一种雷达接收前端的数字调谐方法、系统及设备与流程

本发明属于雷达通信
技术领域：
，涉及一种调谐方法、系统及设备，特别是涉及一种雷达接收前端的数字调谐方法、系统及设备。
背景技术：
：当前，民用的船用雷达绝大部分是基于磁控管的脉冲雷达，雷达发射短时间的X波段(9410MHz)或者S波段(3050MHz)微波信号，一般采用一个低噪声的接收前端来对接收到的微波信号进行下变频，变换至易于处理的中频信号(60MHz)，再进行放大、检波等处理，最后送至显示器显示。为了抑制额外噪声，而且受放大器的带宽限制，中频信号的处理带宽非常有限。另一方面，磁控管的微波输出并不十分稳定，会随着温度、调制、老化等因素表现出较大的频率漂移，为了跟踪磁控管振荡源的这种不稳定变化，接收前端提供一个调谐控制端，通过控制调谐电压的不同，改变本振的频率，从而保证输出中频的稳定。一般对调谐电压的自动控制采用模拟法，即首先对中频信号检波，从检波包络的极值来获得最优值控制。由于雷达信号是持续时间极短的脉冲信号，因此模拟法往往要利用积分电路来累积检波结果，为了消除脉冲影响，往往积分时间较长，该模拟方法存在“入锁”时间缓慢与容易“锁偏”等现象，而且入锁范围也非常有限。因此，如何提供一种雷达接收前端的数字调谐方法、系统及设备，以解决当前技术中采用模拟法调谐电压为消除脉冲影响，而使得积分时间较长，而产生存在“入锁”时间缓慢与容易“锁偏”等现象，且入锁范围有限等缺陷，实已成为本领域从业者亟待解决的技术问题。技术实现要素：鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种雷达接收前端的数字调谐方法、系统及设备，用于解决现有技术中采用模拟法调谐电压为消除脉冲影响，而使得积分时间较长以产生存在“入锁”时间缓慢与容易“锁偏”等现象，且入锁范围有限的问题。为实现上述目的及其他相关目的，本发明一方面提供一种雷达接收前端的数字调谐方法，应用于其特征在于，所述雷达接收前端的数字调谐方法包括以下步骤：发射脉冲信号；所述脉冲信号包括第一脉冲信号；将所述第一脉冲信号转换为中频脉冲信号；对所述中频脉冲信号进行预处理；以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。于本发明的一实施例中，所述对所述中频脉冲信号进行预处理的步骤包括：将所述中频脉冲信号进行滤波。于本发明的一实施例中，所述对所述中频脉冲信号进行预处理还包括：采用带通信号欠采样技术处理滤波后的中频脉冲信号以形成第一数字信号。于本发明的一实施例中，所述以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节的步骤具体包括：将所述第一数字信号进行低通滤波；采用对低通滤波后的第一数字信号进行离散傅里叶变换以测算低通滤波后的第一数字信号的频率值；将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值进行比较，计算测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值；根据误差值执行与所述误差值对应的频偏调节直至所述误差值为0。于本发明的一实施例中，所述雷达接收前端的数字调谐方法还包括：将频偏调节后的第一数字信号转换成控制电压，并将所述控制电压进行数模转换形成模拟电压，将所述模拟电压驱动成符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。于本发明的一实施例中，所述脉冲信号还包括第二脉冲信号；所述雷达接收前端的数字调谐方法还包括将所述第二脉冲信号以天线方式发射。本发明另一方面还提供一种雷达接收前端的数字调谐系统，所述雷达接收前端的数字调谐系统包括：发射模块，用于发射脉冲信号；所述脉冲信号包括第一脉冲信号；转换模块，与所述发射模块连接，用于将所述第一脉冲信号转换为中频脉冲信号；预处理模块，与所述转换模块连接，用于对所述中频脉冲信号进行预处理；调谐模块，与所述预处理模块连接，用于以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。于本发明的一实施例中，所述预处理模块包括：滤波单元，用于将所述中频脉冲信号进行滤波；模数转换单元，与所述滤波单元连接，用于采用带通信号欠采样技术处理滤波后的中频脉冲信号以形成第一数字信号。于本发明的一实施例中，所述调谐模块包括：低通滤波单元，用于将所述第一数字信号进行低通滤波；测频单元，与所述低通滤波单元连接，用于采用对低通滤波后的第一数字信号进行离散傅里叶变换以测算低通滤波后的第一数字信号的频率值；调谐控制单元，与所述测频单元连接，用于将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值进行比较，计算测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值；根据误差值执行与所述误差值对应的频偏调节直至所述误差值为0。本发明另一方面还提供一种雷达接收前端的数字调谐设备，所述雷达接收前端的数字调谐设备包括：收发天线，用于发射脉冲信号；所述脉冲信号包括第一脉冲信号；雷达接收前端，用于将所述第一脉冲信号转换为中频脉冲信号；滤波器和模数转换器，用于对所述中频脉冲信号进行预处理；调谐器，用于以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。如上所述，本发明的雷达接收前端的数字调谐方法、系统及设备，具有以下有益效果：本发明所述的雷达接收前端的数字调谐方法、系统及设备中提供的数字法调谐与模拟法调谐相比，具有抗干扰能力强，闭环控制响应速度快，调谐精度高等优点，雷达接收前端稳定输出理想的中频信号，且回波图像清晰，饱满，目标与杂波层次分明，目标识别率得到了有效的提高。附图说明图1显示为本发明雷达接收前端的数字调谐方法于一实施例中的流程示意图。图2显示为本发明雷达接收前端的数字调谐方法中步骤S4的具体流程示意图。图3显示为本发明DFT频谱分析的原理框图。图4显示为本发明雷达射频接收前端的原理图。图5显示为本发明雷达接收前端的数字调谐系统于一实施例中的原理结构示意图。图6显示为本发明雷达接收前端的数字调谐系统中调谐模块的原理结构示意图。图7显示为本发明雷达接收前端的数字调谐设备于一实施例中的结构示意图。元件标号说明1雷达接收前端的数字调谐系统11信号产生模块12调制模块13发射模块14转换模块15预处理模块16调谐模块17后处理单元161低通滤波单元162测频单元163调谐控制单元2雷达接收前端的数字调谐设备21脉冲调制器22磁控管23环形器24收发天线25接收前端26滤波器27模数转换器(ADC)28调谐器29数模转换器(DAC)20放大驱动器S1～S5步骤具体实施方式以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。本发明所述的雷达接收前端的数字调谐方法、系统及设备的技术原理如下：脉冲雷达的工作原理：脉冲信号产生发射脉冲，经过调制后激发磁控管发出高强度微波信号，经过环形器，由A->B通道经过天线向外发射。回波则通过B->C通道接收至接收前端，变换至中频IF。数字化调谐的原理如下：利用磁控管发射时，环形器A->C泄露的信号，经过前端变换至中频IF，经过滤波后，由ADC欠采样为数字信号，利用数字频率测量，测量平台可以是FPGA，DSP甚至一般的MCU如ARM，计算出所采集的频率，再与理想的中频信号比如60MHZ比对，求出频偏误差；将误差信号对应成相应的控制电压，由DAC转换成模拟电压，再放大驱动到符合接收前端电气特性的TUNE控制信号，从而改变本振频率，使得输出保持理想中频(60MHz)信号不变；由频偏误差到产生TUNE信号是一个闭环的稳定最优控制过程。实施例一本实施例提供一种雷达接收前端的数字调谐方法，所述雷达接收前端的数字调谐方法包括以下步骤：发射脉冲信号；所述脉冲信号包括第一脉冲信号；将所述第一脉冲信号转换为中频脉冲信号；对所述中频脉冲信号进行预处理；以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。以下将结合图示对本实施例所述的雷达接收前端的数字调谐方法。本实施例所述的雷达接收前端的数字调谐方法，请参阅图1，显示为雷达接收前端的数字调谐方法于一实施例中的流程示意图。如图1所示，所述雷达接收前端的数字调谐方法具体包括以下几个步骤：S1，产生脉冲信号，并对所述脉冲信号进行调制之后发射所述脉冲信号。所述脉冲信号包括第一脉冲信号和第二脉冲信号。所述第一脉冲信号为回波，也就是说在发射过程中泄露的脉冲信号。所述第二脉冲信号为通过天线向外发射的脉冲信号。因此，本步骤中还包括将所述第二脉冲信号以天线方式发射。S2，将所述第一脉冲信号转换成中频脉冲信号。S3，对所述中频脉冲信号进行预处理。在本实施例中，对所述中频脉冲信号进行预处理具体包括将所述中频脉冲信号进行滤波和利用带通信号欠采样技术处理滤波后的中频脉冲信号以形成第一数字信号。以下将详细描述利用带通信号欠采样技术处理滤波后的中频脉冲信号。本实施例中所述带通信号欠采样技术是指Nyquist采样定律。Nyquist采样定律指出，对一个信号带宽为[fL,fH]的模拟信号进行采样，要想使得采样后的数字信号能够不失真地还原模拟信号，则必须满足采样率fs≥2fH。采样过程可以表征为输入信号和采样信号的相乘。因此，对于带宽为BW＝[fL,fH]的带通信号，根据Nyquist采样定律，采样率须为fs≥2fH，然而当fH远远大于信号的带宽时，采样率响应会大大的提高，数据量剧增，这不仅对A/D器件的要求提高，而且对采样之后的数据处理速度也带来了更高的要求与负担。因此，采用带通信号欠采样技术，即fs≤2fH。带通信号欠采样技术所需的采样频率比Nyquist低通采样频率要低得多，可以使用大于信号带宽而非最高频率2倍的采样频率。如果信号为频带有限信号，其频带限制在[fL,fH]，则采样率只需满足：公式(1)且无混叠均匀，采样频率需满足公式(2)N*fs≥2fH公式(3)其中，n为大于等于2小于等于N的整数倍。带通信号欠采样的处理过程为：适当地选择采样频率fs，通过下变频，将频谱搬移至接近零频的零中频，使得搬移后的零中频信号与采样频率之间满足Nyquist采样定律，从而使用较低的采样频率，以保证信号不失真。在本实施例中，中心频率fc＝60MHz，带宽30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，如下进行采样频率fs的选取，设f1为采样频率的下限，f2为采样频率的上限。根据公式(1)，n取2，3，4，5时，如表1所列采样频率表。表1：采样频率表n2345f1755037.530f290453022.5表1中上限大于下限的只有n＝2的时候，且将n代入公式(2)，fs≥80MHz，所以本实施例中的fs选取范围为80MHz≤fs≤90MHz。由于采样率越大，AD转换之后的数据量越多，综合考虑，选择fs＝80MHz，输入的中频信号fc＝60MHz，与fs混频之后，我们只需要关注的是fc'＝20MHz，带宽30MHz，即本实施例中输入的60MHz中频信号对应20MHz频点，通过测量该频点的频偏，来获得跟踪的误差信号。S4，以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。请参阅图2，显示为步骤S4的具体流程示意图。如图2所示，所述步骤S4包括：S41，将所述第一数字信号进行低通滤波。在本实施例中，采用FIR低通滤波器对所述第一数字信号进行滤波。由于经过上述预处理后输出的第一数字信号的中心频率fc'＝20MHz，带宽30MHz，即BW＝[5，35]，中频输入的信号中心频率fc＝60MHz，带宽30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，所以FIR低通滤波器的截止频率可以设置在35MHz到45MHz之间，本实施例将截止频率设置为40MHz。以下将详细阐述如何将所述第一数字信号进行低通滤波。首先选择合适的窗函数，需满足：窗谱主瓣尽可能地窄，以获得较陡的过渡带；旁瓣相对值尽可能小，数量尽可能少，因此，本实施例采用Kaiser窗设计低通滤波器，阻带衰减为As＝-30dB，带内波动小于Ap<1dB。Kaiser窗函数定义为：公式(4)函数的幂级数展开式为：公式(5)根据Kaiser的公式(4)计算出滤波器冲激响应时长(Δω为过度带)和参数β。通过相关计算N选取20，β为2.116。所以低通滤波器函数公式为：公式(6)其中，滤波系数如表2所示。表2：滤波系数表h(0)＝h(19)＝0.0119156132h(1)＝h(18)＝-0.0028900172h(2)＝h(17)＝-0.01758719058h(3)＝h(16)＝-0.0326257706h(4)＝h(15)＝-0.019868524h(5)＝h(14)＝-0.0260659639h(6)＝h(13)＝0.0798828213h(7)＝h(12)＝-0.084327920h(8)＝h(11)＝-0.0321694414h(9)＝h(10)＝0.5590254849S42，采用对低通滤波后的第一数字信号进行离散傅里叶(DFT)变换以测算低通滤波后的第一数字信号的频率值。在本实施例中，测频采用DFT快速频谱分析算法进行快速频谱分析以便得到更高精度的第一数字信号的频率值。FFT算法是所有频域再从结果中分析得到的所需数值，可能会出现硬件资源不足或芯片容量的限制，而使用DFT算法进行计算，只需计算所需频域点数值，而再从结果中分析所需的数值，相比较而言DFT更省资源。根据DFT算法的公式：公式(7)其中，x(n)是时域信号，X(k)是频域信号，通过该公式便可以得到时域信号的频谱，根据公式，DFT频谱分析的原理请参阅图3。XS’在式(7)中的控制下，依次数据加窗，数据下变频、累加、平方、求和、平方运算，最终输出频点对应的幅度值，即频谱也就是所述第一数字信号的频率值。图3中NCO作用是实现数字下变频，NCO实时计算当前频点所需的正余弦表，节省了ROM的存储，NCO使用FPGA内部提供的NCOIP核设计实现，不占用芯片的存储资源。NCO的精度会大大的影响频谱分析的精度，当NCO的输入精度(位数)越高，NCO控制的步进值加入时，NCO输出的正余弦能够比较精准的输出相应的频率。相应的，频点对应的幅值能够相对精确到表示出信号频谱，频谱中，幅值最大的频点即为测频的输出值。在本实施例中，脉冲信号作为门限信号，当脉冲信号有效时，发射脉冲信号，且会泄露到接收前端的第一脉冲信号与TUNE调谐电压控制的本振进行混频，输出中频信号，当脉冲信号无效过程即为回波接收的过程，此过程内是不做TUNE调谐的。所以测频仅在脉冲信号有效状态下进行。S43，将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值进行比较，计算测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值。所述预定频率值为理想的中频信号，即频率值为60MHz的信号。S44，根据误差值执行与所述误差值对应的频偏调节直至所述误差值为0(所述误差值为零为理想值。然而在实际操作中，该误差值是趋近于零)。在本实施例中，脉冲信号有效期间，测频开始，且输出值与理想的中频信号(本方案60MHz)比对，求出频偏误差；将误差信号对应成相应的数字量，通过DAC转换成模拟电压，再放大驱动到符合接收前端电气特性的调谐控制信号，从而改变接收前端的本振频率，使得接收前端的输出保持理想中频信号不变，该闭环控制响应时间快，调谐精度高。具体在本实施例中，步骤S42具体包括初始化调谐和雷达运行中自动调谐。所述初始化调谐是指：当雷达安装完毕或雷达工作一段时间，需要初始化调谐，根据接收前端模块允许的调谐电压范围[Vtmin，Vtmax]，调谐器接收到调谐初始化命令后，在脉冲信号有效的门限内，控制DA的输出调谐电压从Vtmin到Vtmax逐渐升高，并记录测频输出为理想中频信号时的DA控制值Dtune，即第一数字信号的频率值，过程中有可能会测量到出现2个或两个以上的理想中频信号，则选择幅值最大的，输出该第一数字信号的频率值，并记录Dtune。所述雷达运行中自动调谐：将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值进行比较，计算测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值。当测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值小于预定频率值，将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值进行增大调谐，即逐渐增大测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值，直到测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值基本为0，输出调谐好的第一数字信号的频率值；当测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值大于预定频率值，将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值进行减小调谐，即逐渐减小测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值，直到测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值基本为0。在本实施例中，为了达到更快地数字化调谐闭环响应，测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值进行调谐增大或减小的步进值，要根据测量值与理想值之间的误差值来确定，当误差值较大时，步进值适当调大，调节过程中误差值逐渐减小，步进也随之逐渐减小，直至误差值基本为0。S5，将频偏调节后的第一数字信号转换成控制电压，并将所述控制电压进行数模转换形成模拟电压，将所述模拟电压驱动成符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。在本实施例中，所述将所述模拟电压驱动成符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号具体是指将所述模拟电压再放大驱动到符合接收前端TUNE电压控制范围的调谐控制信号。在本实施例中雷达射频接收前端的原理图如图4所示。根据雷达射频接收前端的原理图，所述的雷达接收前端的数字调谐方法的具体计算原理如下：如图4所示，正常X波段回波为Fin＝9410MHz，VCO输出Flo＝9350MHz,则，中频输出Fif＝Fin-Flo＝9410-9350＝60MHz；FPGA求得差频为Δf＝0MHz,对应V为0V，对应的Flo＝9.35GHz。假如Fin升高为Fin＝9415MHz，则Fif＝Fin-Flo＝9415-9350＝65MHz，对应的V上升0.2V，引起VCO本振荡器上升为Flo＝9355MHz，则Fif＝Fin-Flo＝9415-9355＝60MHz，从而实现了调谐。不同的VCO压控灵敏度不同，只需要在FPGA里对应不同的控制斜率即可。本实施例所述的雷达接收前端的数字调谐方法与模拟法调谐相比，具有抗干扰能力强，闭环控制响应速度快，调谐精度高等优点，雷达接收前端稳定输出理想的中频信号，且回波图像清晰，饱满，目标与杂波层次分明，目标识别率得到了有效的提高。实施例二本实施例提供一种雷达接收前端的数字调谐系统，所述雷达接收前端的数字调谐系统包括：发射模块，用于发射脉冲信号；所述脉冲信号包括第一脉冲信号；转换模块，与所述发射模块连接，用于将所述第一脉冲信号转换为中频脉冲信号；预处理模块，与所述转换模块连接，用于对所述中频脉冲信号进行预处理；调谐模块，与所述预处理模块连接，用于以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。以下将结合图示对本实施例所述的雷达接收前端的数字调谐系统进行详细阐述。本实施例提供雷达接收前端的数字调谐系统1，请参阅图5，显示为雷达接收前端的数字调谐系统于一实施例中的原理结构示意图。如图5所示，所述雷达接收前端的数字调谐系统1包括：信号产生模块11、调制模块12、发射模块13、转换模块14、预处理模块15、调谐模块16、及后处理单元17。信号产生模块11用于产生脉冲信号。与所述信号产生模块11连接的调制模块12用于对产生的脉冲信号进行调制，与所述调制模块12连接的发射模块13用于发射所述脉冲信号。所述脉冲信号包括第一脉冲信号和第二脉冲信号。所述第一脉冲信号为回波，也就是说在发射过程中泄露的脉冲信号。所述第二脉冲信号为以天线方式发射的脉冲信号。因此，本步骤中还包括将所述第二脉冲信号以天线方式发射。与所述发射模块13连接的转换模块14用于将所述第一脉冲信号转换成中频脉冲信号。与所述转换模块14连接的预处理模块15用于对所述中频脉冲信号进行预处理。在本实施例中，所述预处理模块15包括滤波单元151和模数转换单元152。其中，所述滤波单元151用于将所述中频脉冲信号进行滤波。所述模数转换单元152用于利用带通信号欠采样技术处理滤波后的中频脉冲信号以形成第一数字信号。以下将详细描述利用带通信号欠采样技术处理滤波后的中频脉冲信号。本实施例中所述带通信号欠采样技术是指Nyquist采样定律。Nyquist采样定律指出，对一个信号带宽为[fL,fH]的模拟信号进行采样，要想使得采样后的数字信号能够不失真地还原模拟信号，则必须满足采样率fs≥2fH。采样过程可以表征为输入信号和采样信号的相乘。因此，对于带宽为BW＝[fL,fH]的带通信号，根据Nyquist采样定律，采样率须为fs≥2fH，然而当fH远远大于信号的带宽时，采样率响应会大大的提高，数据量剧增，这不仅对A/D器件的要求提高，而且对采样之后的数据处理速度也带来了更高的要求与负担。因此，采用带通信号欠采样技术，即fs≤2fH。带通信号欠采样技术所需的采样频率比Nyquist低通采样频率要低得多，可以使用大于信号带宽而非最高频率2倍的采样频率。如果信号为频带有限信号，其频带限制在[fL,fH]，则采样率只需满足：公式(1)且无混叠均匀，采样频率需满足公式(2)N*fs≥2fH公式(3)其中，n为大于等于2小于等于N的整数被。带通信号欠采样的处理过程为：适当地选择采样频率fs，通过下变频，将频谱搬移至接近零频的零中频，使得搬移后的零中频信号与采样频率之间满足Nyquist采样定律，从而使用较低的采样频率，以保证信号不失真。在本实施例中，中心频率fc＝60MHz，带宽30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，如下进行采样频率fs的选取，设f1为采样频率的下限，f2为采样频率的上限。根据公式(1)，n取2，3，4，5时，如表1所列采样频率表。表1：采样频率表n2345f1755037.530f290453022.5表1中上限大于下限的只有n＝2的时候，且将n代入公式(2)，fs≥80MHz，所以本实施例中的fs选取范围为80MHz≤fs≤90MHz。由于采样率越大，AD转换之后的数据量越多，综合考虑，选择fs＝80MHz，输入的中频信号fc＝60MHz，与fs混频之后，我们只需要关注的是fc'＝20MHz，带宽30MHz，即本实施例中输入的60MHz中频信号对应20MHz频点，通过测量该频点的频偏，来获得跟踪的误差信号。与所述预处理模块15连接的调谐模块16用于以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。请参阅图6，显示为调谐模块于一实施例中的原理结构示意图。如图6所示，所述调谐模块16包括：低通滤波单元161、测频单元162、及调谐控制单元163。低通滤波单元161用于将所述第一数字信号进行低通滤波。在本实施例中，采用FIR低通滤波器对所述第一数字信号进行滤波。由于经过上述预处理后输出的第一数字信号的中心频率fc'＝20MHz，带宽30MHz，即BW＝[5，35]，中频输入的信号中心频率fc＝60MHz，带宽30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，所以FIR低通滤波器的截止频率可以设置在35MHz到45MHz之间，本实施例将截止频率设置为40MHz。以下将详细阐述所述低通滤波单元161如何将所述第一数字信号进行低通滤波。首先选择合适的窗函数，需满足：窗谱主瓣尽可能地窄，以获得较陡的过渡带；旁瓣相对值尽可能小，数量尽可能少，因此，本实施例采用Kaiser窗设计低通滤波器，阻带衰减为As＝-30dB，带内波动小于Ap<1dB。Kaiser窗函数定义为：公式(4)函数的幂级数展开式为：公式(5)根据Kaiser的公式(4)计算出滤波器冲激响应时长(Δω为过度带)和参数β。通过相关计算N选取20，β为2.116。所以低通滤波器函数公式为：公式(6)其中，滤波系数如表2所示。表2：滤波系数表h(0)＝h(19)＝0.0119156132h(1)＝h(18)＝-0.0028900172h(2)＝h(17)＝-0.01758719058h(3)＝h(16)＝-0.0326257706h(4)＝h(15)＝-0.019868524h(5)＝h(14)＝-0.0260659639h(6)＝h(13)＝0.0798828213h(7)＝h(12)＝-0.084327920h(8)＝h(11)＝-0.0321694414h(9)＝h(10)＝0.5590254849与所述低通滤波单元161连接的测频单元162用于采用对低通滤波后的第一数字信号进行离散傅里叶(DFT)变换以测算低通滤波后的第一数字信号的频率值。在本实施例中，测频采用DFT快速频谱分析算法进行快速频谱分析以便得到更高精度的第一数字信号的频率值。FFT算法是所有频域再从结果中分析得到的所需数值，可能会出现硬件资源不足或芯片容量的限制，而使用DFT算法进行计算，只需计算所需频域点数值，而再从结果中分析所需的数值，相比较而言DFT更省资源。根据DFT算法的公式：公式(7)其中，x(n)是时域信号，X(k)是频域信号，通过该公式便可以得到时域信号的频谱，根据公式，所述测频单元162执行的DFT频谱分析如图3所示，XS’在式(7)中的控制下，依次数据加窗，数据下变频、累加、平方、求和、平方运算，最终输出频点对应的幅度值，即频谱也就是所述第一数字信号的频率值。图3中NCO作用是实现数字下变频，NCO实时计算当前频点所需的正余弦表，节省了ROM的存储，NCO使用FPGA内部提供的NCOIP核设计实现，不占用芯片的存储资源。NCO的精度会大大的影响频谱分析的精度，当NCO的输入精度(位数)越高，NCO控制的步进值加入时，NCO输出的正余弦能够比较精准的输出相应的频率。相应的，频点对应的幅值能够相对精确到表示出信号频谱，频谱中，幅值最大的频点即为测频的输出值。在本实施例中，脉冲信号作为门限信号，当脉冲信号有效时，发射脉冲信号，且会泄露到接收前端的第一脉冲信号与TUNE调谐电压控制的本振进行混频，输出中频信号，当脉冲信号无效过程即为回波接收的过程，此过程内是不做TUNE调谐的。所以测频仅在脉冲信号有效状态下进行。与所述测频单元162连接的调谐控制单元163用于将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值进行比较，计算测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值。所述预定频率值为理想的中频信号，即频率值为60MHz的信号。所述调谐控制单元163还用于根据误差值执行与所述误差值对应的频偏调节直至所述误差值为0。在本实施例中，脉冲信号有效期间，测频开始，且输出值与理想的中频信号(本方案60MHz)比对，求出频偏误差；将误差信号对应成相应的数字量，通过DAC转换成模拟电压，再放大驱动到符合接收前端电气特性的调谐控制信号，从而改变接收前端的本振频率，使得接收前端的输出保持理想中频信号不变，该闭环控制响应时间快，调谐精度高。具体在本实施例中，所述调谐控制单元163在执行频偏调节时具体包括初始化调谐和雷达运行中自动调谐。所述初始化调谐是指：当雷达安装完毕或雷达工作一段时间，需要初始化调谐，根据接收前端模块允许的调谐电压范围[Vtmin，Vtmax]，调谐器接收到调谐初始化命令后，在脉冲信号有效的门限内，控制DA的输出调谐电压从Vtmin到Vtmax逐渐升高，并记录测频输出为理想中频信号时的DA控制值Dtune，即第一数字信号的频率值，过程中有可能会测量到出现2个或两个以上的理想中频信号，则选择幅值最大的，输出该第一数字信号的频率值，并记录Dtune。所述雷达运行中自动调谐：将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值进行比较，计算测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值。当测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值小于预定频率值，将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值进行增大调谐，即逐渐增大测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值，直到测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值基本为0，输出调谐好的第一数字信号的频率值；当测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值大于预定频率值，将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值进行减小调谐，即逐渐减小测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值，直到测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值基本为0。在本实施例中，为了达到更快地数字化调谐闭环响应，所述调谐控制单元163将所述测频单元162测算的低通滤波后的第一数字信号的与预存在所述调谐控制单元163中的频率值进行调谐增大或减小的步进值，要根据测量值与理想值之间的误差值来确定，当误差值较大时，步进值适当调大，调节过程中误差值逐渐减小，步进也随之逐渐减小，直至误差值基本为0。与所述调谐模块16连接的后处理单元17用于将频偏调节后的第一数字信号转换成控制电压，并将所述控制电压进行数模转换形成模拟电压，将所述模拟电压驱动成符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号，并传输至所述转换模块14。所述后处理单元17包括数模转换单元171和放大驱动单元172，所述数模转换单元171用于将将频偏调节后的第一数字信号转换成控制电压，并将所述控制电压进行数模转换形成模拟电压，所述放大驱动单元172用于将所述模拟电压驱动成符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。在本实施例中，对模拟电压的放大驱动可采用现有技术中放大驱动技术。本实施例所述的雷达接收前端的数字调谐系统采用数字调谐法，该数字调谐方法与模拟法调谐相比，具有抗干扰能力强，闭环控制响应速度快，调谐精度高等优点，雷达接收前端稳定输出理想的中频信号，且回波图像清晰，饱满，目标与杂波层次分明，目标识别率得到了有效的提高。实施例三本实施例提供一种雷达接收前端的数字调谐设备，所述雷达接收前端的数字调谐设备包括：收发天线，用于发射脉冲信号；所述脉冲信号包括第一脉冲信号；雷达接收前端，用于将所述第一脉冲信号转换为中频脉冲信号；滤波器和模数转换器，用于对所述中频脉冲信号进行预处理；调谐器，用于以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。以下将结合图示对本实施例所述的雷达接收前端的数字调谐设备进行详细阐述。本实施例提供一种的雷达接收前端的数字调谐设备2，请参阅图7，显示为雷达接收前端的数字调谐设备于一实施例中的结构示意图。如图7所示，所述雷达接收前端的数字调谐设备2包括：信号源(未予图示)，脉冲调制器21，磁控管22，环形器23，收发天线24，接收前端25，滤波器26，模数转换器(ADC)27，调谐器28，数模转换器(DAC)29，放大驱动器20。其中，所述信号源用于产生脉冲信号。所述脉冲调制器21用于对产生的脉冲信号进行调制。与所述脉冲调制器21连接的磁控管22用于将所述脉冲信号激发成高强度信号。与磁控管22连接的环形器23用于提供两个传输通道，如图7上所显示的A至B通道和B至C通道。所述脉冲信号包括第一脉冲信号和第二脉冲信号。所述第一脉冲信号为回波，也就是说在发射过程中泄露的脉冲信号。所述第二脉冲信号为以天线方式发射的脉冲信号。所述环形器23将第二脉冲信号经A至B通道通过收发天线24向外发射。通过B至C通道将第一脉冲信号发送至所述接收前端25。所述接收前端25用于将所述第一脉冲信号转换成中频脉冲信号。与所述接收前端25连接的滤波器26用于将所述中频脉冲信号进行滤波。与所述滤波器26连接的模数转换器27用于利用带通信号欠采样技术处理滤波后的中频脉冲信号以形成第一数字信号。以下将详细描述利用带通信号欠采样技术处理滤波后的中频脉冲信号。本实施例中所述带通信号欠采样技术是指Nyquist采样定律。Nyquist采样定律指出，对一个信号带宽为[fL,fH]的模拟信号进行采样，要想使得采样后的数字信号能够不失真地还原模拟信号，则必须满足采样率fs≥2fH。采样过程可以表征为输入信号和采样信号的相乘。因此，对于带宽为BW＝[fL,fH]的带通信号，根据Nyquist采样定律，采样率须为fs≥2fH，然而当fH远远大于信号的带宽时，采样率响应会大大的提高，数据量剧增，这不仅对A/D器件的要求提高，而且对采样之后的数据处理速度也带来了更高的要求与负担。因此，采用带通信号欠采样技术，即fs≤2fH。带通信号欠采样技术所需的采样频率比Nyquist低通采样频率要低得多，可以使用大于信号带宽而非最高频率2倍的采样频率。如果信号为频带有限信号，其频带限制在[fL,fH]，则采样率只需满足：公式(1)且无混叠均匀，采样频率需满足公式(2)N*fs≥2fH公式(3)其中，n为大于等于2小于等于N的整数被。带通信号欠采样的处理过程为：适当地选择采样频率fs，通过下变频，将频谱搬移至接近零频的零中频，使得搬移后的零中频信号与采样频率之间满足Nyquist采样定律，从而使用较低的采样频率，以保证信号不失真。在本实施例中，中心频率fc＝60MHz，带宽30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，如下进行采样频率fs的选取，设f1为采样频率的下限，f2为采样频率的上限。根据公式(1)，n取2，3，4，5时，如表1所列采样频率表。表1：采样频率表n2345f1755037.530f290453022.5表1中上限大于下限的只有n＝2的时候，且将n代入公式(2)，fs≥80MHz，所以本实施例中的fs选取范围为80MHz≤fs≤90MHz。由于采样率越大，AD转换之后的数据量越多，综合考虑，选择fs＝80MHz，输入的中频信号fc＝60MHz，与fs混频之后，我们只需要关注的是fc'＝20MHz，带宽30MHz，即本实施例中输入的60MHz中频信号对应20MHz频点，通过测量该频点的频偏，来获得跟踪的误差信号。与所述模数转换器26连接的调谐器27用于以预定调谐方式将预处理后的所述中频脉冲信号的频率值进行频偏调节以获取符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号。所述调谐器27可以为FPGA、DSP、ARM等芯片。在本实施例中，所述调谐器27采用FPGA芯片。所述FPGA中包括FIR低通滤波器，DFT测频器，及TUNE调谐控制器。FIR低通滤波器用于将所述第一数字信号进行低通滤波。在本实施例中，采用FIR低通滤波器对所述第一数字信号进行滤波。由于经过上述预处理后输出的第一数字信号的中心频率fc'＝20MHz，带宽30MHz，即BW＝[5，35]，中频输入的信号中心频率fc＝60MHz，带宽30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，所以FIR低通滤波器的截止频率可以设置在35MHz到45MHz之间，本实施例将截止频率设置为40MHz。以下将详细阐述所述FIR低通滤波器如何将所述第一数字信号进行低通滤波。首先选择合适的窗函数，需满足：窗谱主瓣尽可能地窄，以获得较陡的过渡带；旁瓣相对值尽可能小，数量尽可能少，因此，本实施例采用Kaiser窗设计低通滤波器，阻带衰减为As＝-30dB，带内波动小于Ap<1dB。Kaiser窗函数定义为：公式(4)函数的幂级数展开式为：公式(5)根据Kaiser的公式(4)计算出滤波器冲激响应时长(Δω为过度带)和参数β。通过相关计算N选取20，β为2.116。所以低通滤波器函数公式为：公式(6)其中，滤波系数如表2所示。表2：滤波系数表h(0)＝h(19)＝0.0119156132h(1)＝h(18)＝-0.0028900172h(2)＝h(17)＝-0.01758719058h(3)＝h(16)＝-0.0326257706h(4)＝h(15)＝-0.019868524h(5)＝h(14)＝-0.0260659639h(6)＝h(13)＝0.0798828213h(7)＝h(12)＝-0.084327920h(8)＝h(11)＝-0.0321694414h(9)＝h(10)＝0.5590254849与所述FIR低通滤波器连接的DFT测频器用于采用对低通滤波后的第一数字信号进行离散傅里叶(DFT)变换以测算低通滤波后的第一数字信号的频率值。在本实施例中，测频采用DFT快速频谱分析算法进行快速频谱分析以便得到更高精度的第一数字信号的频率值。FFT算法是所有频域再从结果中分析得到的所需数值，可能会出现硬件资源不足或芯片容量的限制，而使用DFT算法进行计算，只需计算所需频域点数值，而再从结果中分析所需的数值，相比较而言DFT更省资源。根据DFT算法的公式：公式(7)其中，x(n)是时域信号，X(k)是频域信号，通过该公式便可以得到时域信号的频谱，根据公式，所述测频单元162执行的DFT频谱分析如图3所示，XS’在式(7)中的控制下，依次数据加窗，数据下变频、累加、平方、求和、平方运算，最终输出频点对应的幅度值，即频谱也就是所述第一数字信号的频率值。图3中NCO作用是实现数字下变频，NCO实时计算当前频点所需的正余弦表，节省了ROM的存储，NCO使用FPGA内部提供的NCOIP核设计实现，不占用芯片的存储资源。NCO的精度会大大的影响频谱分析的精度，当NCO的输入精度(位数)越高，NCO控制的步进值加入时，NCO输出的正余弦能够比较精准的输出相应的频率。相应的，频点对应的幅值能够相对精确到表示出信号频谱，频谱中，幅值最大的频点即为测频的输出值。在本实施例中，脉冲信号作为门限信号，当脉冲信号有效时，发射脉冲信号，且会泄露到接收前端的第一脉冲信号与TUNE调谐电压控制的本振进行混频，输出中频信号，当脉冲信号无效过程即为回波接收的过程，此过程内是不做TUNE调谐的。所以测频仅在脉冲信号有效状态下进行。与所述DFT测频器连接的TUNE调谐控制器用于将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值进行比较，计算测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值。所述预定频率值为理想的中频信号，即频率值为60MHz的信号。所述TUNE调谐控制器还用于根据误差值执行与所述误差值对应的频偏调节直至所述误差值为0。在本实施例中，脉冲信号有效期间，测频开始，且输出值与理想的中频信号(本方案60MHz)比对，求出频偏误差；将误差信号对应成相应的数字量，通过DAC转换成模拟电压，再放大驱动到符合接收前端电气特性的调谐控制信号，从而改变接收前端的本振频率，使得接收前端的输出保持理想中频信号不变，该闭环控制响应时间快，调谐精度高。具体在本实施例中，所述TUNE调谐控制器在执行频偏调节时具体包括初始化调谐和雷达运行中自动调谐。所述初始化调谐是指：当雷达安装完毕或雷达工作一段时间，需要初始化调谐，根据接收前端模块允许的调谐电压范围[Vtmin，Vtmax]，调谐器接收到调谐初始化命令后，在脉冲信号有效的门限内，控制DA的输出调谐电压从Vtmin到Vtmax逐渐升高，并记录测频输出为理想中频信号时的DA控制值Dtune，即第一数字信号的频率值，过程中有可能会测量到出现2个或两个以上的理想中频信号，则选择幅值最大的，输出该第一数字信号的频率值，并记录Dtune。所述雷达运行中自动调谐：将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值进行比较，计算测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值。当测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值小于预定频率值，将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值进行增大调谐，即逐渐增大测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值，直到测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值基本为0，输出调谐好的第一数字信号的频率值；当测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值大于预定频率值，将测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值进行减小调谐，即逐渐减小测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值，直到测算的低通滤波后的第一数字信号的频率值与预定频率值之间的误差值基本为0。在本实施例中，为了达到更快地数字化调谐闭环响应，所述TUNE调谐控制器将所述DFT测频器测算的低通滤波后的第一数字信号的与预存在所述TUNE调谐控制器中的频率值进行调谐增大或减小的步进值，要根据测量值与理想值之间的误差值来确定，当误差值较大时，步进值适当调大，调节过程中误差值逐渐减小，步进也随之逐渐减小，直至误差值基本为0。与所述FPGA连接的DAC28用于将频偏调节后的第一数字信号转换成控制电压，并将所述控制电压进行数模转换形成模拟电压。与所述DAC28连接的放大驱动器29用于将所述模拟电压驱动成符合所述雷达接收前端的电气特性的调谐控制信号，并传输至所述接收前端25。在本实施例中，对模拟电压的放大驱动可采用现有技术中放大驱动技术。综上所述，本发明所述的雷达接收前端的数字调谐方法、系统及设备中提供的数字法调谐与模拟法调谐相比，具有抗干扰能力强，闭环控制响应速度快，调谐精度高等优点，雷达接收前端稳定输出理想的中频信号，且回波图像清晰，饱满，目标与杂波层次分明，目标识别率得到了有效的提高。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属
技术领域：
中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。当前第1页1 2 3