR元件G3和GMR元件G2的连接部输出的正弦波信号设为+sin信号，则从所述GMR元件G1和GMR元件G4的连接部输出-sin信号。此时若从所述第二桥式电路WB2的所述GMR元件G7和GMR元件G6的连接部输出+cos信号，则从所述GMR元件G5和GMR元件G8的连接部输出-cos信号。
所述信号处理模块10，主要具有控制部11、信号变换部12、信号调整部13、运算部14、补偿部15、存储器部16等。
所述控制部11由CPU构成主体，并具有包括所述信号调整部13、运算部14以及补偿部15等的一系列的信号处理的功能。
所述信号变换部12具有第一信号变换部12A和第二信号变换部12B，并分别设有第一、第二差动放大器12a、12a以及A/D变换器12b、12b。在所述第一信号变换部12A中，所述差动放大器12a将从第一桥式电路WB1输出的所述两种类的+sin信号和-sin信号进行差动放大，形成由两倍的振幅构成的sin信号，接着所述A/D变换器12b将放大后的信号以所定的抽样周期变换为A/D变换后的的SIN信号(数字信号)。
同样，在所述第二信号变换部12B的差动放大器12a中，所述差动放大器12a将从第二桥式电路WB2输出的所述两种类的+cos信号和-cos信号进行差动放大，形成由两倍的振幅构成的cos信号，接着所述A/D变换器12b将放大后的信号变换为A/D变换后的的COS信号(数字信号)(第一步骤)。
在此若将例如A1、A2、B1和B2作为振幅系数，将a1、a2、b1和b2作为偏移(offset)系数，将所述+sin信号作为+A1·sinθ+a1，将所述-sin信号作为-A2·sinθ-a2，将所述+cos信号作为+B1·cosθ+b1，将所述-cos信号作为-B2·cosθ-b2而表示，则由所述第一信号变换部12A生成的所述SIN信号，成为(+A1·sinθ+a1)-(-A2·sinθ-a2)＝(A1+A2)·sinθ+(a1+a2)。同样由所述第二信号变换部12B生成的所述COS信号，成为(+B1·cosθ+b1)-(-B2·cosθ-b2)＝(B1+B2)·cosθ+(b1+b2)。
所述信号调整部13，进行所述SIN信号和所述COS信号的偏移调整和增益调整(放大调整)，并具有使两信号的振幅方向的基准(O点)和量(振幅量)一致的功能。也就是说，提及上述的例子，所谓增益调整表示使SIN信号的振幅系数(A1+A2)一致或近似于COS信号的振幅系数(B1+B2)，所谓偏移调整表示，作为a1+a2＝0和b1+b2＝0，以振幅的基准位于原点位置(0点)的方式而进行调整，从而消除由偏置电压重叠而引起的错位。
另外，这种调整，例如在(A1+A2)＝g·(B1+B2)中设定的放大系数g，进一步通过从存储器部16读取设为(a1+a2)-gs＝0以及(b1+b2)-gc＝0的偏移系数而进行。因此，此时点的SIN信号成为(A1+A2)·sinθ，COS信号与(B1+B2)·cosθ大致一致(其中，A1+A2g·(B1+B2))。
所述运算部14，安装有进行sin、cos、tan、tan-1＝arctan、sinh、cosh、exp、log等函数计算及其他计算的软件，例如利用周知的CORDIC(Coordinate Rotation Digital Computer)算法的数值计算软件，这里，具有通过将所述SIN信号除以所述COS信号而计算正切值(tan＝SIN信号/COS信号＝sinθ/cosθ)的TAN处理，以及从由所述TAN处理所求得的值中计算反正切值(arctan(sinθ/cosθ))而求出被测定物的补偿前的输出角度φ(°)的ATAN处理。
该实施方式的补偿部15，由使用与上述的运算部14相同的CORDIC算法的函数运算模块构成，并进行如后所述的运算处理。
另外，优选为由一个运算处理模块构成所述信号调整部13、所述运算部14、所述补偿部15，所述各计算能够通过使用所述一个运算处理模块而在所述控制部11的管理下集中地处理，并能够小型集约化。
在所述存储器部16中，根据由所述出厂前的检查工序所测定的数据而预先确定的所述放大系数g，所述偏移系数gs、gc，以及后述的相位补偿值Sα、应变补偿值Sβ和增益补偿值Sγ等的补偿值等，在每个角度传感器中被预先写入存储器16中。
接下来，说明上述补偿值的计算方法。
图3是表示作为桥式电路的输出的SIN信号COS信号之间包含相位误差时的波形图。
在构成设于芯片基板K1～K4的GMR元件G1至G8的所述固定层的磁化方向相邻的基板间，未能维持90°的关系的情况下，在分别从所述第一、第二信号变换部12A，12B输出的SIN信号和COS信号之间，除了原来的相位差(90°)外，还含有基于所述磁化方向的错位的相位误差。
将付与所述转盘102的旋转角度，即付与所述角度检测传感器100的输入角度设为θ，将此时的相位误差(从相位差90°的错开量)设为α(°)，且将从所述第二桥式电路WB2输出的+cos信号设为+cosθ，将-cos信号设为-cosθ。另外，这里为了说明的方便，将所述振幅系数A1、A2、B1以及B2设为A1＝A2＝B1＝B2＝1，将所述偏移系数a1、a2、b1以及b2设为a1＝a2＝b1＝b2＝0。即使如此，结果是由所述信号调整部13和TAN处理产生了同样的效果，即因为所述各系数被消去，所以没有特别的问题。
<第一步骤>
首先，在第一步骤中，计算出SIN信号和COS信号。也就是说，若以从所述第二桥式电路WB2输出的+cosθ和-cosθ为基准，则可以将从所述第一桥式电路WB1输出的+sin信号表示为+sin(θ+α)，将一sin信号表示为-sin(θ+α)。因此，从所述第一信号变换部12A输出的SIN信号成为+sin(θ+α)-(-sin(θ+α))＝2sin(θ+α)，从所述第二信号变换部12B输出的COS信号成为+cosθ-(-cosθ)＝2cosθ，若以图示之，则如图3所示(第一步骤)。另外，在图3至图8中，作为所述相位误差α的例子，表示了α＝+5°的情况。
从所述第一、第二信号变换部12A，12B输出的所述SIN信号和COS信号，在所述信号调整部13中进行偏移调整和增益(放大)调整。
<第二步骤>
在第二步骤中，计算出补偿前的输出角度φα。也就是说，通过所述运算部14的TAN处理，将正切值(tan＝SIN信号/COS信号)作为2sin(θ+α)/2cosθ＝sin(θ+α)/cosθ进行计算。此外，虽然通过ATAN处理计算反正切值(arctan)，但是包含相位差α时的所述运算部14的输出，将其作为被测定物的补偿前的输出角度φα则补偿前的输出角度φα作为φα＝arctan(sin(θ+α)/cosθ)而进行计算(第二步骤)。
图4是在包含相位误差的情况下，将ATAN处理后补偿前的输出角度φα作为连续的函数而表示的波形图。图5是将补偿前的输出角度φα和输入角度θ之间的差作为检测相位误差Δφα(＝φα-θ)而表示的波形图。
在图4中，每一旋转的输出角度θ和补偿前的输出角度φα一一对应。可是，ATAN处理后的补偿前的输出角度φα成为在作为理想输出角度的一次直线(φ＝θ)上三角函数相重叠的形状。
这里，若将通过从所述补偿前的输出角度φα减去输入角度0而检测出的相位差φα-θ作为检测相位误差Δφα而求出，则作为图5所示的正弦波状的周期函数(三角函数)而被检测出。即可知，在ATAN处理后的补偿前的输出角度φα中，包含有图5所示的正弦波状检测相位误差Δφα-(＝φα-θ)。
若对所述检测出的相位误差Δφα进行分析，则可知所述四个信号(+sin信号、-sin信号、+cos信号、-cos信号)或者所述SIN信号以及COS信号将一周期作为360°(参照图2和图3)，对此，所述检测相位误差Δφα将一周期作为180°(参照图5)。即可知，在将所述的四个信号或者所述SIN信号以及COS信号作为基本信号的情况下，所述检测相位误差Δφα，相对于该基本信号成为2倍频(1/2周期)的三角函数。
因此，检测相位误差Δφα可以近似于由以下式7所表示的三角函数。如此近似地表示检测相位误差Δφα的信号称为相位补偿值Sα。
(式7)Sα=α2{1+COS2φα}≈Δφα]]>其中，φα=arctan{sin(θ+α)cosθ}]]>另外，所述相位补偿值Sα的全幅(peak to peak)的振幅量，相当于所述相位误差的α。
接下来，对基于每个GMR元件所具有的阻抗值应变而产生的应变补偿值Sβ的计算方法进行说明。
图6是表示含有基于阻抗值所产生的应变误差时的补偿前的输出角度φβ的波形图，图7是表示检测应变误差Δφβ(＝φβ-θ)的波形图。另外，在图7中，作为检测应变误差Δφβ的例子，示出了应变误差β是β＝5度的情况。
构成所述第一桥式电路WB1和第二桥式电路WB2的各GMR元件G1～G8，各自具有固定的阻抗值应变。为此，在从所述第一、第二桥式电路WB1、WB2输出的所述四个信号中，分别包含有基于所述阻抗值应变而产生的检测应变误差Δφβ。于是，使用包含这种检测误差Δφβ的四个信号，通过与上述相同的方法，即进行TAN处理以及ATAN处理，所计算出的补偿前的输出角度φβ，被表示为在作为理想的输出角度的由点划线所示的一次直线上(φ＝θ)上，正弦波状的误差信号(应变误差)相叠加的形状(参照图6)。
这里，与上述相位误差的情况相同，若试着通过从所述补偿前的输出角度φβ中将所述一次函数φ＝θ减去(φβ-θ)，而求出相当于两者角度错位的检测应变误差Δφβ，则能够作为图7所示的正弦波状的周期函数(三角函数)而表示。即可知，在ATAN处理后的补偿前的输出角度φβ-中，包含有图7所示的正弦波状的检测应变误差Δφβ(＝φβ-θ)。
同样，若对所述检测应变误差Δφβ进行分析，则相对于以一周期T为360°的基本信号(四个信号或所述SIN信号以及COS信号)，所述检测应变误差φβ将一周期T作为90°(参照图7)。即可知，所述检测应变误差Δφβ，是由相对于所述基本信号4倍的频率(1/4周期)形成的三角函数。因此，检测应变误差Δφβ可以近似于由以下式8所示的三角函数，并将如此而近似地表示检测应变误差Δφβ的信号称为应变补偿值Sβ。
(式8)Sβ＝-β·sin4φβΔφβ其中，φβ＝arctan(sinθ/cosθ)。
另外，所述应变补偿值Sβ的振幅量相对于所述应变误差β。
图8是表示总误差信号Δφ＝(Δφα+Δφβ)的一例的波形图。
在实际的角度检测传感器的所述运算部14的输出角度(补偿前的输出角度)φ中，上述的检测相位误差Δφα和检测应变误差Δφβ两个误差以信号合成的状态而混合存在。若将包含所述检测相位误差Δφα和检测应变误差Δφβ二者的综合的误差信号作为综合误差信号Δφ＝(Δφα+Δφβ)而表示，则所述综合误差信号Δφ，是由如图8所示的将一周期T设为180°的周期函数形成的信号。在ATAN处理后的补偿前的输出角度φ中，包含有这种综合误差信号Δφ。
因此，在作为上述第二步骤的ATAN处理后，如果能够从所述补偿前的输出角度φ中，除去构成总误差信号Δφ的检测相位误差Δφα以及检测应变误差Δφβ，则应该能够得到高精度的角度输出φOUT。
但是，虽然判明了如上所述的检测相位误差信号Δφα，能够近似于由相对于基本信号二倍频率形成的上述式4的三角函数，以及检测应变误差信号Δφβ能够近似于由相对于基本信号四倍频率形成的上述式5的三角函数，但是如图8所示，构成总误差信号Δφ的检测相位误差Δφα和检测应变误差Δφβ，以合成状态存在，难以从所述总误差信号Δφ直接求出检测相位误差Δφα和检测应变误差Δφβ的振幅(α/2及β)。
因此，在以下中对不直接求出上述检测相位误差Δφα和检测应变误差Δφβ的各振幅，而求出由适当的振幅形成的所述相位补偿值Sα和应变补偿值Sβ的第三步骤进行说明。另外，第三步骤应用了所谓的一般化调和解析(GHAGeneralized Harmonic Analysis)。
<第三步骤>
图9是表示补偿前的输出角度φ中所包含的总误差信号Δφ的另一例的波形图。图10是表示相位误差补偿值Sα及其候补信号的波形图，图11是表示相位补偿后的误差信号Δφ-α＝(Δφ-Sα)的波形图，图12是表示应变补偿值Sβ及其候补信号的波形图，图13是表示相位补偿以及应变补偿后的误差信号Δφ-α-β＝(Δφ-α-Sβ)的波形图，图14是表示增益补偿值Sγ及其候补信号的波形图。图15是表示相位、应变以及增益补偿后的误差信号Δφ-α-β-γ的波形图。
以下，对在如图9所示的总误差信号Δφ包含于由上述运算部14中的ATAN处理算出的补偿前的输出角度φ的情况进行说明。
(1)补偿检测相位误差Δφα的相位补偿值Sα的计算方法。
首先，准备如图10所示的多个第一候补信号S1。此时的多个第一候补信号S1是用于抽取相位补偿值Sα的信号的集合体，各个第一候补信号S1是由上述的式5所规定的信号，即相对于所述SIN信号和COS信号等的基本信号，由2倍频率形成的信号，但是全幅的振幅量(相位误差α)，因每个候补信号而不同。另外，各个第一候补信号S1的数据量相当于所述总误差信号Δφ的一周期(360°)的量。
所述控制部11，从这些多个第一候补信号S1中将最合适的一个信号作为相位补偿值而抽取。也就是说，控制部11从多个第一候补信号S1中顺序地读取一个第一候补信号S1给予补偿部15。
这里，设从所述总误差信号Δφ减去所述所读取的第一候补信号S1的残差成分为e1，则残差成分e1由式9所表示。
(式9)e1＝Δφ-S1于是，所述补偿部15基于以下式10而计算残差能量E1。
(式10)E1=∫02πel2dθ]]>控制部11将基于所述式9和式10而输出的残差能量E1与每个所述第一候补信号S1进行比较，并从中将以所述残差能量E1为最小的第一候补信号S1作为最佳的相位候补信号Sα而抽出。
另外，从所述总误差信号Δφ中减去如此而抽取的相位补偿值Sα后形成图11所示的相位补偿后的误差信号Δφ-α(＝Δφ-Sα)。如此，通过从所述总误差信号Δφ(参照图9)中减去所述相位补偿值Sα(参照图10)，能够除去包含于所述总误差信号Δφ中的所述检测相位误差信号Δφα(参照图5)。
(2)补偿检测应变误差Δφβ的应变补偿值Sβ的计算方法。
接下来，准备如图12所示的多个第二候补信号S2。此时的多个第二候补信号S2是用于抽取应变补偿值Sβ的信号的集合体，各个第二候补信号S2是由上述的式5所规定的信号，即相对于所述SIN信号和COS信号等基本信号由4倍频率形成的信号。只是，全幅的振幅量(相位误差β)因各个第二候补信号S2而不同。另外，各个第二候补信号S2的数据量相当于所述总误差信号Δφ的一周期(360°)的量。
所述控制部11从多个第二候补信号S2中顺序地读取一个第二候补信号S2给予补偿部15。
这里，设从所述相位补偿后的误差信号Δφ-α减去所述所读取的第二候补信号S2的残差成分为e2，则残差成分e2由式11所表示。
(式11)e2＝Δφ-α-S2＝Δφ-S1-S2于是，所述补偿部15基于下式12而计算残差能量E2。
(式12)E2=∫02πe22dθ]]>控制部11将所述残差能量E2与每个所述第二候补信号S2进行比较，并从中将以所述残差能量E2为最小的第一候补信号S2作为最佳的相位候补信号Sβ而抽出。
另外，从所述相位补偿后的误差信号Δφ-α中减去如此而抽取的应变补偿值Sβ后成为如图13所示的相位补偿以及应变补偿后的误差信号Δφ-α-β(＝Δφ-α-Sβ＝Δφ-Sα-Sβ)。如此，通过从所述相位补偿后的误差信号Δφ-α(参照图11)中减去所述应变补偿值Sβ(参照图12)，能够除去包含于所述相位补偿后的误差信号Δφ-α中的所述检测应变误差信号Δφβ(参照图7)，如图13所示能够确认可以减小包含于相位补偿以及应变补偿后的误差信号Δφ-α-β中的误差。
但是，在图13所示的相位补偿以及应变补偿后的误差信号Δφ-α-β中，包含有SIN状的误差信号Δφγ。若详细地对所述误差信号Δφγ进行调查，则可知该误差信号Δφγ是在由上述信号调整部13所进行的增益调整(放大调整)中不调整而残余的增益误差信号Δφγ。而且所述增益误差信号Δφγ可以由以下式13表示。
(式13)Δφγ＝γsin2θ其中，γ是作为增益误差的振幅系数。因此，在图13所示的曲线中γ0.2左右。
(3)补偿增益误差信号Δφγ的增益补偿值Sγ的计算方法。
所述增益误差信号Δφγ也可以通过与上述检测相位误差Δφα和检测应变误差Δφβ的情况相同的方法而除去。
也就是说，准备图14所示的多个第三候补信号(用于抽取增益补偿值Sγ的信号的集合)S3，并利用每个第三候补信号S3，求出对从上述相位补偿和应变补偿后的误差信号Δφ-α-β中减去所述第三候补信号S3后的残差成分e3(＝Δφ-α-β-S3)进行自乘后的e32，在一周期(0～2π[rad])的范围内进行积分所得的残差能量E3。于是，从其中将以所述残差能量E3为最小的第三候补信号S3作为最佳增益补偿值Sγ(Δφγ)而抽出。
另外，从所述相位补偿和应变补偿后的误差信号Δφ-α-β中减去如此而抽出的增益补偿值Sγ后形成如图15所示的相位、应变以及增益补偿后的误差信号Δφ-α-β-γ(＝Δφ-α-β-Sγ)。这样，能够基本除去将所述补偿前的输出角度φ中所包含的误差，或者接近于0。
如此，在本申请发明中，通过使用上述计算方法，能够从所述多个第一候补信号S1中将以残差能量E1为最小的第一候补信号S1作为补偿所述检测相位误差Δφα的相位补偿值Sα而计算，并能够从所述多个第二候补信号S2中将以残差能量E2为最小的第二候补信号S1作为补偿所述检测应变误差Δφβ的应变补偿值Sβ而计算，进而能够从所述多个第三候补信号S3中将以残差能量E3为最小的第三候补信号S3作为补偿所述增益误差信号Δφγ的增益补偿值Sγ而计算。
于是，在角度检测传感器的存储部16中，写入预先由上述方法算出的至少一个以上的相位补偿值Sα、应变补偿值Sβ或者增益补偿值Sγ。因此，每当从所述角度检测传感器输出角度输出φOUT时，均从所述存储器16读取相位补偿值Sα、应变补偿值Sβ或者增益补偿值Sγ的至少一个以上，并从所述补偿前的角度误差φ除去检测相位补偿值Δφα、检测应变补偿值Δφβ或者增益补偿值Δφγ。
如此，即使在从磁阻效应元件中输出的四个信号中含有各种误差信号的情况下，也能够减小其影响而提高作为角度检测传感器而输出的角度输出φOUT的检测精度。
而且通过反复进行上述第三步骤，可以将所述检测相位误差Δφα、检测应变误差Δφβ以及增益误差信号Δφγ全部除去，能够进一步提高角度检测传感器的角度输出的φOUT的检测精度。
另外，虽然在上述的实施方式的补偿值的计算方法中，以如下顺序进行了说明，即最初是计算相位补偿值Sα，接着是计算应变补偿值Sβ，最后是计算增益补偿值Sγ，但是本发明不限于此，以何种顺序计算补偿值均可。
另外，在上述的实施方式中，虽然以最初除去检测相位误差Δφα，接着除去检测应变误差Δφβ，最后除去增益误差信号Δφγ为顺序，但是本发明不限于此，以何种顺序除去误差均可。另外，可以明白，若是有相同的周期性的某种误差，则能够除去上述的任何情况以外的误差。
权利要求
1.一种角度检测传感器的补偿值计算方法，该角度检测传感器具有传感器模块，其根据施与被测定物的旋转而产生旋转磁场，并且感知所述旋转磁场而输出对应于所述旋转的输入角度的多个输出信号；信号变换部，其从所述多个输出信号变换成具有给定的相位差的两种的信号；信号调整部，其调整所述两种信号的偏移和增益；运算部，其根据所述调整后的两种信号，将所述被测定物的旋转角度作为补偿前的输出角度而进行计算；存储器部，其预先存储对所述补偿前的输出角度中所包含的总误差信号进行补偿的补偿值；补偿部，其通过从含于所述补偿前的输出角度中的总误差信号中除去所述补偿值，而计算所述被测定物的输出角度，其特征在于，所述补偿值计算方法具有第一步骤，从所述多个输出信号中生成具有给定的相位差的两种的信号；第二步骤，根据所述两种的信号而将所述被测定物的旋转角度作为补偿前的输出角度而进行计算；第三步骤，在从含于所述补偿前的输出角度中的总误差信号中，逐个除去周期相同振幅不同的多个候补信号时，将以除去后的信号中所包含的残差能量为最小的候补信号作为所述补偿值而抽出。
2.根据权利要求1所述的角度检测传感器的补偿值计算方法，其特征在于，在将所述输出角度设为θ，将所述补偿前的输出角度中所包含的总误差信号设为Δφ，将所述补偿值设为Sn，其中n为α、β或γ，并将从所述总误差信号Δφ中除去所述补偿值Sn后的信号中所包含的成分设为e＝Δφ-Sn时，所述残差能量E由下式1计算出，(式1)E=∫02πe2dθ.]]>
3.根据权利要求2所述的角度检测传感器的补偿值计算方法，其特征在于，将产生于所述两种的信号间的相位差，在给定的相位差90°上加相位误差±α后成为90°±α时的补偿值设为Sα时，所述补偿值Sα可以近似由下式2表示，(式2)Sα=α2{1+cos2φα}]]>其中，φα=arctan{sin(θ+α)cosθ}.]]>
4.根据权利要求2所述的角度检测传感器的补偿值计算方法，其特征在于，将相对于基于所述传感器部所具有的阻抗值应变而产生的应变误差β的补偿值设为Sβ时，所述补偿值Sβ可以近似由下式3表示，(式3)Sβ＝-β·sin4φβ其中，φβ=arctan{sinθcosθ}.]]>
5.根据权利要求2所述的角度检测传感器的补偿值计算方法，其特征在于，将相对于具有振幅γ的增益误差的补偿值设为Sγ时，所述补偿值Sγ可以近似由Sγ＝γsin2θ表示。
6.一种角度检测传感器，其特征在于，利用所述权利要求1中所述的补偿值计算方法计算出的所述补偿值被存入到所述存储器部，并以从所述存储器读取的补偿值对所述被测定物的输出角度进行补偿。
7.根据权利要求6所述的角度检测传感器，其特征在于，在所述存储部中，存入所述补偿值Sα、Sβ以及Sγ中的至少一个以上的补偿值。
8.根据权利要求6所述的角度检测传感器，其特征在于，所述传感器模块是由磁阻效应元件形成的两组的桥式电路。
9.根据权利要求6所述的角度检测传感器，其特征在于，所述两种的信号是SIN信号和COS信号，所述运算部从所述SIN信号和所述COS信号计算出正切值后，通过求出反正切值，使所述被测定物的旋转角度作为补偿前的输出角度而计算出。
10.根据权利要求6所述的角度检测传感器，其特征在于，所述信号调整部、所述运算部、以及所述补偿部由一个运算处理模块形成。
全文摘要
本发明提供一种即使在来自传感器的输出信号中包含误差信号的情况下，也能够得到高精度的角度输出的角度检测传感器的补偿值计算方法以及使用其的角度检测传感器。运算部(14)，根据从传感器模块(1)和信号变换部(12)输出的SIN信号和COS信号而计算出包含总误差信号(Δφ)的被测定物的校正前的旋转角度(φ)。控制部(11)从存储于存储器部(16)中的第一候补信号(S1)中，将以残差能量(E)为最小的信号作为相位补偿值(S
文档编号G01B7/30GK1789920SQ20051013144
公开日2006年6月21日 申请日期2005年12月16日 优先权日2004年12月16日
发明者生内雄一, 长谷川和男, 藤田和彦, 德永一郎 申请人:阿尔卑斯电气株式会社