本发明涉及雷达装置。
背景技术：
近年来，在进行可得到高分辨率的、使用了包含微波或毫米波的波长短的雷达发送信号的雷达装置的研究。此外，为了提高室外的安全性，寻求开发在广角范围内探测除车辆以外，还探测包含行人的物体(目标)的雷达装置(广角雷达装置)。
作为雷达装置，提出了在接收分支及发送分支中包括多个天线(阵列天线)，通过使用了发送接收阵列天线的信号处理进行波束扫描的结构(称为multipleinputmultipleoutput(mimo)雷达)(例如，参照非专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2016－90432号公报
非专利文献
非专利文献1：jianli，stoica，petre，"mimoradarwithcolocatedantennas，"signalprocessingmagazine，ieeevol.24，issue:5，pp.106-114，2007
技术实现要素：
但是，在以往的mimo雷达中，有电路规模增大的情况。
本发明的非限定性的实施例，有助于提供能够削减mimo雷达中的电路规模的雷达装置。
本发明的一方式的雷达装置包括：切换多个发送子阵列，发送雷达信号的雷达发送单元；以及接收目标中反射了从所述各发送子阵列发送的所述雷达信号的反射波信号的雷达接收单元，所述多个发送子阵列的每一个具有多个发送天线，所述多个发送子阵列之中、邻接的发送子阵列的每一个重复所述多个发送天线的至少一个。
再者，这些概括性的并且具体的方式，可以通过系统、方法、集成电路、计算机程序或记录介质方式实现，也可以通过系统、装置、方法、集成电路、计算机程序和记录介质的任意的组合来实现。
根据本发明的一方式，有助于削减mimo雷达中的电路规模。
从说明书和附图中将清楚本发明的一方式中的更多的优点和效果。这些优点和/或效果可以由几个实施方式和说明书及附图所记载的特征来分别提供，不需要为了获得一个或一个以上的同一特征而提供全部特征。
附图说明
图1是表示实施方式1的雷达装置的结构的框图。
图2是表示实施方式1的雷达发送信号的一例的图。
图3是表示实施方式1的发送子阵列的切换控制的一例的图。
图4是表示实施方式1的雷达发送送号生成单元的另一结构的框图。
图5是表示实施方式1的雷达发送信号的发送定时、以及测量范围的一例的图。
图6a是表示天线配置例1的发送子阵列的配置例的图。
图6b是表示天线配置例1的接收天线的配置例的图。
图6c是表示天线配置例1的虚拟接收阵列的配置例的图。
图7是表示天线配置例1的移相器削减效果的一例的图。
图8a是表示天线配置例2的发送子阵列的配置例的图。
图8b是表示天线配置例2的接收天线的配置例的图。
图8c是表示天线配置例2的虚拟接收阵列的配置例的图。
图9a是表示天线配置例3的发送子阵列的配置例的图。
图9b是表示天线配置例3的接收天线的配置例的图。
图9c是表示天线配置例3的虚拟接收阵列的配置例的图。
图10a是表示天线配置例4的发送子阵列的配置例的图。
图10b是表示天线配置例4的接收天线的配置例的图。
图10c是表示天线配置例4的虚拟接收阵列的配置例的图。
图11a是表示天线配置例5的发送子阵列的配置例的图。
图11b是表示天线配置例5的接收天线的配置例的图。
图11c是表示天线配置例5的虚拟接收阵列的配置例的图。
图12是表示实施方式2的方向估计单元的另一结构的框图。
图13是表示用于实施方式2的方向估计单元的动作说明的三维坐标系的图。
图14是表示天线配置例5的虚拟平面配置阵列天线的配置例的图。
图15a是表示天线配置例6的发送子阵列的配置例的图。
图15b是表示天线配置例6的接收天线的配置例的图。
图15c是表示天线配置例6的虚拟接收阵列的配置例的图。
图16是表示天线配置例6的虚拟平面配置阵列天线的配置例的图。
图17a是表示天线配置例7的发送子阵列的配置例的图。
图17b是表示天线配置例7的接收天线的配置例的图。
图17c是表示天线配置例7的虚拟接收阵列的配置例的图。
图18是表示天线配置例7的虚拟平面配置阵列天线的配置例的图。
图19a是表示天线配置例8的发送子阵列的配置例的图。
图19b是表示天线配置例8的接收天线的配置例的图。
图19c是表示天线配置例8的虚拟接收阵列的配置例的图。
图20是表示天线配置例8的虚拟平面配置阵列天线的配置例的图。
具体实施方式
例如，作为雷达装置，已知反复发射脉冲波的脉冲雷达装置。在广角范围内探测车辆及行人的至少一方的广角脉冲雷达的接收信号是，混合了来自近距离中存在的目标(例如车辆)和远距离中存在的目标(例如行人)的多个反射波的信号。因此，(1)在雷达发送单元中，研究发送具有作为低范围旁瓣的自相关特性(以下，称为低范围旁瓣特性)的脉冲波或脉冲调制波的结构，(2)在雷达接收单元中，研究具有较宽接收动态范围的结构。
作为广角雷达装置的结构，例如，列举以下两个结构。
第1结构，将脉冲波或调制波用窄角(几度左右的波束宽度)的指向性波束机械或电子地扫描而发送雷达波，用窄角的指向性波束接收反射波。第1结构为了得到高分辨率而增加扫描数，所以对高速移动的目标的跟踪性劣化。
第2结构使用下述方法：通过包含多个天线(天线元件)的阵列天线接收反射波，根据基于对天线间隔的接收相位差的信号处理算法，估计反射波的到来角(directionofarrival(doa)estimation)。
第2结构，即使插补了发送分支中的发送波束的扫描间隔，也可以在接收分支中估计到来角，所以实现扫描时间的缩短，与第1结构比较，跟踪性提高。例如，作为估计反射波的到来角的方法，可列举基于矩阵运算的傅里叶变换、基于逆矩阵运算的capon法以及linearprediction(lp)法、或基于固有值运算的multiplesignalclassification(music)以及estimationofsignalparametersviarotationalinvariancetechniques(esprit)。
此外，除了接收分支，在发送分支中也用多个天线进行波束扫描的mimo雷达，以时分、频分或码分将复用的信号从多个发送天线发送，用多个接收天线接收由周围物体反射的信号，从各个接收信号分离、接收被复用了的发送信号。
此外，在mimo雷达中，例如非专利文献1中所公开的，通过变更发送接收阵列天线中的天线元件的配置，构成最大为与发送天线数(或发送子阵列数)和接收天线元件数之积相等的虚拟的接收阵列天线(以下，称为虚拟接收阵列)。由此，mimo雷达可以取出以发送天线元件数和接收天线元件数之积表示的传播路径响应，此外，通过将发送接收天线间隔设为规定的间隔，由较少的元件数虚拟地扩大阵列天线的有效孔径长度，角度分辨率提高。
此外，作为mimo雷达中的天线元件结构，例如，大体分为用1个天线元件的结构(以下，称为单体天线)、以及用多个天线元件的子阵列化的结构(以下，称为子阵列)。
适用了单体天线的情况下，mimo雷达，与使用了子阵列的情况比较，为具有宽指向性的特性，但天线增益相对较低。因此，为了提高相对雷达反射波的接收信噪比(signaltonoiseratio(snr))，在接收信号处理中，进行更多的加法处理、或用更多的天线元件，有结构复杂的情况。
另一方面，使用了子阵列的情况下，mimo雷达，与使用了单体天线的情况比较，天线的物理性大小变大。具体而言，子阵列的物理性大小为发送信号的无线频率(载波频率)中的1波长左右以上。从物理性限制的观点看，若将子阵列的间隔(元件间隔)不扩大1波长以上则难以配置子阵列，所以对于角度方向的栅瓣或旁瓣分量的抑制，在进行大量研究。
此外，使用了子阵列的情况下，mimo雷达，与使用了单体天线的情况比较，可以提高主波束方向的天线增益。然而，mimo雷达中，越提高天线增益，主波束的波束宽度越窄。因此，为了使探测范围为广角，mimo雷达进行使主波束方向可变的可变波束控制。
在专利文献1中，作为使用了子阵列的mimo雷达的阵列结构，公开了以n个发送子阵列发送，以m个接收子阵列接收的mimo雷达。此外，在专利文献1中，公开了通过控制发送子阵列的移相器的权重，使发送子阵列的主波束方向可变的结构。为了抑制因子阵列间的间隔扩大产生的旁瓣，在专利文献1中，适用对发送子阵列及接收子阵列最佳的权重。
可是，在专利文献1中公开的mimo雷达中，为了将天线孔径面分割为n个发送子阵列，对构成子阵列的每个天线元件，设置将发送子阵列的主波束方向可变控制的相位调整机构(移相器)。例如，在n个发送子阵列分别由nsa个天线元件构成的情况下，设置(nsa×n)个移相器，所以mimo雷达的电路规模增大。此外，对n个发送子阵列的每一个还设置用于移相器间的调整的校准。
本发明的一方式，抑制旁瓣或栅瓣分量，并有助于mimo雷达中的发送子阵列的电路的小规模(例如，移相器数)。
以下，参照附图详细地说明本发明的一方式的实施方式。再者，在实施方式中，对同一的结构要素附加同一标号，其说明因重复而省略。
再者，在以下，说明在雷达装置的发送分支中，将多个发送天线(发送子阵列)以时分方式切换，送出时分复用的不同的雷达发送信号，在接收分支中，将各发送信号分离来进行接收处理的mimo雷达的结构。但是，雷达装置的结构不限于此，也可以是发送分支中，从多个发送天线送出频分复用的不同的发送信号，在接收分支中，将各发送信号分离进行接收处理的结构。此外，同样地，雷达装置的结构也可以为在发送分支从多个发送天线送出码分复用的发送信号，在接收分支进行接收处理的结构。
[实施方式1]
[雷达装置的结构]
图1是表示本实施方式的雷达装置10的结构的框图。
雷达装置10具有雷达发送单元(发送分支)100、雷达接收单元(接收分支)200、基准信号生成单元300、以及控制单元400。
雷达发送单元100基于从基准信号生成单元300接受的参考信号，生成无线频率(radiofrequency)的雷达信号(雷达发送信号)。然后，雷达发送单元100将多个发送子阵列#1～#n以时分方式切换，发送雷达发送信号。这里，n为2以上的整数。
雷达接收单元200将目标(未图示)中反射的雷达发送信号即反射波信号，用包含多个接收天线202－1～202－na的接收阵列天线接收。雷达接收单元200通过用从基准信号生成单元300接受的参考信号，进行下述的处理动作，进行与雷达发送单元100同步的处理。雷达接收单元200对在各接收天线202中接收到的反射波信号进行信号处理，至少进行目标的有无检测或方向估计。再者，目标是雷达装置10检测的对象的物体，例如，是至少一个以上的车辆(包括4轮的车辆及2轮的车辆)及人。
基准信号生成单元300分别连接到雷达发送单元100及雷达接收单元200。基准信号生成单元300将作为基准信号的参考信号供给到雷达发送单元100及雷达接收单元200，使雷达发送单元100及雷达接收单元200的处理同步。
控制单元400对每个雷达发送周期(tr)设定雷达发送单元100生成的脉冲码、雷达发送单元100的可变波束控制中设定的相位、以及雷达发送单元100放大信号的电平(level)。然后，控制单元400将指示脉冲码的控制信号(码控制信号)、指示相位的控制信号(移相控制信号)、以及指示发送信号的放大电平的控制信号(发送控制信号)分别输出到雷达发送送号生成单元101、移相器107及发送放大单元108。此外，控制单元400将指示雷达发送单元100中的发送子阵列#1～#n的切换定时(即，雷达发送信号的输出切换)的输出切换信号，输出到雷达接收单元200(加法单元211及输出切换单元212)。
[雷达发送单元100的结构]
雷达发送单元100具有雷达发送送号生成单元101、发送变频单元105、功率分配器106、移相器107、发送放大单元108、以及发送天线109。
再者，在以下，将使用了编码脉冲雷达的结构作为一例示出，但不限于此，例如，对于使用了调频连续波(frequencymodulatedcontinuouswave(fw-cw))雷达的调频的雷达发送信号，也可同样地适用。
此外，雷达发送单元100具有n个发送子阵列(#1～#n)。各发送子阵列包括相同数的nsa个移相器107、发送放大单元108、以及发送天线109。其中，nsa是2以上的整数。此外，在邻接的发送子阵列间，(nsa－1)个发送天线109(天线元件)、发送放大单元108及移相器107被重复包含。
因此，在雷达发送单元100中，n个发送子阵列所包含的全部发送天线109、发送放大单元108及移相器107的数为(nsa+n+1)个。
再者，在图1中，表示了各发送子阵列包含相同数(nsa个)的天线元件(发送天线109)的例子，但各发送子阵列也可以包含不同数(nsa个)的天线元件(发送天线109)(细节后述)。
雷达发送送号生成单元101生成成为从基准信号生成单元300接受的参考信号规定数倍的定时时钟(时钟信号)，基于生成的定时时钟生成雷达发送信号。然后，雷达发送送号生成单元101基于来自控制单元100的每个规定的雷达发送周期(tr)的码控制信号，在雷达发送周期(tr)反复输出雷达发送信号。雷达发送信号以y(kt，m)＝i(kt，m)+jq(kt，m)表示。其中，j表示虚数单位，k表示离散时刻，m表示雷达发送周期的序数。此外，i(kt、m)及q(kt、m)分别表示第m雷达发送周期中的离散时刻kt中的雷达发送信号(kt，m)的同相分量(in-phase分量)、及正交分量(quadrature分量)。
雷达发送送号生成单元101包括码生成单元102、调制单元103和lpf(lowpassfilter；低通滤波器)104。
码生成单元102基于每个雷达发送周期(tr)的码控制信号，生成第m雷达发送周期中的码长l的码序列的码an(m)(n＝1，…，l)(脉冲码)。在码生成单元102中生成的码an(m)中，采用得到低范围旁瓣特性的脉冲码。作为码序列，例如，可列举barer码、m序列码、gold码。再者，由码生成单元102生成的码an(m)可以为相同的码，也可以包含不同的码。
调制单元103对于从码生成单元102输出的码an(m)进行脉冲调制(振幅调制、幅移键控(amplitudeshiftkeying(ask))、脉冲移相键控或相移键控(phaseshiftkeying(psk)))，向lpf104输出调制信号。
lpf104向发送变频单元105输出从调制单元103输出的调制信号之中、规定的限制频带以下的信号分量作为基带的雷达发送信号。
发送变频单元105将从lpf104输出的基带的雷达发送信号变频为规定的载波频率(carrierfrequency)频带中的雷达发送信号。
功率分配器106将从发送变频单元105输出的无线频带的雷达发送信号分配为(nsa+n+1)个，输出到各移相器107。
各发送子阵列#1～#n具有nsa个发送天线109。各发送天线109分别连接到单独的发送放大单元108，将来自发送放大单元108的信号以发送子阵列为单位发射到空中。
移相器107基于由控制单元400指示的每个雷达发送周期(tr)的移相控制信号，调整从功率分配器106输出的雷达发送信号的相位。
发送放大单元108基于由控制单元400指示的每个雷达发送周期(tr)的发送控制信号，将从移相器107输出的雷达发送信号放大到规定电平输出、或将发送输出关断。
图2表示从雷达发送单元100发送的雷达发送信号。脉冲码序列在各雷达发送周期tr之中、码发送区间tw之间被发送，剩余的区间(tr-tw)为无信号区间。在码发送区间tw内包含码长l的脉冲码序列。在1个码中，包含l个子脉冲。此外，对每1个子脉冲，施加使用了no个样本的脉冲调制。从以上，在各码发送区间tw内，包含nr(＝no×l)个样本的信号。此外，在雷达发送周期tr中的无信号区间(tr-tw)，包含nu个样本。
接着，说明控制单元400的、来自发送子阵列#1～#n的雷达发送信号的输出切换动作。
图3表示控制单元400的各发送子阵列#1～#n的时分切换动作的一例。控制单元400对每个雷达发送周期tr，向雷达发送单元100输出指示以从发送子阵列#1至发送子阵列#n的顺序切换来自各发送子阵列的输出的的控制信号(码控制信号、移相控制信号、发送控制信号)。此外，在图3中，控制单元400进行将各发送子阵列的发送输出期间设为(tr×nb)，将全部的发送子阵列的发送输出期间(tr×np)＝(tr×nb×n)的切换动作反复nc次的控制。此外，后述的雷达接收单元200基于控制单元400的切换动作进行定位处理。
例如，控制单元400也可以对每个定位处理可变来自发送子阵列的发送波束方向。由此，在雷达装置10中，可广角范围的定位。
例如，在从发送子阵列#1发送雷达发送信号的情况下，控制单元400对于包含在发送子阵列#1中的移相器107－1～107－nsa，输出包含指示的移相信息的移相控制信号，使得主波束朝向规定的方向，不更新对没有包含在发送子阵列#1中的移相器107的移相信息。此外，控制单元400对于发送子阵列#1中包含的发送放大单元108－1～108－nsa，输出指示的发送控制信号，使得将输入信号放大至规定电平，对于不包含在发送子阵列#1中的发送放大单元108，输出指示的发送控制信号，使得将发送输出关断。
同样地，在从发送子阵列#2发送雷达发送信号的情况下，控制单元400对于包含在发送子阵列#2中的移相器107－2～107－(nsa+1)，如与发送子阵列#1的情况相同那样，输出包含指示的移相信息的移相控制信号，使得主波束朝向规定的方向，不更新对未包含在发送子阵列#2中的移相器107的移相信息。此外，控制单元400对于包含在发送子阵列#2中的发送放大单元108－2～108－(nsa+1)，输出指示的发送控制信号，使得将输入信号放大至规定电平，对于未包含在发送子阵列#2中的发送放大单元108，输出指示的发送控制信号，使得将发送输出关断。
以后，控制单元400对于发送子阵列#3～#n依次进行同样的控制。
以上，说明了控制单元400的雷达发送信号的输出切换动作。
再者，雷达发送单元100也可以包括图4所示的雷达发送送号生成单元101a，取代雷达发送送号生成单元101。雷达发送送号生成单元101a包括码存储单元111及da转换单元112，取代图1所示的码生成单元102、调制单元103及lpf104。码存储单元111预先存储码生成单元102(图1)中生成的码序列，循环地依次读出存储的码序列。da转换单元112将从码存储单元111输出的码序列(数字信号)转换为模拟的基带信号。
[雷达接收单元200的结构]
在图1中，雷达接收单元200包括天线系统处理单元201－1～201－na、接收天线202－1～202－na、以及方向估计单元214。接收天线202－1～202－na例如是阵列天线(接收阵列天线单元)。
各接收天线202接收在包含测量目标(物体)的反射物体中反射的雷达发送信号即反射波信号，向对应的天线系统处理单元201输出接收到的反射波信号作为接收信号。
天线系统处理单元201－1～201－na分别具有无线接收单元203和信号处理单元207。再者，无线接收单元203及信号处理单元207生成成为从基准信号生成单元300接受的参考信号规定数倍的定时时钟(基准时钟信号)，通过基于生成的定时时钟进行动作，确保与雷达发送单元100的同步。
各无线接收单元203具有放大部204、变频器205、以及正交检波器206。在第z无线接收单元203中，放大器204将从第z接收天线202接受的接收信号放大到规定电平，变频器205将无线频带的接收信号变频为基带，正交检波器206将基带的接收信号转换为包含i信号及q信号的基带的接收信号。其中，z＝1，…，na。
各信号处理单元207具有ad转换单元208、209、相关运算单元210、加法单元211、输出切换单元212、以及多普勒分析单元213－1～213－n。
在第z信号处理单元207中，对ad转换单元208从正交检波器206输入包含i信号的基带信号，对ad转换单元209从正交检波器206输入包含q信号的基带信号。ad转换单元208通过对于包含i信号的基带信号进行离散时间中的采样，将i信号转换为数字数据。ad转换单元209通过对于包含q信号的基带信号进行离散时间中的采样，将q信号转换为数字数据。
这里，在ad转换单元208、209的采样中，雷达发送信号中的每1个子脉冲的时间tp(＝tw/l)进行ns个离散样本。即，每1子脉冲的过采样数为ns。
在以下的说明中，用i信号iz(k，m)及q信号qz(k，m)，将作为ad转换单元208，209的输出的第m雷达发送周期tr[m]的离散时间k中的基带的接收信号表示为复数信号xz(k，m)＝iz(k，m)+jqz(k，m)。此外，在以下，离散时刻k将雷达发送周期(tr)开始的定时作为基准(k＝1)，信号处理单元207在直至雷达发送周期tr结束前为止的样本点即k＝(nr+nu)ns/no为止周期性地进行计量。即，k＝1，…，(nr+nu)ns/no。其中，j是虚数单位。
在第z信号处理单元207中，相关运算单元210对每个雷达发送周期tr进行从ad转换单元208，209接受的离散样本值xz(k，m)和雷达发送单元100中发送的码长度l的脉冲码an(m)(其中，z＝1，…，na、n＝1，…，l)之间的相关运算。例如，相关运算单元210进行离散样本值xz(k，m)和脉冲码an(m)之间的滑动相关运算。例如，第m雷达发送周期tr[m]中的离散时刻k的滑动相关运算的相关运算值acz(k，m)，基于式(1)计算。
在式(1)中，星号(＊)表示复数共轭运算符。
例如，相关运算单元210根据式(1)，进行整个k＝1，…，(nr+nu)ns/no的期间的相关运算。
再者，相关运算单元210不限定于对于k＝1，…，(nr+nu)ns/no进行相关运算的情况，根据作为雷达装置10的测量对象的目标的存在范围，也可以限定测量范围(即，k的范围)。由此，在雷达装置10中，可降低相关运算单元210的运算处理量。例如，相关运算单元210也可以将测量范围限定为k＝ns(l+1)，…，(nr+nu)ns/no-nsl。这种情况下，如图5所示，雷达装置10在相当于码发送区间tw的时间区间不进行测量。再者，在图5中，τ1及τ2表示延迟时间。τ1是tp×(l+1)，τ2是tp×[(nr+nu)/no-l]。
由此，即使在从雷达发送单元100发送的雷达信号直接地绕回到雷达接收单元200的(接收泄漏信号)情况下，雷达装置10在从雷达发送单元100发送的雷达发送信号到达雷达接收单元200的期间(至少低于τ1的期间)中，由于是相当于码发送区间tw的时间区间，所以不进行相关运算单元210的处理。因此，在雷达装置10进行的测量中，可以降低将直接地绕回的信号包含在测量对象中的可能性。此外，在限定测量范围(k的范围)的情况下，对于在以下说明的加法单元211、输出切换单元212、多普勒分析单元213及方向估计单元214的处理，同样地适用限定了测量范围(k的范围)的处理即可。由此，可以削减各结构单元中的处理量，可以降低雷达接收单元200中的功耗。
在第z信号处理单元207中，加法单元211基于从控制单元400输出的输出切换信号，将从第nd发送子阵列(#nd)起连续发送的雷达发送周期tr的多次nb的期间(tr×nb)作为单位，用每个离散时刻k从相关运算单元210接受的相关运算值acz(k，m)，进行加法(相干积分)处理。其中，nd＝1，…，n、z＝1，…，na。
整个期间(tr×nb)的加法(相干积分)处理用式(2)表示。
其中，ciz(nd)(k，m)表示相关运算值的加法值(以下，称为相关加法值)，m是表示加法单元211中加法次数的序数的1以上的整数。此外，z＝1，…，na。
再者，要得到理想的加法增益，例如，考虑在相关运算值的加法区间中，将相关运算值的相位分量设在所定范围内。加法次数，例如基于作为测量对象的目标的假定最大移动速度来设定。这是因为目标的假定最大速度越大，来自目标的反射波中包含的多普勒频率的变动量越大，有较高的相关的时间期间缩短，所以np(＝n×nb)为较小的值，加法单元211中的加法产生的增益提高效果较小。
因此，在第z信号处理单元207中，输出切换单元212基于从控制单元400输出的输出切换信号，将从第nd发送子阵列起连续地发送的雷达发送周期tr的多次nb的期间(tr×nb)为单位进行加法运算，将每个离散时刻k的加法结果ciz(nd)(k，m)择一地切换输出到第nd多普勒分析单元213－nd。其中，nd＝1，…，n、z＝1，…，na。
各信号处理单元207具有与发送子阵列相同数的n个多普勒分析单元213－1～213－n。
多普勒分析单元213将对每个离散时刻k得到的加法单元211的nc个输出即ciz(nd)(k，nc(w-1)+1)～ciz(nd)(k，nc×w)作为一单位，对准离散时刻k的定时进行相干积分。例如，如式(3)所示，多普勒分析单元213在校正了与2nf个不同的多普勒频率fsδφ对应的相位变动φ(fs)＝2πfs(tr×nb)δφ后，进行相干积分。
其中，ft_ciz(nd)(k，fs，w)是第z信号处理单元207中的第nd多普勒分析单元213－nd中的第w输出，表示对加法单元211的第nd输出的、离散时刻k中的多普勒频率fsδφ的相干积分结果。其中，nd＝1～na，fs＝-nf+1，…，0，…，nf，k＝1，…，(nr+nu)ns/no，w是自然数，δφ是相位旋转单位。
由此，各信号处理单元207在雷达发送周期间tr的多次nb×nc期间(tr×nb×nc)的每个期间得到与每个离散时刻k的2nf个多普勒频率分量对应的相干积分结果即ft_ciz(nd)(k，-nf+1，w)，…，ft_ciz(nd)(k，nf-1，w)。再者，j是虚数单位，z＝1，…，na。
在δφ＝1/nc的情况下，上述多普勒分析单元213的处理，与在采样间隔tm＝(tr×np)、采用频率fm＝1/tm下将加法单元211的输出进行离散傅里叶变换(dft)处理等价。
此外，通过将nf设定为2的乘方数，在多普勒频率解析部213中，可以适用快速傅里叶变换(fastfouriertransform(fft))处理，可以削减运算处理量。再者，在nf>nc中，通过在q＞nc的区域中进行ciz(nd)(k、nc(w-1)+q)＝0的零填充处理，同样地可以适用fft处理，可以削减运算处理量。
此外，多普勒分析单元213中，也可以进行依次地运算上式(3)所示的积和运算的处理，取代fft的处理。例如，多普勒分析单元213对于每个离散时刻k得到的加法单元211的nc个输出即ciz(nd)(k，nc(w-1)+q+1)，也可以生成对应于fs＝-nf+1，…，0，…，nf-1的系数
再者，在以下的说明中，将在从第1信号处理单元207到第na信号处理单元207各自中施加同样的处理所得的第w输出ft_ciz(1)(k，fs，w)，…，ft_ciz(na)(k，fs，w)，如式(4)及式(5)那样记述作为虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)。虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)包含发送子阵列数n和接收天线202的数na之积即n×na个元素。虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)用于后述的、对于来自目标的反射波信号进行基于接收天线202间的相位差的方向估计的处理的说明。其中，z＝1，…，na，nd＝1，…，n。此外，在下式中，添加对起因于来自各发送子阵列的发送时间差的每个多普勒频率(fsδφ)的相位旋转进行校正的处理。即，将第1发送子阵列(nd＝1)作为基准，对来自第nd发送子阵列的多普勒频率(fsδφ)分量的接收信号ft_ciz(na)(k，fs，w)，乘以exp[-j2πfsδφ(nd-1)trnb]。
以上，说明了信号处理单元207的各结构单元中的处理。
方向估计单元214对于从第1信号处理单元207～第na信号处理单元207输出的第w多普勒分析单元213的虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)，通过乘以将发送子阵列间及接收阵列天线间的移相偏差及振幅偏差校正的阵列校正值h_cal[b]，计算校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)。虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)用式(6)表示。再者，b＝1，…，(n×na)。
校正了天线间偏差的虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)是包含na×nr个元素的列向量。在以下，将虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)的各元素记述为h1(k，fs，w)，…，hna×nr(k，fs，w)，用于方向估计处理的说明。
然后，方向估计单元214用虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)，基于接收天线202间的反射波信号的相位差进行方向估计处理。
方向估计单元214将方向估计评价函数值ph(θ，k，fs，w)中的方位方向θ在规定的角度范围内可变而计算空间分布，将算出的空间分布的极大峰值以从大到小的顺序提取规定数，并将极大峰值的方位方向设为到来方向估计值。
再者，评价函数值ph(θ，k，fs，w)根据到来方向估计算法而为各种值。例如也可以使用参考非专利文献1中公开的采用了阵列天线的估计方法。
(参考非专利文献1)direction-of-arrivalestimationusingsignalsubspacemodelingcadzow，j.a.；aerospaceandelectronicsystems，ieeetransactionsonvolume:28，issue:1publicationyear:1992，page(s):64-79
例如波束成形法可以如式(7)、式(8)那样表示。除此以外，所谓capon、music方法也可同样地适用。
ph(θu,k,fs,w)＝|ah(θu)hh_after_cal(k,fs,w)|2(7)
其中，上标h是埃尔米特转置运算符。此外，ah(θu)表示对方位方向θu的到来波的虚拟接收阵列的方向向量。此外，θu在进行到来方向估计的方位范围内以规定的方位间隔β1变化。例如，θu如以下那样被设定。
θu＝θmin+uβ1、u＝0，…，nu
nu＝floor[(θmax-θmin)/β1]+1
其中，floor(x)是返回不超过实数x的最大整数值的函数。
再者，上述时刻信息k也可以被转换为距离信息输出。为了将时刻信息k转为距离信息r(k)，也可以使用式(9)。其中，tw表示码发送区间，l表示脉冲码长度，c0表示光速度。
此外，多普勒频率信息也可以被转换为相对速度分量输出。为了将多普勒频率fsδφ转换为相对速度分量vd(fs)，可以使用式(10)进行转换。其中，λ是从发送变频单元105输出的rf信号的载波频率的波长。
[雷达装置10中的天线配置]
说明具有以上的结构的雷达装置10中的n个发送子阵列(发送天线109)及na个接收天线202的配置。
＜天线配置例1＞
图6a～图6c表示天线配置例1中的发送子阵列的配置、接收天线202的配置、以及虚拟接收阵列的配置的一例。在图6a～图6c中x轴被规定。再者，在以下的说明中，图6a～图6c所示的箭头方向是x轴的正方向。此外，对于在图8a以后的图中所示的x轴，同样地箭头方向也是x轴的正方向。
天线配置例1表示发送子阵列数n＝2，构成各发送子阵列的发送天线109的数nsa＝3的天线配置。
在图6a中，4个发送天线#1～#4在规定的方向(例如，水平方向)上以规定值dh的间隔等间隔地配置。此外，在图6a中，各发送子阵列#1、#2包含相同数的3(＝nsa)个发送天线109。具体而言，发送子阵列#1包含发送天线#1～#3，发送子阵列#2包含发送天线#2～#4。即，在邻接的发送子阵列间，(nsa-1)＝2个发送天线109(图6a中，为发送天线#2～#3)重复。
此外，在图6a中，发送子阵列#1和发送子阵列#2之间的配置间隔(以下，称为发送子阵列间隔)是dh。
此外，在图6b中，接收天线202的数是3(＝na)个。假设接收天线202的元件间隔(配置间隔)为对发送子阵列间隔dh乘以发送子阵列的个数n所得的值(dh×n)以上的值。在图6b中，n＝2，接收天线202的元件间隔是2dh。
此外，例如，图6c所示的虚拟接收阵列具有根据图6a的发送子阵列数和图6b的接收天线元件数之积确定的天线元件数。例如，虚拟接收阵列具有6(＝n×na＝(2×3))个天线元件。图6c所示的虚拟接收阵列的天线元件号(从x轴负方向朝向x轴正方向依次为#1、#2、#3、#4、#5、#6)表示对应于式(4)所示的虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)的元素顺序的号。方向估计单元214用图6c所示的虚拟接收阵列的接收信号即虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)进行方向估计处理。
图6c所示的虚拟接收阵列具有6(＝n×na)个天线元件，如图6a所示发送子阵列以dh间隔配置，所以虚拟接收阵列的各天线元件以发送子阵列间隔dh等间隔地配置。
由此，例如，对于载波频率的波长λ，在dh＝0.5λ的情况下，雷达装置10用图6c所示的虚拟接收阵列，可进行在±90°范围的整个宽范围内抑制了栅瓣分量及旁瓣分量的到来方向估计，得到降低雷达定位中的误估计的效果。
再者，在dh＝0.5λ的情况下，发送子阵列为2dh(即，1波长)以上的大小。然而，如图6a所示，通过在邻接的发送子阵列间，重复配置各发送子阵列的发送天线109，可以使发送子阵列间隔(dh)比发送子阵列的大小(2dh)窄。此外，通过在邻接的发送子阵列间重复配置发送天线109，可以削减发送天线109、与各发送天线109对应的移相器107、以及发送放大单元108。
这里，在发送子阵列数为n，各发送子阵列包含相同数的nsa个发送天线109，在邻接的发送子阵列间将重复的发送天线109的数设为(nsa－1)个的情况下的移相器107(发送放大单元108)的削减效果，可以用式(11)表示。再者，在式(11)中，将在邻接的发送子阵列间使发送天线109不重复的情况作为以往例进行比较。
例如，如图6a所示，在发送子阵列数n＝2，各发送子阵列包含相同数的3(＝nsa)个发送天线109，将在邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数设为2(＝nsa-1)个的情况下，发送天线109的数为nsa+(n-1)＝3+(2-1)＝4个。因此，这种情况下与雷达装置10具备的发送天线109对应的移相器107(及发送放大单元108)的数是4个。
另一方面，在发送子阵列数n＝2，各发送子阵列分别包含相同数的3(＝nsa)个发送天线，在邻接的发送子阵列间使发送天线不重复的情况下，发送天线数为nsa×n＝3×2＝6个。因此，这种情况下与雷达装置具备的发送天线(天线元件)对应的移相器(及发送放大单元)数是6个。
从以上，在天线配置例1中，与以往例比较，得到将移相器107及发送放大单元108的数分别削减为2/3的削减效果。
图7的横轴表示发送子阵列数(n)，图7的纵轴表示本发明的移送器削减效果(比以往)。具体而言，图7表示使发送子阵列数n在从2至8之间可变时，将nsa设为参数的情况(nsa＝2，3，4，8)下的移相器107(发送放大单元108)的削减效果。如图7所示，可知n或nsa越多，移相器107(发送放大单元108)的削减效果越高。
这样，根据天线配置例1，可以抑制旁瓣或栅瓣分量，并且可以削减mimo雷达中的发送子阵列的电路规模(例如，移相器数)。
再者，在图6a、图6b中，表示了n＝2、nsa＝3，在水平方向上配置发送天线109及接收天线202的例子，但各天线数、以及天线的配置方向不限定于此。这种情况在后述的其他天线中也是同样的。
＜天线配置例2＞
图8a～图8c表示天线配置例2中的发送子阵列的配置、接收天线202的配置、以及虚拟接收阵列的配置的一例。
天线配置例2表示发送子阵列数n＝3，构成各发送子阵列的发送天线109的数nsa＝3的情况下的天线配置。
如图8a所示，5个发送天线#1～#5在规定的方向(例如，水平方向)上以规定值dh的间隔等间隔地配置。此外，如图8a所示，各发送子阵列#1～#3由相同数的3(＝nsa)个发送天线109构成。具体而言，发送子阵列#1包含发送天线#1～#3，发送子阵列#2包含发送天线#2～#4，发送子阵列#3包含发送天线#3～#5。即，在邻接的发送子阵列间，(nsa-1)＝2个发送天线109重复。
此外，在图8a中，发送子阵列#1～#3的各发送子阵列间隔是dh。
此外，如图8b所示，接收天线202的数是3(＝na)个。假设接收天线202的元件间隔(配置间隔)为对发送子阵列间隔dh乘以发送子阵列的个数n所得的值(dh×n)以上的值。在图8b中，n＝3，接收天线202的元件间隔是3dh。
此外，如图8c所示，通过图8a的发送子阵列配置及图8b的接收天线配置得到的虚拟接收阵列包含9(＝n×na＝(3×3))个天线元件。图8c所示的虚拟接收阵列的天线元件号(从x轴负方向朝向x轴正方向依次为#1、#2、#3、#4、#5、#6、#7、#8、#9)表示与式(4)所示的虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)的元素顺序对应的号。方向估计单元214用图8c所示的虚拟接收阵列的接收信号即虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)进行方向估计处理。
图8c所示的虚拟接收阵列包含9(＝n×na)个天线元件，如图8a所示发送子阵列以dh间隔配置，所以虚拟接收阵列的各天线元件以发送子阵列间隔dh等间隔地配置。
由此，例如，对于载波频率的波长λ，在dh＝0.5λ的情况下，雷达装置10用图8c所示的虚拟接收阵列，可进行在±90°范围的整个宽范围内抑制了栅瓣分量及旁瓣分量的到来方向估计，得到降低雷达定位中的误估计的效果。
再者，在dh＝0.5λ的情况下，发送子阵列为2dh(即，1波长)以上的大小。然而，如图8a所示，通过在邻接的发送子阵列间，重复配置各发送子阵列的发送天线109，可以使发送子阵列间隔(dh)比发送子阵列的大小(2dh)窄。此外，通过在邻接的发送子阵列间重复配置发送天线109，可以削减雷达发送单元100的发送天线109、以及与各发送天线109对应的移相器107、发送放大单元108。
例如，如图8a所示，在发送子阵列数n＝3，各发送子阵列包含相同数的3(＝nsa)个发送天线109，在将邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数设为2(＝nsa-1)的情况下，发送天线109的数，即，移相器107(发送放大单元108)数为nsa+(n-1)＝3+(3-1)＝5。因此，在天线配置例2中，与在发送子阵列间使发送天线不重复的情况(n×nsa＝3×3＝9个)比较，得到将移相器107(发送放大单元108)的数削减为5/9的削减效果。
＜天线配置例3＞
在天线配置例1、2(图6，图8)中，说明了构成各发送子阵列的发送天线109的数(nsa)、以及在邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数(nsa-1)为相同数的情况。相对于此，在天线配置例3中，说明构成各发送子阵列的天线数、以及在邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数不同的情况。
图9a～图9c表示天线配置例3中的发送子阵列的配置、接收天线202的配置、以及虚拟接收阵列的配置的一例。
图9a中，6个发送天线#1～#6在规定的方向(例如，水平方向)上以规定值dh的间隔等间隔地配置。此外，各发送子阵列#1～#3由相同数的3(＝nsa)个发送天线109构成。发送子阵列#1包含发送天线#1～#3，发送子阵列#2包含发送天线#1～#5，发送子阵列#3包含发送天线#2～#6。因此，在发送子阵列#1和发送子阵列#2之间，3个发送天线109重复。在发送子阵列#2和发送子阵列#3之间，4个发送天线109重复。
天线配置例3表示发送子阵列数n＝3的情况下的天线配置。
如图9a所示，6个发送天线#1～#6在规定的方向(例如，水平方向)上以规定值dh的间隔等间隔地配置。此外，如图9a所示，各发送子阵列#1～#3分别包含3个、5个、5个发送天线109。即，在发送子阵列#1和发送子阵列#2，#3中，构成各发送子阵列的发送天线数nsa分别不同。
此外，如图9a所示，在发送子阵列#1、#2间3个发送天线109重复，在发送子阵列#2、#3间4个发送天线109重复。
此外，在图9a中，发送子阵列#1～#3的各发送子阵列间隔是dh。
此外，如图9b所示，接收天线202的数是3(＝na)个。假设接收天线202的元件间隔(配置间隔)为对发送子阵列间隔dh乘以发送子阵列的个数n所得的值(dh×n)以上的值。在图9b中，n＝3，接收天线202的元件间隔是3dh。
此外，如图9c所示，通过图9a的发送子阵列配置及图9b的接收天线配置得到的虚拟接收阵列包括9(＝n×na＝(3×3))个天线元件。图9c所示的虚拟接收阵列的天线元件号(从图9的x轴负方向朝向x轴正方向依次为#1、#2、#3、#4、#5、#6、#7、#8、#9)表示对应于式(4)所示的虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)的元素顺序的号。方向估计单元214用图9c所示的虚拟接收阵列的接收信号即虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)进行方向估计处理。
图9c所示的虚拟接收阵列包含9(＝n×na)个天线元件，如图9a所示发送子阵列以dh间隔配置，所以虚拟接收阵列的天线元件以发送子阵列间隔dh等间隔地配置。
由此，例如，对于载波频率的波长λ，在dh＝0.5λ的情况下，雷达装置10用图9c所示的虚拟接收阵列，可进行在±90°的范围的整个宽范围内抑制了栅瓣分量及旁瓣分量的到来方向估计，得到降低雷达定位中的误估计的效果。
再者，在dh＝0.5λ的情况下，发送子阵列为2dh(即，1波长)以上的大小。然而，如图9a所示，通过在邻接的发送子阵列间，将构成各发送子阵列的发送天线109重复配置，可以使发送子阵列间隔(dh)比发送子阵列的大小(2dh)窄。此外，通过在邻接的发送子阵列间重复配置发送天线109，可以削减雷达发送单元100的发送天线109、以及对应于各发送天线109的移相器107、发送放大单元108。
例如，如图9a所示，发送子阵列数n＝3，发送子阵列#1的发送天线109是3个，子阵列#2的发送天线109是5个，子阵列#3的发送天线109是5个，将在邻接的发送子阵列间重复的天线数，在发送子阵列#1、#2间设为3个，在发送子阵列#2、#3间设为4个。这种情况下，发送天线109的数为6个。即，移相器107为6个，发送放大单元108的数为6个。因此，在天线配置例3中，与在发送子阵列间使发送天线不重复的情况(3+5+5＝13个)比较，得到将移相器107(发送放大单元108)的数削减为6/13的削减效果。
＜天线配置例4＞
在天线配置例1～3(图6，图8、图9)中，表示在规定的方向(例如，水平方向)上配置发送子阵列(发送天线109)及接收天线202的结构，表示了方向估计单元214进行该规定的方向(例如，水平方向(方位方向))的雷达定位的结构。
但是，配置发送子阵列及接收天线202的方向不限定于此。例如，也可以为垂直方向上配置发送子阵列及接收天线202的结构。这种情况下，方向估计单元214可进行垂直方向(仰角方向)的雷达定位。
或者，也可以为垂直方向上配置发送子阵列，水平方向上配置接收天线202的结构。这种情况下，方向估计单元214可进行垂直方向(仰角方向)及水平方向(方位方向)的雷达定位。再者，也可以为水平方向上配置发送子阵列，垂直方向上配置接收天线202的结构。
此外，在天线配置例1～3(图6，图8、图9)中，说明了直线状地配置发送子阵列的情况，但也可以在垂直方向及水平方向上平面地配置发送子阵列。
图10a～图10c是表示将发送子阵列平面地配置的情况下的、发送子阵列的配置、接收天线202的配置、以及虚拟接收阵列的配置的一例的天线配置例4。通过如图10a所示设置发送子阵列，雷达装置10除了在水平方向(方位方向)之外、还可在垂直方向(仰角方向)也形成指向性缩小的发送波束，可以进一步提高发送子阵列的指向性增益。仰角方向的指向性波束方向可以固定在期望方向上，而通过在仰角方向也使波束方向可变，可以将水平方向及仰角方向的探测范围广角化。
以上，说明了本实施方式的天线配置例1～4。
这样，在本实施方式中，雷达装置10包括：切换各自包含多个发送天线109及移相器107的多个发送子阵列并发送雷达发送信号的雷达发送单元100；以及用多个接收天线202接收在目标中反射了雷达发送信号的反射波信号的雷达接收单元200。此外，在本实施方式中，构成多个发送子阵列之中、邻接的发送子阵列的每一个的发送天线109及移相器107的至少一个重复。
由此，可以削减具有多个发送子阵列的雷达发送单元100中的发送天线109、以及对应于发送天线109的移相器107。此外，通过使构成邻接的发送子阵列的发送天线109重复，可以使邻接的发送子阵列的间隔窄。因此，根据本实施方式，可以抑制雷达装置10的电路规模的增大。
此外，本实施方式中，多个接收天线202之中、邻接的接收天线202的配置间隔是对发送子阵列的配置间隔(dh)乘以发送子阵列的个数(n)所得的值(dh×n)以上的值。由此，基于发送子阵列的配置及接收天线202的配置的虚拟接收阵列的天线元件被以dh间隔等间隔地配置。如上述，通过使邻接的发送子阵列的间隔窄到例如1波长以下(例如，dh＝0.5λ)，虚拟接收阵列的天线元件间隔也可以设定为1波长以下(例如，dh＝0.5λ)，可以抑制角度旁瓣或栅瓣分量。
根据以上，根据本实施方式，可以抑制旁瓣或栅瓣分量，并且削减mimo雷达中的发送子阵列的电路规模(例如，移相器数)。
[实施方式2]
在本实施方式的雷达装置中，用图1说明与实施方式1的雷达装置10同样的结构。
本实施方式中，说明将接收天线202除了配置在规定的方向(例如水平方向)上之外，还在与该规定的方向垂直的方向(例如垂直方向)上错开配置的结构。通过该天线配置，雷达装置10可进行水平方向及仰角方向的到来方向估计。
＜天线配置例5＞
图11a～图11c表示天线配置例5中的发送子阵列的配置、接收天线202的配置、以及虚拟接收阵列的配置的一例。
天线配置例5表示发送子阵列数n＝2、构成各发送子阵列的发送天线109的数nsa＝3的情况下的天线配置。
如图11a所示，4个发送天线#1～#4在水平方向上以规定值dh的间隔等间隔地配置。此外，如图11a所示，各发送子阵列#1、#2由相同数的3(＝nsa)个发送天线109构成。此外，在邻接的发送子阵列间，(nsa-1)＝2个发送天线109(图11a中，发送天线#2、#3)重复。
此外，图11a中，发送子阵列#1、#2的发送子阵列间隔是dh。
此外，如图11b所示，接收天线202的数是3(＝na)个。这里，接收天线#1～#3至少包含一个在垂直方向上错开规定值dv的间隔配置的接收天线202(图11b中为接收天线#1)。此外，假设接收天线202的水平方向的元件间隔(配置间隔)为发送子阵列间隔dh、以及将发送子阵列间隔dh乘以发送子阵列的个数n所得的值(dh×n)以上的值。图11b中，n＝2，接收天线202的元件间隔是dh及2dh。
此外，如图11c所示，通过图11a的发送子阵列配置及图11b的接收天线配置得到的虚拟接收阵列，由6(＝n×na＝(2×3))个天线元件构成。图11c所示的虚拟接收阵列的天线元件号(从x轴负方向朝向x轴正方向依次为#1、#2、#3、#4、#5、#6)表示对应于式(4)所示的虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)的元素顺序的号。方向估计单元214用图11c所示的虚拟接收阵列的接收信号即虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)进行方向估计处理。
图11c所示的虚拟接收阵列包含6(＝n×na)个天线元件，如图11a所示发送子阵列在水平方向上以dh间隔配置，如图11b所示接收天线202的至少一个在垂直方向上错开dv间隔配置，在水平方向上以dh间隔、2dh间隔配置。根据这一事实，虚拟接收阵列的各天线元件为在垂直方向上错开dv间隔配置、水平方向上以间隔dh等间隔地配置的、至少2组天线元件(图11c的天线元件号#1、#2的组、以及#3、#4、#5、#6的组)。此外，图11c中，水平方向的位置为相同的至少2个天线(#2，#3)在垂直方向上并排配置。
方向估计单元214在虚拟接收阵列中，用垂直方向的位置相同的天线的组(图11c的情况下，为天线元件号#3、#4、#5、#6的组，或#1、#2的组)进行方向估计处理，作为水平方向的方向估计处理。此外，方向估计单元214在虚拟接收阵列中，用水平方向的位置相同的天线的组(图11c的情况下，为天线元件号#2、#3的组)进行方向估计处理，作为垂直方向的方向估计处理。即，方位估计部214可以进行水平方向及仰角方向的到来方向估计。
由此，例如，对于载波频率的波长λ，在dh＝0.5λ的情况下，雷达装置10用图11c所示的虚拟接收阵列，可进行在±90°范围的整个宽范围内抑制了栅瓣分量及旁瓣分量的到来方向估计，得到降低雷达定位中的误估计的效果。
再者，在dh＝0.5λ的情况下，发送子阵列为2dh(即，1波长)以上的大小。然而，如图11a所示，在邻接的发送子阵列间，通过将构成各发送子阵列的发送天线109重复配置，可以使发送子阵列间隔(dh)比发送子阵列的大小(2dh)窄。此外，通过在邻接的发送子阵列间将发送天线109重复配置，可以省略雷达发送单元100的发送天线109、与各发送天线109对应的移相器107、以及与各发送天线109对应的发送放大单元108的数。
例如，如图11a所示，在发送子阵列数n＝2，各发送子阵列由相同数的3(＝nsa)个发送天线109分别构成，将在邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数设为2(＝nsa-1)个的情况下，发送天线109的数，即，移相器107(发送放大单元108)数为nsa+(n-1)＝3+(3-1)＝4个。因此，天线配置例5中，与使发送天线在发送子阵列间不重复的情况(n×nsa＝2×3＝6个)比较，可以使移相器107(发送放大单元108)的数为2/3。
＜方向估计单元的另一结构＞
再者，不限定于上述的方向估计单元214的处理，例如，也可以基于虚拟接收阵列构成虚拟地平面配置的阵列天线(以下，称为虚拟平面配置阵列天线)进行二维方向的估计处理。
例如，雷达接收单元200也可以包括图12所示的方向估计单元214a，取代方向估计单元214。方向估计单元214a包括相关向量生成单元251、方向向量存储单元252、以及评价函数运算单元253。方向估计单元214a(相关向量生成单元251)中，被输入表示在na个信号处理单元207各自中得到的输出的虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)。
图13表示用于方向估计单元214a的动作说明的三维坐标系。
图13中，将以原点o为基准的目标物体(目标)pt的位置向量定义为rpt。此外，图13中，将目标物体pt的位置向量rpt投影到xz平面的投影点设为pt1。这种情况下，方位角θ被定义为直线o-pt1和z轴形成的角度(目标物体pt的x坐标为正的情况下，θ＞0)。此外，仰角φ被定义为包含目标物体pt、原点o及投影点pt1的平面内的、连接目标物体pt、原点o及投影点pt1的线之间的角度(目标物体pt的y坐标为正的情况下，φ＞0)。再者，在以下，将在xy平面内配置发送天线109及接收天线202的情况作为一例进行说明。
将以原点o为基准的、虚拟接收阵列中的第nva天线元件的位置向量记述为snva。其中，nva＝1，…，n×na。
此外，虚拟接收阵列中的第1(nva＝1)天线元件的位置向量s1，基于第1接收天线202的物理位置和原点o之间的位置关系来确定。虚拟接收阵列中的其他天线元件的位置向量s2，…，snva，在以第1天线元件的位置向量s1为基准，保持了由xy平面内存在的发送天线109及接收天线202的元件间隔确定的虚拟接收阵列的相对配置的状态下被确定。再者，也可以使原点o与第1接收天线202的物理位置一致。
在雷达接收单元200接收来自远方存在的目标物体pt的反射波的情况下，将以虚拟接收阵列的第1天线元件中的接收信号为基准的、第2天线元件中的接收信号的相位差d(rpt，2，1)用式(12)表示。其中，<x，y>是向量x及向量y的内积运算符。
再者，将以虚拟接收阵列的第1天线元件的位置向量为基准的、第2天线元件的位置向量设为元件间向量d(2，1)用式(13)表示。
d(2,1)＝s2-s1(13)
同样地，在雷达接收单元200接收来自远方存在的目标物体pt的反射波的情况下，将以虚拟接收阵列的第nva(r)天线元件中的接收信号为基准的、第nva(t)天线元件中的接收信号的相位差d(rpt，nva(t)，nva(r))用式(14)表示。其中，nva(r)＝1，…，n×na、nva(t)＝1，…，n×na。
再者，将以虚拟接收阵列的第nva(r)天线元件的位置向量为基准的、第nva(t)天线元件的位置向量设为元件间向量d(nva(t)，nva(r))表示为式(15)。
如式(14)及式(15)所示，将以虚拟接收阵列的第nva(r)天线元件中的接收信号为基准的、第nva(t)天线元件中的接收信号的相位差d(rpt，nva(t)，nva(r))依赖于表示在远方存在的目标物体pt的方向的单位向量(rpt/|rpt|)及元件间向量d(nva(t)，nva(r))。
此外，当虚拟接收阵列在同一平面内存在的情况下，元件间向量d(nva(t)，nva(r))在同一平面上存在。方向估计单元214a用这样的元件间向量的全部或一部分，设为在元件间向量表示的位置上虚拟地存在天线元件，构成虚拟平面配置阵列天线，进行二维的方向估计处理。即，方向估计单元214a用通过对构成虚拟接收阵列的天线元件的插补处理所插补的多个虚拟的天线元件，进行到来方向估计处理。
再者，方向估计单元214a在虚拟的天线元件重复的情况下，也可以预先固定地选择重复的天线元件之中的一个天线元件。或者，方向估计单元214a也可以用重复的全部虚拟的天线元件中的接收信号施加加法平均处理。
以下，说明用nq个元件间向量群，构成了虚拟平面配置阵列天线的情况下的、使用了波束成形法的二维的方向估计处理。
这里，将构成虚拟平面配置阵列天线的第nq元件间向量表示为d(nva(nq)(t)，nva(nq)(r))。其中，nq＝1，…，nq。
相关向量生成单元251用虚拟接收阵列相关向量h_after_cal(k，fs，w)的各要素即h1(k，fs，w)，…，hna×n(k，fs，w)，生成式(16)所示的虚拟平面配置阵列天线相关向量hva(k，fs，w)。
方向向量存储单元252存储以式(17)表示的虚拟平面配置阵列方向向量ava(θu，φv)。
当虚拟接收阵列在xy平面内存在的情况下，将表示目标物体pt的方向的单位向量(rpt/|rpt|)和方位角θ及仰角φ之间的关系表示为式(18)。
方向估计单元214a对于计算垂直方向及水平方向的二维空间分布的各角度方向θu、φv，用式(18)计算单位向量(rpt/|rpt|)。
评价函数运算单元253用相关向量生成单元251生成的虚拟平面配置阵列天线相关向量hva(k，fs，w)、以及方向向量存储单元252中存储的虚拟平面配置阵列方向向量ava(θu，φv)，进行水平方向及垂直方向的二维方向估计处理。
在使用了波束成形法的二维的方向估计处理中，评价函数运算单元253用虚拟平面配置阵列天线相关向量hva(k，fs，w)及虚拟平面配置阵列方向向量ava(θu，φv)，用以式(19)所示的二维的方向估计评价函数计算垂直方向及水平方向的二维空间分布，将二维空间分布的最大值或极大值的方位角及仰角方向设为到来方向估计值。
pva(θu,φv,k,fs,w)＝|ava(θu,φv)hhva(k,fs,w)|2(19)
再者，除波束成形法以外，例如，方向估计单元214a用虚拟平面配置阵列天线相关向量hva(k，fs，w)及虚拟平面配置阵列方向向量ava(θu，φv)，也可以适用capon法或music法的高分辨率到来方向估计算法。由此，运算量增加，但可以提高角度分辨率。
图14是表示天线结构例5(图11a～c)的mimo雷达的结构及用虚拟接收阵列的配置构成的虚拟平面配置阵列天线的图。
图11c所示的虚拟接收阵列包含6(＝n×na)个天线元件，如图11a所示，发送子阵列在水平方向上以dh间隔配置，如图11b所示，接收天线202的至少一个在垂直方向上错开dv间隔配置，在水平方向上以dh间隔、2dh间隔配置。根据这一事实，虚拟接收阵列的各天线元件为垂直方向上错开dv间隔配置，水平方向上以间隔dh等间隔地配置(图11c的天线元件号#1、#2的组、以及#3、#4、#5、#6的组)。此外，图11c中，水平方向的位置相同的至少2个天线(#2，#3)在垂直方向上并排配置。另一方面，图14是基于天线配置例5中的具有6(＝n×na)个天线元件的虚拟接收阵列(图11c)，设为在6组的元件间向量d(nva(t)，1)、d(nva(t)，2)、…、d(nva(t)，6)表示的各位置上虚拟地存在天线元件，包含通过式(15)、式(16)所示的插补处理所插补的多个虚拟的天线元件而构成虚拟平面配置阵列天线的图。由于nva(t)＝1，…，6(＝n×na)，所以如果在6组的元件间向量d(nva(t)，1)、d(nva(t)，2)、…、d(nva(t)，6)表示的各位置上不重复，则虚拟的天线元件的数为36(＝6×6)元件。然而，图14中，元件间向量表示的位置部分重复，所以虚拟的天线元件数为17元件。
图14所示那样的虚拟平面配置阵列天线中包含的17个天线元件以dh间隔等间隔地配置在水平方向或垂直方向上。由此，例如在dh＝0.5λ的情况下，雷达装置10用图14所示的虚拟平面配置阵列天线，可进行在±90°范围内抑制了栅瓣发生的到来方向估计，得到降低雷达定位中的误估计的效果。
＜天线配置例6＞
图15a～图15c表示天线配置例6中的发送子阵列的配置、接收天线202的配置、以及虚拟接收阵列的配置的一例。
天线配置例6表示发送子阵列数n＝2、构成各发送子阵列的发送天线109的数nsa＝3的情况下的天线配置。
如图15a所示，4个发送天线109在水平方向上以规定值dh的间隔等间隔地配置。此外，如图15a所示，各发送子阵列#1、#2由相同数的3(＝nsa)个发送天线109构成。此外，在邻接的发送子阵列间，(nsa-1)＝2个发送天线109(图15a中，为发送天线#2、#3)重复。
此外，图15a中，发送子阵列#1、#2的发送子阵列间隔是dh。
此外，如图15b所示，接收天线202的数是3(＝na)个。这里，对于各接收天线202，从图15b的x轴负方向朝向x轴正方向依次设置接收天线#1、接收天线#2、接收天线#3。接收天线202至少包含一个垂直方向上错开了规定值dv的间隔配置的接收天线#2。此外，假设接收天线202的水平方向的元件间隔(配置间隔)为发送子阵列间隔dh、以及将发送子阵列间隔dh乘以发送子阵列的个数n所得的间隔(dh×n)以上的值。图15b中，n＝2，接收天线202的元件间隔是dh及2dh。
此外，如图15c所示，通过图15a的发送子阵列配置及图15b的接收天线配置得到的虚拟接收阵列由6(＝n×na＝(2×3))个天线元件构成。图15c所示的虚拟接收阵列的天线元件号(从图15c的x轴负方向朝向x轴正方向依次为#1、#2、#3、#4、#5、#6)表示对应于式(4)所示的虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)的元素顺序的号。方向估计单元214用图15c所示的虚拟接收阵列的接收信号即虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)进行方向估计处理。
图15c所示的虚拟接收阵列由6(＝n×na)个天线元件构成，如图15a所示，发送子阵列在水平方向上以dh间隔配置，如图15b所示，接收天线202的至少一个在垂直方向上错开dv间隔配置，在水平方向上以dh间隔、2dh间隔配置。根据这一事实，虚拟接收阵列的各天线元件在垂直方向上错开dv间隔配置，在水平方向上以间隔dh等间隔地配置，成为至少2组的天线元件(图15c的天线元件号#1、#2、#5、#6的组、以及#3、#4的组)。此外，图15c中，水平方向的位置相同的至少2个天线(图15c的天线元件号#2、#3)在垂直方向上并排配置。
方向估计单元214用虚拟接收阵列中、垂直方向的位置相同的天线的组(图15c的情况下，为天线元件号#1、#2、#5、#6的组、或#3、#4的组)进行方向估计处理，作为水平方向的方向估计处理。此外，方向估计单元214用虚拟接收阵列中、水平方向的位置相同的天线的组(图11c的情况下，为天线元件号#2、#3的组)进行方向估计处理，作为垂直方向的方向估计处理。即，方位估计部214可以进行水平方向及仰角方向的到来方向估计。
再者，雷达接收单元200包括方向估计单元214a(图12)，取代上述的方向估计单元214，例如，也可以基于虚拟接收阵列构成虚拟平面配置阵列天线而进行二维方向的估计处理。
图16是表示天线结构例6(图15a～c)的mimo雷达的结构及用虚拟接收阵列的配置构成的虚拟平面配置阵列天线的图。具体而言，图16是基于天线配置例6中的6(＝n×na)个天线元件的虚拟接收阵列，设为在6组的元件间向量d(nva(t)，1)、d(nva(t)，2)、…、d(nva(t)，6)表示的各位置中虚拟地存在天线元件而构成虚拟平面配置阵列天线的图。nva(t)＝1，…，6(＝n×na)，所以如果在6组的元件间向量d(nva(t)，1)、d(nva(t)，2)、…、d(nva(t)，6)表示的各位置上不重复，则虚拟的天线元件的数为36(＝6×6)元件。然而，图16中，元件间向量表示的位置部分重复，所以虚拟的天线元件数为21元件。
图16所示那样的虚拟平面配置阵列天线中包含的21个天线元件以dh间隔等间隔地配置在水平方向或垂直方向上。由此，例如在dh＝0.5λ的情况下，雷达装置10用图16所示的虚拟平面配置阵列天线，可进行在±90°范围内抑制了栅瓣发生的到来方向估计，得到降低雷达定位中的误估计的效果。
此外，在天线配置例6(图16)中，与天线配置例5(图14)比较，虚拟平面配置阵列天线中包含的虚拟的天线元件数增加，元件配置的分布在表面上更均匀，成为角度方向的分离性能的依赖性少的配置。
以上，说明了本实施方式的天线配置例5、6。
这样，本实施方式中，雷达装置10中，多个接收天线202分别配置在配置了多个发送天线109的第1方向(例如，水平方向)、以及与上述第1方向正交的第2方向(例如，垂直方向)上。然后，接收天线202的第1方向的配置间隔包含发送子阵列的配置间隔(dh)、以及将发送子阵列的配置间隔乘以发送子阵列的个数(n)所得的值(dh×n)以上的值。由此，多个接收天线202中包含在水平方向及垂直方向的双方中配置位置不同的天线。由此，雷达装置10可以进行水平方向及仰角方向的到来方向估计。
而且，本实施方式中，雷达装置10用通过对构成虚拟接收阵列的天线元件的插补处理所插补的多个虚拟的天线元件(即，虚拟平面配置阵列天线)进行到来方向估计处理。由此，雷达装置10用虚拟地等间隔地配置的天线元件，可以进一步抑制旁瓣。此外，雷达装置10可以增加虚拟地阵列天线的孔径长度，所以可以提高角度分辨率。
[实施方式3]
本实施方式中，用图1说明与实施方式1的雷达装置10同样的结构。
再者，在本实施方式中，使发送天线109至少重复一个并设置邻接的发送子阵列的方面，与实施方式1、2是同样的。
＜天线配置例7＞
对于在天线配置例1中，接收天线202在规定的方向(例如，水平方向)上等间隔地配置来说，在天线配置例7中，接收天线202在规定的方向上不等间隔地配置。
图17a～图17c表示天线配置例7中的发送子阵列的配置、接收天线202的配置、以及虚拟接收阵列的配置的一例。
天线配置例7表示发送子阵列数n＝2、构成各发送子阵列的发送天线109的数nsa＝3的情况下的天线配置。
如图17a所示，4个发送天线#1～#4在规定的方向(例如，水平方向)上以规定值dh的间隔等间隔地配置。此外，如图17a所示，各发送子阵列#1、#2由相同数的3(＝nsa)个发送天线109构成。此外，在邻接的发送子阵列间，(nsa-1)＝2个发送天线109(图17a中，为发送天线#2、#3)重复。
此外，图17a中，发送子阵列#1、#2的发送子阵列间隔是dh。
此外，如图17b所示，接收天线202的数是3(＝na)个。这里，假设接收天线202的各个元件间隔为将发送子阵列间隔dh乘以发送子阵列的个数n所得的值(dh×n)以上的彼此互质的值。图17b中，n＝2，接收天线202的元件间隔是2dh以上的彼此互质的2dh及3dh。即，图17b中，接收天线#1～#3被以2dh及3dh的不等间隔配置。
此外，如图17c所示，通过图17a的发送子阵列配置及图17b的接收天线配置得到的虚拟接收阵列，由6(＝n×na＝(2×3))个天线元件构成。图17c所示的虚拟接收阵列的天线元件号(从x轴负方向朝向x轴正方向依次为#1，#2，#3，#4，#5，#6)表示对应于式(4)所示的虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)的元素顺序的号。方向估计单元214用图17c所示的虚拟接收阵列的接收信号即虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)进行方向估计处理。
图17c所示的虚拟接收阵列由6(＝n×na)个天线元件构成，如图17a所示，发送子阵列以dh间隔配置，如图17b所示，接收天线202以2dh及3dh间隔配置，所以图17c所示的虚拟接收阵列的天线以发送子阵列间隔dh以上的间隔配置。
例如，对于载波频率的波长λ，在dh＝0.5λ的情况下，发送子阵列为2dh(即，1波长)以上的大小。然而，如图17a所示，通过在邻接的发送子阵列间，将构成各发送子阵列的发送天线109重复配置，可以使发送子阵列间隔(dh)比发送子阵列的大小(2dh)窄。
再者，如上述，通过配置发送子阵列(图17a)，配置接收天线(图17b)，虚拟接收阵列中包含的6个天线元件以dh间隔和2dh间隔配置。因此，例如在dh＝0.5λ的情况下，若雷达装置10用虚拟接收阵列，则包含±90°的范围内的旁瓣电平变高的方向，所以有发生雷达定位中的误估计的情况。
为了抑制发生上述雷达定位中的误估计，雷达接收单元200为了降低角度方向的栅瓣及旁瓣电平，也可以用实施方式2中说明的方向估计单元214a(图12)进行方向估计处理。
再者，在实施方式2中，说明了基于虚拟接收阵列构成的虚拟平面配置阵列天线，但即使在将发送天线109及接收天线202配置在水平方向或垂直方向的一方向上的情况下，也可适用，该情况下，方向估计单元214a可估计方位方向或仰角方向的到来方向。
图18是表示天线配置例7(图17a～c)的mimo雷达的结构及用虚拟接收阵列的配置构成的虚拟平面配置阵列天线的图。例如，图18是基于天线配置例7中的6(＝n×na)个天线元件的虚拟接收阵列，设为在6组的元件间向量d(nva(t)，1)、d(nva(t)，2)、…、d(nva(t)，6)表示的各位置上虚拟地存在天线元件而构成虚拟平面配置阵列天线的图。由于nva(t)＝1，…，6(＝n×na)，如果在6组的元件间向量d(nva(t)，1)、d(nva(t)，2)、…、d(nva(t))，6)表示的各位置上重复，则虚拟的天线元件的数为36(＝6×6)元件。然而，在图18中，元件间向量表示的位置部分重复，所以虚拟的天线元件数为13元件。
图18所示那样的虚拟平面配置阵列天线中包含的13个天线元件以dh间隔等间隔地配置在水平方向上。由此，例如在dh＝0.5λ的情况下，雷达装置10用图18所示的虚拟平面配置阵列天线，可进行在±90°范围内抑制了栅瓣的发生的到来方向估计，得到降低雷达定位中的误估计的效果。
＜天线配置例8＞
天线配置例8中，说明在邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数不同的情况。例如，天线配置例8中，发送子阵列在规定的方向上不等间隔地配置。
图19a～图19c表示天线配置例8中的发送子阵列的配置、接收天线202的配置、以及虚拟接收阵列的配置的一例。
天线配置例8表示发送子阵列数n＝3、构成各发送子阵列的发送天线109的数nsa＝3的情况下的天线配置。
如图19a所示，6个发送天线109在规定的方向(水平方向)上以规定值dh的间隔等间隔地配置。此外，如图19a所示，各发送子阵列#1～#3包含相同数的3(＝nsa)个发送天线109。从图19a的x轴负方向朝向x轴正方向依次设置发送天线#1、#2、#3、#4、#5、#6。此外，在邻接的发送子阵列间，重复至少一个发送天线109。图19a中，在邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数，在发送子阵列#1、#2间为2个(发送天线#2、#3)，在发送子阵列#2，#3间为1个(发送天线#4)。即，多个发送子阵列中，在邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数不同。
此外，图19a中，发送子阵列#1、#2的发送子阵列间隔是dh，发送子阵列#2、#3的发送子阵列间隔是2dh。即，发送子阵列#1～#3不等间隔地配置。
此外，如图19b所示，接收天线202的数是3(＝na)个。此外，假设接收天线202的元件间隔为比发送子阵列间隔dh的总和宽的间隔。图19a中发送子阵列间隔的总和是3dh(＝dh+2dh)，所以在图19b中，将接收天线202的元件间隔设为4dh。
此外，如图19c所示，通过图19a的发送子阵列配置及图19b的接收天线配置得到的虚拟接收阵列包含9(＝n×na＝(3×3))个天线元件。图19c所示的虚拟接收阵列的天线元件号(从x轴负方向朝向x轴正方向依次为#1，#2，#3，#4，#5，#6，#7，#8，#9)表示对应于式(4)所示的虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)的元素顺序的号。方向估计单元214用图19c所示的虚拟接收阵列的接收信号即虚拟接收阵列相关向量h(k、fs，w)进行方向估计处理。
图19c所示的虚拟接收阵列包含9(＝n×na)个天线元件，如图19a所示，发送子阵列以不等间隔配置，所以图19c所示的虚拟接收阵列的天线元件以发送子阵列间隔dh以上的间隔配置。
例如，对于载波频率的波长λ，在dh＝0.5λ的情况下，发送子阵列为2dh(即，1波长)以上的大小。然而，如图19a所示，在邻接的发送子阵列间中，通过使构成各发送子阵列的发送天线109重复配置，可以使发送子阵列间隔(dh)比发送子阵列的大小(2dh)窄。
再者，通过上述那样的发送子阵列配置(图19a)及接收天线配置(图19b)，虚拟接收阵列中包含的9个天线元件不仅以dh间隔配置，还以2dh间隔配置。因此，在例如dh＝0.5λ的情况下，如果雷达装置10用虚拟接收阵列，则包含±90°的范围内的旁瓣电平升高的方向，所以有发生雷达定位中的误估计的情况。
这样，在发生雷达定位中的误估计的情况下，为了降低角度方向的栅瓣及旁瓣电平，雷达接收单元200也可以用实施方式2中说明的方向估计单元214a(图12)进行方向估计处理。
再者，在实施方式2中，说明了包含虚拟接收阵列的虚拟平面配置阵列天线，但即使在将发送天线109及接收天线202仅配置在水平方向或垂直方向的一方向的情况下，也可适用，该情况下，方向估计单元214a可估计方位方向或仰角方向的到来方向。
图20是表示用天线配置例8(图19a～c)的mimo雷达的结构及虚拟接收阵列的配置构成的虚拟平面配置阵列天线的图。具体而言，图20是基于天线配置例8中的9(＝n×na)个天线元件的虚拟接收阵列，设为在9组元件间向量d(nva(t)，1)、d(nva(t)，2)、…、d(nva(t)，9)表示的各位置虚拟地存在天线元件而构成虚拟平面配置阵列天线的图。由于nva(t)＝1，…，9(＝n×na)，所以如果在9组元件间向量d(nva(t)，1)、d(nva(t)，2)、…、d(nva(t)，9)表示的各位置中不重复，则虚拟的天线元件的数为81(＝9×9)元件。然而，在图20中，元件间向量表示的位置部分重复，所以虚拟的天线元件数为23元件。
图20所示那样的虚拟平面配置阵列天线中包含的23个天线元件按dh间隔等间隔地配置在例如水平方向上。由此，例如在dh＝0.5λ的情况下，雷达装置10用图20所示的虚拟平面配置阵列天线，可进行在±90°范围内抑制了栅瓣产生的到来方向估计，得到降低雷达定位中的误估计的效果。
以上，说明了本实施方式的天线配置例7、8。
这样，在本实施方式中，接收天线202(天线配置例7)或发送子阵列(天线配置例8)在规定的方向上不等间隔地配置。由此，能够进一步扩大以雷达装置10中的接收天线202或发送子阵列的配置位置确定的虚拟接收阵列的孔径，可以提高角度分辨率。此外，可以进行通过方向估计单元214a的动作抑制了因不等间隔配置而产生的栅瓣的到来方向估计，可以降低误检测。
而且，在本实施方式中，与实施方式2同样，雷达装置10用虚拟平面配置阵列天线进行到来方向估计处理。由此，即使在接收天线202或发送子阵列不等间隔地配置的情况下，雷达装置10也可以用被虚拟地等间隔配置的天线元件，抑制旁瓣或栅瓣。此外，雷达装置10可以虚拟地增加阵列天线的孔径长度，所以可以提高角度分辨率。
以上，说明了本发明的一方式的实施方式。
再者，也可以将上述实施方式的动作适当组合实施。
[其他实施方式]
(1)发送天线109的数、接收天线202的数、发送子阵列的数、构成发送子阵列的发送天线109的数、或在邻接的发送子阵列间重复的发送天线109的数，不限定于上述实施方式中说明的数。此外，配置发送天线109或接收天线202的规定的方向，不限定于水平方向及垂直方向。
(2)上述实施方式中，说明了使用编码脉冲雷达的情况，但对于使用了线性调频(chirp)脉冲雷达那样的调频的脉冲波的雷达方式，本发明也可适用。
(3)图1所示的雷达装置10中，雷达发送单元100及雷达接收单元200也可以单独地配置在物理性分离的场所。
(4)虽未图示，例如，雷达装置10具有中央处理器(centralprocessingunit(cpu))、存储了控制程序的存储介质(readonlymemory(rom)；只读存储器)、和工作存储器(randomaccessmemory(ram)；随机存取存储器)。这种情况下，上述各单元的功能可以通过cpu执行控制程序而实现。但是，雷达装置10的硬件结构不限定于这样的例子。例如，雷达装置10的各功能单元也可以作为集成电路integratedcircuit(ic)而实现。各功能单元可以单独地为一芯片，也可以使得包含其一部分或全部为一芯片。
以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在权利要求书所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外，在不脱离发明的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成要素任意地组合。
本发明可通过软件、硬件或与硬件协同的软件来实现。
用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被部分或全部作为集成电路即lsi来实现，上述实施方式中说明的各过程(process)也可以部分或全部地由一个lsi或lsi的组合来控制。lsi既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。lsi也可以包括数据的输入和输出。根据集成程度，lsi可以被称为ic、系统lsi、超大lsi(superlsi)、或特大lsi(ultralsi)。
集成电路的方法不限于lsi，也可以用专用电路或通用处理器来实现。此外，也可以使用可在lsi制造后编程的fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)，或者使用可重构lsi内部的电路单元的连接、设定的可重构处理器(reconfigurableprocessor)。本发明也可以作为数字处理或模拟处理来实现。
再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术，如果出现能够替代lsi的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
＜本发明的总结＞
本发明的雷达装置包括：雷达发送单元，切换多个发送子阵列，发送雷达信号；以及雷达接收单元，接收在目标中反射了从所述各发送子阵列发送的所述雷达信号的反射波信号，所述多个发送子阵列的每一个具有多个发送天线，所述多个发送子阵列之中、邻接的发送子阵列的每一个重复所述多个发送天线的至少一个。
在本发明的雷达装置中，所述多个发送子阵列的每一个具有与所述多个发送天线的每一个对应的移相器。
在本发明的雷达装置中，所述多个接收天线之中、邻接的接收天线的配置间隔是，所述发送子阵列的配置间隔乘以所述发送子阵列的个数所得的值以上的值。
在本发明的雷达装置中，所述多个接收天线在规定的方向上不等间隔地配置。
在本发明的雷达装置中，所述多个接收天线在规定的方向上以彼此互质配置间隔配置。
在本发明的雷达装置中，所述多个接收天线以比所述发送子阵列间隔的总和宽的间隔、并且在规定的方向上彼此互质的配置间隔配置。
在本发明的雷达装置中，所述多个发送子阵列在规定的方向上不等间隔地配置。
在本发明的雷达装置中，所述雷达接收单元具有多个接收天线，所述多个接收天线之中一个以上被配置在所述多个发送天线所配置的第1方向上，所述多个接收天线的剩余接收天线被配置在与所述第1方向正交的第2方向上，所述多个接收天线的邻接的接收天线的所述第1方向的配置间隔包含与所述发送子阵列的配置间隔相同的配置间隔、以及为所述发送子阵列的配置间隔乘以所述发送子阵列的个数所得的值以上的值的配置间隔。
在本发明的雷达装置中，所述雷达接收单元具有多个接收天线，并具有是所述多个发送子阵列的个数和所述多个接收天线的个数之积的同数的多个虚拟天线元件的虚拟接收阵列，所述雷达接收单元用通过对所述多个天线元件的插补处理所插补的所述多个虚拟的天线元件，估计所述雷达信号的到来方向。
本发明适用于作为探测广角范围的雷达装置。
标号说明
10雷达装置
100雷达发送单元
101，101a雷达发送送号生成单元
102码生成单元
103调制单元
104lpf
105发送变频单元
106功率分配器
107移相器
108发送放大单元
109发送天线
111码存储单元
112da转换单元
200雷达接收单元
201天线系统处理单元
202接收天线
203无线接收单元
204放大器
205变频器
206正交检波器
207信号处理单元
208，209ad转换单元
210相关运算单元
211加法单元
212输出切换单元
213多普勒分析单元
214方向估计单元
251相关向量生成单元
252方向向量存储单元
253评价函数运算单元
300基准信号生成单元
400控制单元