【技术领域】
本发明属于无源干扰领域。具体涉及到基于相位调制表面的多假目标生成方法，更进一步来说是通过控制随慢时间周期变化的占空比大小，实现一维距离向多假目标、一维方位向多假目标和二维多假目标之间的灵活切换。
背景技术：
多假目标生成技术是雷达电子对抗领域中一种保护真实目标的有效手段，近年来已成为国内外研究的热点。区别于目标散射控制技术，多假目标生成技术的目的不在于降低目标散射截面积以避免被雷达发现，而是在真实目标周围产生多个虚假目标，大量的假目标严重地消耗了雷达资源，且其具有真实目标具有相似的速度、航迹、波形等特征，使雷达在时域、频域和空域难以进行准确地分辨。
传统的多假目标生成技术往往采用有源的方法，国防科技大学的王雪松教授团队于2006年提出了基于间歇采样转发的多假目标生成方法，该方法对雷达发射信号进行脉内和脉间间歇地采样和转发，经雷达方处理后产生了多假目标欺骗干扰的效果，但其往往存在虚假目标逼真度不足、干扰设备复杂和干扰实时性差等问题。
采用无源的方法生成多假目标可以对雷达进行实时响应，并且不主动向外界辐射电磁能量，大大降低了自身暴露的风险。同时，多假目标无源的生成方法还具备适应性强、干扰效果逼真、设备操作简单和成本低廉等优点。在战时，它可以显著提高装甲车、导弹发射车等战场高价值目标的生存能力；在平时，它可以提高高价值目标的自身防护能力。然而，多假目标无源的生成方法在对抗现代雷达系统时存在着灵活性不足、干扰效果有限等诸多局限性。
新型人工电磁材料是无源对抗中研究的热点领域之一，国内外的研究者大多从目标隐身、减少目标的电磁散射角度来研究这个问题。另一方面，新型人工电磁材料也可以作为干扰器件对入射到其表面的电磁波施加相位、极化、频域、微动等调制或增强目标的电磁散射，通过巧妙的结构设计，可望其在雷达目标特征变换、电子干扰等领域有广阔的应用前景。
相位调制表面(phaseswitchedscreen,pss)作为一种新型人工电磁结构，广泛应用雷达目标隐身领域，不同于传统吸波材料，相位调制表面并不真正吸收电磁波能量，而是通过对入射电磁波施加相位调制的方式，使其反射信号的频谱落于整个接收机带宽之外或接收机带宽之内可控分布，从而实现雷达目标隐身或电子干扰。
本发明将间歇采样技术与相位调制表面相结合，提出了一种基于相位调制表面占空比随慢时间周期变化的多假目标生成方法，其中包括一维距离向多假目标、一维方位向多假目标和二维多假目标，并通过恒虚警(constantfalsealarmrate,cfar)技术对所提方法的性能进行了相关的分析。
技术实现要素：
本发明针对现有多假目标技术存在的不足，提出一种基于相位调制表面的多假目标生成方法，其核心思想在于周期地改变慢时间域内相位调制表面的调制占空比，使其产生特定的多假目标欺骗干扰效果。为实现上述多假目标欺骗干扰过程，本方法采用如下步骤实现：
步骤一：相位调制表面(pss)的模型建立
pss的基本结构如图1所示，pss主要由主动屏、介质层和金属底板三部分组成，金属底板和调制屏之间的介质层间距为四分之一个波长，通常由介电常数为1的材料填充。通过对调制屏采用电控的方式，从而实现对于反射波的相位控制；
步骤二：pss间歇调制信号的确立
在实际使用中，pss需要自主获取关于环境条件及其变化的信息，随后进行判断、处理、反应，以改变自身的功能，这离不开电子侦察设备和调制波形产生器的辅助。电子侦察设备测得雷达发射信号的信号参数，将它反馈给调制波形产生器，调制波形产生器产生出相应的调制波形；
步骤三：多假目标生成
雷达发射信号经步骤二产生的调制波形调制后的反射信号被雷达所接收，经过成像处理后，可以在真实目标位置附近生成对称分布的一维距离向假目标、一维方位向假目标和二维假目标。
步骤四：生成目标的cfar检测
cfar(恒虚警率)检测通过估计其参考单元的平均电平而产生可以随噪声、杂波和干扰进行调整的自适应门限,这里以雷达一次搜索周期内虚警、漏警所造成的总的检测代价作为检测性能指标对经pss产生的多假目标进行分析。
cfar检测参考单元示意图如图4所示。假目标以真实目标为中心对称散布4l2的参考单元内，真实目标所在的单元为m，cfar检测器依次对这4l2+1个单元进行检测并计算总的检测代价。考虑到目标可能占据多个参考单元，真实目标单元两侧需要设置至少1个保护单元。对于真实目标所在的单元，检测出目标的代价为
cfar检测器检测门限由虚警概率和背景噪声分布共同决定。假定雷达接收机i、q通道的噪声均为高斯白噪声，经平方律检波后参考单元内背景噪声服从指数分布，cfar检测门限可表示为t＝-pnlnpfa，pn表示干扰的全部噪声功率，pfa为设定的虚警概率值。
本发明的有益效果在于：
第一，创新性地提出了基于相位调制表面的多假目标生成方法，弥补了传统有源生成方法虚假目标逼真度的不足，省去了干扰机复杂的设备量，拓展了pss在电子干扰方面的应用。
第二，通过改变慢时间周期变化的占空比大小实现一维距离向多假目标、一维方位向多假目标和二维多假目标的灵活控制，通过调节pss调制频率来控制距离向假目标间的间距，通过改变占空比的变化周期控制方位向的间距，解决了多假目标无源的生成方法在对抗现代雷达系统时存在着灵活性不足、干扰效果有限等诸多问题。
第三，通过三种cfar检测器分析了生成多假目标的检测代价，发现基于相位调制表面生成的多假目标使雷达系统出现多次虚警和漏警，大大提高了雷达系统的检测代价。
【附图说明】
图1本发明相位调制表面结构图。
图2(a)、(b)入射波和反射波的脉宽关系图(m＝2)。
图3方位向占空比周期调制示意图。
图4cfar检测参考单元示意图。
图5pss无调制状态下的干扰效果图，其中，图5(a)为距离向，图5(b)为方位向，图5(c)为二维图，图5(d)为三维图。
图6pss一维距离向干扰效果图(fs＝10mhz，tm＝0.3s，β＝0.5)，其中，图6(a)为距离向，图6(b)为方位向，图6(c)为二维图，图6(d)为三维图。
图7pss一维方位向干扰效果图(fs＝10mhz，tm＝0.3s，β＝1)，其中，图7(a)为距离向，图7(b)为方位向，图7(c)为二维图，图7(d)为三维图。
图8pss距离方位二维干扰效果图(fs＝10mhz，tm＝0.3s，β＝0.75)其中，图8(a)为距离向，图8(b)为方位向，图8(c)为二维图，图8(d)为三维图。
图9不同调制频率pss距离方位二维干扰效果图(fs＝5mhz，tm＝0.3s，β＝0.75)，其中，图9(a)为距离向，图9(b)为方位向，图9(c)为二维图，图9(d)为三维图。
图10不同占空比调制周期pss距离方位二维干扰效果图(fs＝10mhz，tm＝0.15s，β＝0.75)，其中，图10(a)为距离向，图10(b)为方位向，图10(c)为二维图，图10(d)为三维图。
图11三种cfar检测器检测效果图，其中，图11(a)为距离向切面，图11(b)为方位向切面，图11(c)为ca-cfar门限值，图11(d)为假目标幅值。
图12三种cfar检测器检测代价效果图，其中，图12(a)为调制频率，图12(b)为占空比调制周期，图12(c)为占空比，图12(d)为信噪比。
【具体实施方式】
为了更好地理解本发明的方法，下面结合附图对本方法的具体实施步骤和效果作进一步的解释。
步骤一：pss的模型建立
调制屏由电控的人工周期结构材料构成，不通电时，调制屏表现为对入射电磁波的全反射，回波信号可表示为cos(wt)；通电时，调制屏表现为对入射电磁波的全透射，入射波会穿过调制屏，遇到金属底板后发生反射，相应的回波信号可以表示为cos(wt+2ηd)。其中η＝2π/λ，λ为自由空间波长，2ηd＝2·2π/λ·λ/4＝π代表相邻两束反射回波之间的相对相位差。因此，调制屏和底板处回波相位正好相反，相当于在入射雷达信号上乘以一个双极性矩形脉冲串信号，脉冲串信号的幅度在+1和-1间周期切换。
步骤二：pss间歇调制信号的确立
根据步骤一的分析，调制信号是双极性周期矩形方波p(t)，假定一次调制周期为t，有源调制接通时长为τ，若雷达的脉宽为tp，在一个脉宽周期内调制屏的通断次数为m，那么有
为了将干扰扩展至方位向，实现相位调制表面的方位向和二维干扰，在慢时间内，改变pss的占空比，使其随慢时间周期性变化，示意图如图3所示，其中横坐标代表慢时间，纵坐标代表pss调制占空比，占空比在β和1-β之间间歇切换，切换周期为tm，每个周期中占空比为β的时长为τm，τm/tm＝0.5。
根据情报侦察和电子侦察系统，获得lfm雷达发射信号和雷达的基本参数，包括载频f0、脉宽tp、调制频率kr、信号带宽b、目标距离r0、平台速度v和合成孔径时间tl，通过计算得到方位向多普勒带宽bm＝2f0v2tl/cr0，方位向调频率为ka＝bm/tl。则pss间歇波形的参数设定如下：
(1)调制波形的占空比大小
通过调节pss占空比随慢时间周期变化的大小实现一维距离向多假目标、一维方位向多假目标和二维多假目标的灵活控制。当β＝0.5时，生成一维距离向多假目标；当0.5＜β＜1时，生成二维多假目标；当β＝1时，生成一维方位向多假目标。
多假目标以真实目标为中心呈对称分布，假定距离向目标两侧距离目标从近到远的假目标序号分别为±1,±2,...±n...±n,方位向目标两侧距离目标从近到远的假目标序号分别为±1,±2,...±m...±n。
距离向第n阶假目标峰值点的幅度系数可以表示为
方位向第m阶假目标峰值点的幅度系数可以表示为
(2)调制波形的频率fs
当fs＞b时，回波信号的频谱完全位于雷达接收机之外；当fs＜b时，回波信号的频谱位于接收机带宽之内。为了实现干扰的效果，使fs＜b。
通过控制pss调制频率fs，从而控制距离向假目标的位置，第n阶假目标的距离向位置rr为
距离向相邻假目标的间距为
当β＝0.5时，干扰效果表现为一维距离向多假目标，根据公式(1)可知，偶数阶数峰值为零，此时只存在奇数阶假目标，因此距离向相邻假目标的间距为
(3)占空比随慢时间周期变换的频率fm
为了实现方位向干扰效果，使得沿方位向的假目标的频谱落入接收机带宽之内，使fm＜bm，从而在方位向形成以真实目标中心对称的多假目标，则第m阶假目标的方位向位置ra为
根据公式(2)可知，偶数阶数峰值为零，此时只存在奇数阶假目标，方位向相邻假目标的间距为
步骤三：多假目标生成
雷达发射信号经pss调制后的反射信号被成像雷达所接收，经过一系列的信号处理后，得到目标图像，在真实目标位置附近沿距离向和方位向出现多个对称分布的逼真假目标。
仿真以点目标为例，雷达发射信号采用线性调频信号，信号载频2ghz，带宽150mhz，脉冲宽度1μs，中心斜距4000m，方位波束宽度0.05rad，平台速度100m/s，pss的调制频率10mhz，占空比随慢时间调制周期0.3s，将干扰信号按照经典r-d算法进行成像，成像场景距离向范围为[3920m，4080m]，方位向范围为[-100m，100m]，pss位于场景中央，即(4000m，0)处。
图5为电控pss不工作时真实目标的处理结果，其中，图5(a)为距离向，图5(b)为方位向，图5(c)为二维图，图5(d)为三维图。按照上述设定参数，图6为β＝0.5时一维距离向多假目标的成像结果，其中，图6(a)为距离向，图6(b)为方位向，图6(c)为二维图，图6(d)为三维图。图7为β＝1时一维方位向多假目标的成像结果，其中，图7(a)为距离向，图7(b)为方位向，图7(c)为二维图，图7(d)为三维图。图8为β＝0.75时二维距离方位多假目标的成像结果，其中，图8(a)为距离向，图8(b)为方位向，图8(c)为二维图，图8(d)为三维图。图9为不同调制频率pss距离方位二维干扰效果图(fs＝5mhz,tm＝0.3s,β＝0.75)，其中，图9(a)为距离向，图9(b)为方位向，图9(c)为二维图，图9(d)为三维图。图8和图9分析比较了不同pss调制频率下多假目标效果，其中图9设定pss调制频率5mhz。图10为不同占空比调制周期pss距离方位二维干扰效果图(fs＝10mhz，tm＝0.15s，β＝0.75)，其中，图10(a)为距离向，图10(b)为方位向，图10(c)为二维图，图10(d)为三维图。图8和图10分析比较了不同占空比随慢时间的调制周期下多假目标效果，其中图10设定占空比随慢时间调制周期0.15s。从图中不难看出本专利所提出的方法能够灵活地实现一维距离向多假目标、一维方位向多假目标和二维距离方位多假目标欺骗干扰的效果，虚假目标沿距离向和方位向的分布位置、间距以及幅度与前面理论公式一致。
步骤四：生成目标的cfar检测
仿真以单元平均cfar(ca-cfar)、有序cfar(os-cfar)和剔除和平均cfar(cmld-cfar)三种经典的恒虚警检测器为例，分析由pss产生的多假目标对cfar检测性能的影响。设定虚警概率为10-6，信噪比为10db，参考单元数为1024，保护单元为16，pss的调制频率10mhz，占空比随慢时间调制周期0.3s，占空比为0.75。ca-cfar检测器直接对1024个参考单元求均得到噪声功率的估计值；os-cfar检测器噪声的估计值为排序后的第768个；cmld-cfar检测器则剔除36个最大的输出值，然后对剩余数据求平均值以估计噪声的平均功率。
图11是三种检测器在相同环境下的检测结果，其中，图11(a)为距离向切面，图11(b)为方位向切面，图11(c)为ca-cfar门限值，图11(d)为假目标幅值，三种检测器中cmld-cfar相对于另外两种检测器门限值较低。cfar检测的效果会受到pss信号的调制频率、占空比变化周期、占空比大小和信噪比的影响，图12给出了三种检测器的检测代价与pss信号的调制频率、占空比变化周期、占空比大小和信噪比的关系曲线，其中，图12(a)为检测代价随调制频率的变化曲线，图12(b)为检测代价随占空比调制周期的变化曲线，图12(c)为检测代价随占空比的变化曲线，图12(d)为检测代价随信噪比的变化曲线。