具有相位噪声消除的雷达收发器的制作方法

本公开总体上涉及雷达传感器系统和设备以及在这样的系统和设备中采用的信号处理的领域。特别地，本发明涉及可能由来自短程(sr)目标的不期望的雷达回波引起的相位噪声的估计和消除。

背景技术：

雷达系统在本领域是众所周知的，并且通常可以分为脉冲雷达系统和连续波(cw)系统。脉冲雷达系统通过向物体(通常称为目标)发射短的射频(rf)脉冲并且测量接收反射脉冲(即，回波)所花费的时间来测量与物体的距离。由于脉冲的速度(即，光速)已知，所以直接计算与物体的距离。然而，脉冲雷达系统不适合用于几百米的测量距离，特别地是因为脉冲长度务必随着行进时间(即，与目标的距离)的减小而减小。随着脉冲长度的减小，包含在脉冲中的能量减小到不可能检测到反射信号的程度。相反，连续波雷达系统用于测量相对较短的距离。在很多应用中，诸如在汽车应用中，使用所谓的调频连续波(fmcw)雷达系统来检测在雷达设备前方的目标(例如，在前方行使的汽车)并且测量与检测到的目标的距离以及其速度。

在脉冲雷达系统中，由于发射器的脉冲操作，发射信号路径与接收信号路径之间的隔离不是特别相关的，与脉冲雷达系统不同，被称为泄漏的现象在fmcw雷达系统中是一个问题。泄漏一般描述一小部分调频发射信号“泄漏”到雷达收发器的接收信号路径中而不被目标反向散射的问题。如果泄漏的原因在雷达收发器的rf前端(即，循环器的不完美隔离，这在收发合置雷达配置中分离接收信号和发射信号)，则泄漏也被称为发射信号路径与接收信号路径之间的串扰。当将雷达系统的部件(特别是rf前端)集成在单个单片微波集成电路(mmic)中时，串扰或所谓的片上泄露通常是一个问题。

另一个泄漏原因可能是非常接近雷达天线(诸如例如安装在雷达天线前面几厘米处的固定装置或盖子)的物体。这样的物体被称为短程(sr)目标。在汽车应用中，雷达设备安装在其后面的汽车的保险杠可以是sr目标。本文中，将这样的物体处的发射的雷达信号的反射被称为短程泄漏(sr泄漏)，其是从发射天线发出的发射信号的一部分，并且在非常接近雷达天线的一个或多个sr目标处被反射回(反向散射)到的fmcw雷达系统的接收天线。

在雷达系统中，整体本底噪声限制了可以检测雷达目标的灵敏度，并且从而也限制了距离测量的精度。一般来说，这个本底噪声由传输信道的附加噪声占主导地位。然而，在sr目标反射具有相当高的幅度的发射的雷达信号(即，导致短程泄漏)的情况下，发射的雷达信号的相位噪声(pn)可能主导本底噪声。相位噪声导致信号检测质量恶化，或者甚至使得具有小的雷达截面的雷达目标的检测变为不可能。

技术实现要素：

本文中描述了一种用于消除雷达信号中的相位噪声的方法。根据一个实施例，该方法包括向雷达信道发射表示包括相位噪声的本地振荡器信号的rf振荡器信号，以及从雷达信道接收相应的第一rf雷达信号。第一rf雷达信号包括发射的rf振荡器信号的至少一个雷达回波。此外，该方法包括向包括电路的人工雷达目标施加rf振荡器信号以生成第二rf雷达信号，该电路向rf振荡器信号施加延迟和增益。通过调制信号调制第二rf雷达信号，从而生成频移rf雷达信号。此外，该方法包括从第一rf雷达信号中减去频移rf雷达信号。

此外，还描述了一种雷达收发器。根据一个实施例，雷达收发器包括可操作地生成包括相位噪声的rf振荡器信号的本地振荡器(lo)。此外，收发器包括耦合到lo以用于向雷达信道发射rf振荡器信号的至少一个发射天线、以及用于从雷达信道接收第一rf雷达信号的至少一个接收天线。第一rf雷达信号包括发射的rf振荡器信号的至少一个雷达回波。收发器还包括人工雷达目标，人工雷达目标耦合到lo以接收rf振荡器信号并且包括电路以生成第二rf雷达信号，该电路向rf振荡器信号施加延迟和增益。此外，雷达收发器包括调制器，调制器耦合到人工雷达目标以接收第二rf雷达信号并且被配置为利用调制信号调制第二rf雷达信号以生成频移rf雷达信号。rf减法器电路耦合到至少一个接收天线和调制器，并且被配置为从第一rf雷达信号中减去频移rf雷达信号。

附图说明

参考下面的附图和描述可以更好地理解本发明。附图中的部件不一定按比例；重点在于说明本发明的原理。此外，在附图中，相同的附图标记表示相应的部分。在附图中：

图1是示出用于距离和/或速度测量的fmcw雷达系统的工作原理的示意图；

图2包括示出在fmcw雷达系统中使用的rf信号的频率调制和解调的时序图；

图3是示出fmcw雷达设备的基本结构的框图；

图4是示出可以被包括在图3的fmcw雷达设备中的模拟rf前端的一个示例的电路图；

图5是示出具有用于sr泄漏消除的片上目标(oct)的雷达收发器的系统模型的框图；

图6是示出根据一个示例性实施例的具有用于sr泄漏消除的片上目标(oct)的雷达收发器的系统模型的框图；以及

图7是更详细地示出图6的实施例的示例性实现的框图。

具体实施方式

如上所述，当通过短程目标被反向散射时，由发射的雷达信号引起的雷达回波可能将具有相当高的信号功率的相位噪声引入到雷达收发器的接收路径中。这对于收发合置雷达系统(具有公共发射接收天线)或收发分置(和伪收发合置)雷达系统(具有单独的发射/接收天线)都是适用的。存在用于实时地消除sr泄漏的一些方法。然而，并不是所有方法都允许将雷达收发器的rf前端完全集成在单片集成微波电路(mmic)中。

消除集成雷达收发器的数字中频(if)域中的sr泄漏的一种方法是利用所谓的人工片上目标(oct)。oct基本上由集成在mmic中的延迟线组成。在if域中，sr泄漏中的相位噪声(pn)与oct输出信号之间存在明显的互相关，即使oct的时间延迟明显小于sr泄漏的往返延迟时间(rtdt)。rtdt是雷达信号从发射天线行进到sr目标并且返回到接收天线所需要的时间。由于sr泄露的实际消除在if域中实现，消除的质量受到mmic的固有本底噪声(例如，混频器噪声、来自模数转换器(adc)的量化噪声等)的限制。事实上，在oct的时间延迟与内在的本底噪声之间存在权衡。

本文中描述的新颖方法利用使用人工oct在射频(rf)域中执行sr泄漏消除的信号处理架构。因此，对于内在本底噪声的要求被放宽。在更详细地讨论新颖的sr泄漏消除方法之前，介绍集成fmcw雷达系统的一些一般方面。

图1示出了调频连续波(fmcw)雷达系统，其具有雷达设备1(雷达收发器)和在雷达设备的测量范围内位于雷达信道中的雷达目标t。在本示例中，分别使用单独的发射(tx)天线5和接收(rx)天线6。然而，应当注意，可以使用单个天线，使得接收天线和发射天线在物理上相同(收发合置雷达配置)。发射天线连续地辐射例如通过锯齿信号(周期性线性斜坡信号，也参见图2)被调频的rf信号srf(t)。发射的信号srf(t)在位于雷达信道中的目标t处被反向散射，并且反向散射的信号yrf(t)由接收天线6接收。反向散射信号表示为yrf(t)。

在雷达收发器1中，通过将信号yrf(t)与发射的rf信号srf(t)(参考信号)的副本进行混频来解调接收信号yrf(t)，以实现rf信号yrf(t)到基带的降频转换。这个降频转换在图2中示出。由于辐射信号行进到目标ti并且返回到雷达设备1所需要的时间(往返延迟时间rtdt)，接收到的rf信号yrf(t)落在发射的rf信号srf(t)之后。因此，接收到的rf信号yrf(t)与参考信号之间存在频率差。当两个信号srf(t)和yrf(t)被混频(即，解调)时，获得具有(几乎)恒定频率(在线性调频的情况下)(也称为拍频)的解调信号y(t)。可以(例如使用傅立叶分析)确定接收和解调信号y(t)的拍频，并且将其用于计算雷达设备100与目标ti之间的距离。

如图2的第一时序图所示，信号srf(t)可以由一系列“啁啾(chirp)”组成，即，具有增加的(上啁啾)或减小的(下啁啾)正弦波形。在本示例中，芯片的瞬时频率f(t)在定义的时间跨度tr(啁啾持续时间)内从起始频率f0线性地增加到停止频率f1。这样的啁啾也称为线性频率斜坡。图2中示出了三个相同的线性频率斜坡。然而，应当注意，参数f0、f1、tr以及各个频率斜坡之间的暂停可以根据雷达收发器1的实际实现和使用而变化。在实践中，频率变化可以是例如线性(线性啁啾、频率斜坡)、指数(指数啁啾)或双曲线(双曲线啁啾)。

图3是示出雷达收发器1(雷达传感器)的示例性结构的框图。因此，至少一个发射天线5(tx天线)和至少一个接收天线6(rx天线)连接到可以集成在单片微波集成电路(mmic)中的rf前端10。rf前端10可以包括rf信号处理所需要的所有电路部件。这样的电路部件可以包括例如本地振荡器(lo)、rf功率放大器、低噪声放大器(lna)、诸如混合环耦合器和循环器等定向耦合器、以及用于rf信号(例如，接收信号yrf(t)，参见图1)到基带或if频带的降频转换的混频器。应当注意，可以使用天线阵列而不是单个天线。所描绘的示例示出了具有单独的rx和tx天线的收发分置(或伪收发合置)雷达系统。在收发合置雷达系统的情况下，单个天线或单个天线阵列可以用于接收和发射电磁(雷达)信号。在这种情况下，可以使用定向耦合器(例如，循环器或混合环耦合器)来将要发射到雷达信道的rf信号与从雷达信道接收的rf信号(雷达信号)分离。

在调频连续波(fmcw)雷达系统中，由tx天线5辐射的发射rf信号通常在大约20ghz(例如，24ghz)到81ghz之间的范围内(例如，汽车应用中的77ghz)。然而，可以使用其他频率范围。如上所述，由rx天线6接收的rf信号包括雷达回波，即，在所谓的雷达目标处反向散射的信号。接收到的rf信号yrf(t)被降频转换到基带，并且使用模拟信号处理(参见图3，基带信号处理链20)在基带或if频带中被进一步处理，模拟信号处理基本上包括基带信号的滤波和放大。基带信号最终使用一个或多个模数转换器30进行数字化，并且在数字域中被进一步处理(参见图3，例如在数字信号处理器40中实现的数字信号处理链)。整个系统由系统控制器50控制，系统控制器50可以使用诸如执行适当固件的微控制器等处理器来至少部分地实现。rf前端10和模拟基带信号处理链20(以及可选的adc30)可以集成在单个mmic中。然而，部件可以分布在两个或更多个集成电路中。

图4示出了可以被包括在图3所示的雷达传感器中的rf前端10的一个示例性实现。注意，图4是示出rf前端的基本结构的简化电路图。可能在很大程度上取决于应用的实际实现当然更为复杂。rf前端10包括生成rf信号slo(t)的本地振荡器101(lo)，rf信号slo(t)可以如上面参考图2所解释地被调频。信号slo(t)也被称为lo信号。在雷达应用中，lo信号通常在shf(超高频)或ehf(极高频)频带内，例如在汽车应用中在76ghz到81ghz之间。

lo信号slo(t)在发射信号路径以及接收信号路径中被处理。由tx天线5辐射的发射信号srf(t)通过例如使用rf功率放大器102放大lo信号slo(t)来生成。放大器102的输出耦合到tx天线5。雷达目标位于其中并且雷达信号在其中与噪声w(t)(例如，任意的高斯白噪声，awgn)叠加的传输信道(即电磁传输路径)也在图4中被示出为标记为ch的单独块。由rx天线6接收的接收信号yrf(t)被提供给混频器104，用于到基带或if频带的上述降频转换。

在本示例中，接收信号yrf(t)(即，天线信号)由rf放大器103预放大(增益gl)，使得混频器在其rf输入处接收放大的信号gl·yrf(t)。混频器104还在其参考输入处接收lo信号slo(t)，并且被配置为将放大的信号gl·yrf(t)降频转换到基带。在混频器输出处的所得到的基带信号被表示为ybb(t)。基带信号ybb(t)由模拟基带信号处理链20(也参见图3)进一步被处理，模拟基带信号处理链20基本上包括用于去除不期望的侧频带和图像频率的一个或多个滤波器(例如，带通滤波器21)、以及一个或多个放大器(诸如放大器22)。可以提供给模数转换器(参见图3)的模拟输出信号表示为y(t)。

在本示例中，混频器104将rf信号gl·yrf(t)(放大的天线信号)降频转换到基带。相应的基带信号(混频器输出信号)由ybb(t)表示。降频转换可以在单个阶段(即，从rf频带到基带)或经由一个或多个中间阶段(从rf频带到if频带，并且随后到基带)中完成。基带或if频带信号y(t)被数字化(参见图3，adc30)，并且在数字域中被进一步处理(参见图3，dsp40)。

图5是示出具有片上目标(oct)的雷达收发器的系统模型的框图，其可以用于简单地消除sr泄漏。可以理解，图5的系统模型仅仅示出了系统中的信号流并且被简化，使得可以从中导出数学模型。然而，该模型足以代表具有充分准确性的真正实现。除了oct之外，图5所示的系统基本上与图4的先前示例相同。另外，图5的系统模型更详细地示出了雷达信道。

根据图5的系统模型，本地振荡器(lo)101生成rf本地振荡器信号(lo信号)slo(t)。lo101可以包括锁相环(pll)，pll可以被调谐以生成例如如图2所示的啁啾序列。lo信号slo(t)由放大器102以增益gt被放大并且(经由图5中未示出的天线)传输到雷达信道ch。此外，lo信号slo(t)被提供给oct3的输入以及混频器104的参考输入。

在本示例中，雷达信道ch包括一个短程(sr)目标ts(其作为规定的测量范围的下限更靠近雷达收发器)以及一个或多个正常雷达目标ti(其与雷达收发器的距离在规定的测量范围内)。sr目标ts被建模为延迟元件(其提供延迟时间τs)和具有增益as的衰减器的串联电路，其中as<1。因此，sr泄漏yrf,s(t)可以被表示为：

yrf,s(t)＝gt·as·slo(t-τs)。(1)

正常雷达目标ti也可以使用延迟和增益来被建模。当雷达信号通过雷达信道ch时，噪声叠加在发射的雷达信号gt·slo(t)以及反向散射的雷达信号上。在图5的系统模型中，将附加的高斯白噪声(awgn)w(t)加到雷达目标ti和sr目标ts的输出之和。因此，雷达信道的输出信号yrf(t)是在正常雷达目标ti处反向散射的雷达回波yrf,ti(t)、sr泄漏yrf,s(t)和awgnw(t)之和。也就是，

其中yrf,ti(t)是在目标ti(i＝1，...，n)处反向散射的雷达回波。

如上所述，oct3由延迟元件和增益ao的串联电路组成，延迟元件提供延迟时间τo。本地振荡器信号slo(t)被提供给oct3的输入，并且因此oct3的输出信号yrf,o(t)可以被表示为：

yrf,o(t)＝ao·slo(t-τo)。(3)

根据图5的系统模型，在减法节点s1处从接收的雷达信号yrf(t)(雷达信道ch的输出)中减去oct的输出信号yrf,o(t)。所得到的差分信号被放大器103(增益gl)放大并且被提供给混频器104的rf输入。因此，混频器的rf输入处的信号为

从等式4可以看出，如果oct3的输出信号yrf,o(t)等于sr泄漏yrf,s(t)，则sr泄漏yrf,s(t)可以被完全消除。当sr目标ts的延迟时间(rtdt)τs等于oct3的延迟τo(τs＝τo)时，并且如果oct3的增益ao等于gtas(参见等式1和3)，则是这种情况。然而，当雷达收发器(或至少rf前端)要集成在单个mmic中时，条件τs＝τo很难符合。在实际的实例中，短程目标ts的rtdtτs在几百皮秒到几纳秒的范围内，而当在单个mmic上实现雷达收发器时，oct的延迟τo实际上被限制在几皮秒。在单芯片雷达中，延迟τo的更高的值(这是确保τs＝τo所需要的)将导致芯片面积的不期望的(甚至不切实际的)增加。此外，在硅中实现延迟τs＝τo的延迟线的插入损耗将是严重的。因此，当(至少对于oct)使用分立电路部件时，可以(以经济上可行的方式)实现图5中的概念。

鉴于上述说明，注意，为了在mmic中现实地实现oct，应当观察条件τo<τs。实际上，利用具有短延迟τo(短于sr目标ts的rtdtτs)的oct，利用图5所示的系统不可能消除sr泄漏。然而，在讨论图5的系统的任何修改之前，下面更详细地说明延迟τo对oct输出信号的影响。如上参考图2所述，提供给oct的输入的lo信号slo(t)是线性啁啾序列。在上啁啾的情况下，lo信号slo(t)为，

其中alo、f0、k和φlo分别表示幅度、啁啾的起始频率、啁啾的频率斜率和初始相位。此外，表示本地振荡器的相位噪声(pn)。对于t∈[0,tr]评估等式5，其中tr表示一个啁啾的持续时间。

由于混频器104的降频转换是线性运算，混频器输出信号y(t)(在由滤波器20抑制噪声以及不期望的边带和图像频率之后)可以表示为(参见等式4)

其中ys(t)、yo(t)和yti(t)分别是由于sr目标、oct和正常雷达目标引起的贡献。注意，完全抑制awgnw(t)是简化，然而这对于本讨论是足够的。利用根据等式5的发射信号，oct的贡献可以计算为：

其中fbo表示由oct产生的拍频，φo表示恒定相位，表示所谓的去相关相位噪声(dpn)，并且其中

fbo＝kτo，

从等式7和8可以看出，所得到的拍频fbo与oct的延迟τo成正比。

可以以与等式7和8相同的方式计算sr泄漏yrf,s(t)对滤波后的混频器输出信号y(t)的贡献。因此，

其中fbs表示由sr目标产生的拍频，φs表示恒定相位，表示相应的dpn，并且其中

fbs＝kτs，

注意，等式7至10是基于awgnw(t)不存在并且模拟基带处理链20(基本上包括滤波器)不会使通带中的信号失真的这一假设。此外，从等式8和10可以看出，分别由oct和sr目标引起的拍频fbo和fbs被链接：

因此，如果τo<τs，则由于oct而产生的拍频fbo比由于sr目标而产生的拍频fbs小因子τo/τs(τo/τs<1)。在这一点上，应当注意，oct的延迟τo和sr目标的rtdtτs是系统参数，它们是已知的或者可以针对特定的雷达传感器而被测量。

此外，应当注意，在等式9中，可以从cos(·)项中提取dpn并且当使用近似和时将其写为单独的相位噪声项。该相位噪声项也将经历通过模拟基带处理链20的滤波。然而，这种效应对于本讨论并不重要，并且在这里被忽视。也就是说，假定模拟基带处理链20不影响通带中的滤波信号。在实践中，模拟基带处理链20中的低通滤波以修改后的dpn缩放因子来被考虑(参见下面的等式18)。

为了补偿fbo与fbs之间的频率偏移(参见等式11)，本文中描述的新颖sr泄漏消除方法利用rf域中的i/q调制器。为此，图5的系统模型可以如图6所示地被修改和增强。与图5的先前示例相比，增强基本上包括连接在oct3与减法节点s1之间的调制器4。因此，调制器4被提供有oct输出信号yrf,o(t)并且生成调制的oct输出信号yrf,om(t)。调制器4被配置为利用调制信号m(t)来调制oct输出信号yrf,o(t)，其中

m(t)＝amcos(2πfmt+φm)，以及(12)

yrf,om(t)＝yrf,o(t)·m(t)＝yrf,o(t)·amcos(2πfmt+φm)。(13)

调制信号m(t)的生成将在后面解释，并且目前可以被当作系统输入。除了附加的调制器4之外，图6所示的系统基本上与图5的先前示例相同，并且参考相应的描述以避免多余的说明。

为了详细说明附加的调制器4的功能和效果，考虑降频转换和滤波后的混频器输出信号y(t)。由于通过混频器104的降频转换是线性运算，混频器输出信号y(t)(在通过滤波器20抑制噪声和不期望的边带和图像频率之后)可以被表示为(参见等式6)

其中ys(t)、yom(t)和yti(t)分别是由于sr泄漏、调制的oct输出和来自正常雷达目标ti的回波引起的贡献。信号分量ys(t)在等式9和10中定义。信号分量yom(t)可以通过组合等式3、5和13以及随后的到基带的降频转换来计算。结果可以通过与等式7和8类似的计算来获得，并且因此yom(t)为

其中，

fbom＝kτo+fm＝fbo+fm，

利用上述结果，可以确定参数am、fm和φm，使得在rf域中实现sr泄漏的消除(注意，减法节点s1在混频器104的上游)。当将等式14和15与等式9和10相比较时，可以看出，当下式成立时，可以实现sr泄漏的消除：

fm＝fbs-fbo＝kτs-kτo＝k·(τs-τo)，以及(16)

φm＝φs-φo。

虽然在根据等式16选择参数am、fm和φm时可以消除sr泄漏，但是相应的dpn未被完全消除，因为被包括在sr泄漏中的dpn不等于被包括在oct输出中的dpn。也就是，

以及

然而，在这一点上，应当注意，主要目标不是从sr泄漏中消除所得到的拍频，而是消除由sr泄漏引入到雷达收发器的接收路径中的dpn。如上所述，通过sr泄漏引入的dpn可能会导致雷达收发器中的总体本底噪声增加，并且因此dpn的消除可能明显提高雷达测量的性能。

可以看出(参见例如a.melzer,a.onic,f.starzer,andm.huemer,“short-rangeleakagecancelationinfmcwradartransceiversusinganartificialon-chiptarget”，ieeejournalofselectedtopicsinsignalprocessing，第9卷，第8期，第1650–1660页，2015年12月)，项和高度相关，即使oct延迟τo明显小于与sr目标相关联的rtdt。因此，被包括在sr泄漏中的dpn可以近似为

其中αl被称为dpn缩放因子，其可以基本上基于延迟值τo和τs以及相位噪声的功率谱密度(其可以通过已知的测量技术来确定)来计算。dpn缩放因子αl是被包括在oct输出中的dpn需要被放大多少使得它近似于被包括在sr泄漏中的dpn的度量。例如，使用典型的相位噪声功率谱，τs＝800ps和τo＝80ps导致dpn增益为αl＝9.987。

与sr泄漏本身相比，dpn项和足够小以允许进一步近似(例如，)≈1以及)，由此dpn可以“变换”成幅度噪声。对等式9和14应用上述近似，可以看出，当调制信号m(t)的幅度值am被调节为以下时，可以实现对被包括在sr泄露中的dpn的消除：

注意，利用幅度am的调节，sr泄漏的拍频fbs(参见等式9和10)并没有被完全消除(如在根据等式16选择am时可能的)。然而，使用具有根据等式19的调节后的幅度的调制信号m(t)能够更好地消除被包括在sr泄漏中的dpn消除可以被认为比完全消除拍频更重要，因为dpn负责雷达传感器的灵敏度的降低。唯一的缺点是在消除之后的拍频fbs(混频器输出信号的频谱)的剩余峰值，然而，这不会对距离和速度测量产生负面影响。然而，由于在拍频fbs处振荡的信号分量可能具有相对较高的幅度，该信号分量的抑制可能仍然是期望的，以便优化关于低量化噪声的模数转换(参见图7，adc30)。因此，拍频可以利用被包括在基带信号处理链20中的高通滤波器来容易地抑制。因此，被包括在基带信号处理链20中的高通滤波器具有高于拍频fbs的较低的截止频率。代替低通滤波器和高通滤波器，基带信号处理链20还可以包括模拟带通滤波器。

图7示出了图6的更一般实施例的一个示例性实现。图7的实施例基本上与图6的先前实例相同，不同之处在于，图7中包括调制器4的一个示例性实现以及用于生成调制信号m(t)并且用于将滤波后的混频器输出信号y(t)数字化的另外的电路部件。因此，调制器4包括第一90°混合耦合器，第一90°混合耦合器接收调制器信号m(t)并且将调制器信号“分解”为同相信号mi(t)和正交信号mq(t)。信号mi(t)与输入调制器信号m(t)同相，并且信号mq(t)以90°的相移滞后于输入调制器信号m(t)。信号mi(t)和mq(t)的幅度可以在使用例如分支线耦合器时被衰减(与输入调制器信号m(t)相比)大约3db。

调制器还包括第一混频器41和第二混频器42，它们都在其信号输入处接收oct输出信号。第一混频器41在其参考输入处接收信号mq(t)，并且第二混频器42在其参考输入处接收信号mi(t)。因此，第一混频器41生成正交信号q(t)作为输出信号，第二混频器42生成同相信号i(t)作为输出信号。输出信号i(t)和q(t)都被提供给第二90°混合耦合器44，第二90°混合耦合器44被配置为组合这两个信号以生成调制器输出信号yrf,om(t)。在本示例中使用的调制器4被称为i/q调制器，并且因此在本文中不再详细讨论。实质上，i/q调制器将由oct输出产生的拍频fbo移位频率值fm。因此，由调制的oct输出产生的频移后的拍频fbom是fbo+fm，其在fm＝fbs-fbo的情况下等于fbs，如等式16给出的。

调制信号m(t)可以在数字域中生成作为数字信号m[n](n为离散时间索引)，并且由数模转换器(dac)45转换为模拟信号。数字信号m[n]可以使用用于数字地生成正弦信号的任何已知技术(例如，直接数字合成dds)来合成。在本示例中，数字信号m[n]由接收幅度am、频率fm和相位φm作为输入参数的数字振荡器osc来生成。数字振荡器osc可以使用集成在mmic中的专用硬件来实现，或者可替代地也可以使用由数字信号处理器(例如，dsp40，参见图3)执行的软件指令来实现。

图7中还示出了模数转换器(adc)30(也参见图3)，其被配置为数字化(采样和量化)滤波后的混频器输出信号y(t)以生成相应的数字雷达信号y[n]。adc30和dac45可以由具有确定采样周期的时钟周期ts的相同的时钟信号来计时。数字雷达信号y[n]可以使用被编程为执行适当软件的数字信号处理器(参见图3，dsp40)来被进一步处理。如上所述，软件通常表示用于计算所谓的距离多普勒图的距离多普勒处理的算法，距离多普勒图可以用于检测在被包括在雷达设备的规定的测量范围内的距离处位于雷达信道中的雷达目标ti。

使用本文参考图6和7描述的方法和系统，可以实现对通过sr泄漏被引入到雷达收发器的接收路径中的相位噪声的良好消除。消除仅在rf域中完成，即，在所接收的雷达信号(参见例如图6中的信号yrf(t))被降频转换到基带/if频带之前完成。rf频带中的消除不受混频器和adc(参见例如图7，混频器104、adc30)的固有噪声的影响，并且因此可以放宽对于固有噪声的相应要求。

虽然已经关于一个或多个实现示出和描述了本发明，但是在不脱离所附权利要求的精神和范围的情况下，可以对所示示例进行改变和/或修改。特别地，关于由上述部件或结构(单元、组件、设备、电路、系统等)执行的各种功能，用于描述这样的部件的术语(包括对“装置”的引用)意图对应于(除非另外指示)执行所述部件(例如，功能上相当)的特定功能的任何部件或结构，即使在结构上不等同于执行在本发明的示例性实现中示出的功能的所公开的结构。

此外，虽然本发明的特定特征可以仅针对若干实现中的一个被公开，但是这样的特征可以与其他实现的一个或多个其他特征组合，这对于任何给定的或特定的应用可能是期望的和有利的。此外，对于详细描述和权利要求书中使用术语“包含…的”、“包含”、“具有…的”、“具有”或其变体，这样的术语旨在以类似于术语“包括”的方式是包括性的。