一种原边检测电路和原边检测方法与流程

本发明涉及一种原边信号的检测方法，特别涉及应用在副边反馈控制的原边信号检测方法和原边检测电路。

背景技术：

反激式隔离变换器的原边控制方案中，需要将输出电压或电流信息反馈到原边控制器实现闭环控制。常用的反馈技术有副边反馈和原边反馈。其中，副边反馈的任务由器件tl431、光耦及辅助器件组成的隔离放大器来完成。变换器的输出电压与基准电压经过tl431比较放大之后给出误差信号，该误差信号以电流的方式流经光耦的输入端，光耦的输出端从原边控制器fb端口抽取电流产生相应的误差电压，该电压用来调节原边功率管的占空比，从而将变换器的输出电压稳定在设定值。这种反馈技术具有精度高的特点，但是上述tl431、光耦、辅助器件等增加了变换器系统板的空间，而且光耦不能在高温下工作，易于老化。

相对而言，原边反馈技术(psr)没有副边反馈器件，仅通过检测辅助绕组上的电压来获得变换器输出电压的信息。因为辅助绕组上的电压与副边绕组上的电压成比例，具体为绕组的匝比，则可以根据辅助绕组上的电压对功率管的占空比进行调节，使得变换器的输出电压稳定在设定值。然而，原边反馈存在固有的缺陷：①受到整流器件压降的影响，所采辅助绕组上的电压并不是真正意义上的变换器输出电压；②受到辅助绕组和副边绕组匝比的影响，此匝比随生产工艺存在一定程度的变化；③受到原边采样电路的影响，原边控制器并不能精确地采样到辅助绕组的电压。因此，采用原边反馈技术的变换器输出电压精度有限。

公开号为cn105610306a的中国发明专利申请针对上述反馈技术的不足，提出了一种图1所示的副边反馈控制方法。具体来说，副边控制器采样变换器的输出电压并与基准电压经过比较器进行比较，比较的结果反映了输出电压在基准的下方或上方；副边控制器根据比较的结果选择开关单元的两种不同阻态，从而将反馈信息以变化压降的形式加压到副边绕组上；副边绕组电压反射到辅助绕组，原边控制器检测辅助绕组上的电压变化，来判断变换器输出电压高于基准或低于基准；若变换器输出电压高于基准，则逐周期减小原边开关管的开通占空比，直到检测到输出电压低于基准，反之，则逐周期增加原边开关管的开通占空比，直到检测到输出电压高于基准，如此循环往复，将输出电压稳定在设定值。

公开号为cn105610306a的中国发明专利申请提出的副边阻态变化即为编码，原边检测电压变化即为解码。编码过程发生在消磁阶段，消磁电流在不同的阻态上产生压降加到副边绕组上，两种阻态的阻抗差别越大，两种压降的差越大，原边控制器越好检测。原边的检测方法是将本周采样的辅助绕组电压与上个周期比较，如果比上个周期大，则说明副边选择了高阻态，反之，则为低阻态。由于专利提出的整个控制方案会使得变换器的输出电压存在一定的低频纹波，则相邻两个周期的输出电压变化达到设置的阈值时，就会在原边造成错误的判断，使得环路失去控制。为了提高原边检测的可靠性，在发明专利申请cn105610306a的基础上，产生了一个公开号为cn107612334a的中国发明专利申请，它通过检测同一个周期内，辅助绕组分压后的电压fa在消磁时间段内是否有一个电压上升斜率来判断输出电压是否偏高或者偏低，如图2所示，该方法可以用于发明专利cn105610306a中的实施例二和四，但是对于实施例三是无效的，因为每一个周期都会出现至少一次的上升斜率，在实际应用中，实施例二是通过在输出电压偏高的时候不开通同步整流mos管，只通过外接的二极管来整流，这样有一个明显的缺点是成本高和效率低，实施例四是通过串联一个二极管来实现，同样是效率低，成本高，所以实际使用中只会使用到实施例三的方式，这种方式是不需要外接任何额外的整流器件，只需要一个同步整流mos管就可以实现的方案，通过同步整流mos管在不同的电流点关断实现副边反馈信号的产生，然后通过变压器传输过来在辅助绕组上面反映，最终由原边芯片的fa接收，但是该方案在发明专利申请公开号为cn105610306a和cn107612334a的中国发明中都没有一个能够很好的实现副边控制的原边检测方案。

技术实现要素：

为了把副边反馈控制方案以最优的方式实现出来，需要配合合适的原边信号检测电路，因此在发明专利申请公开号为cn105610306a和cn107612334a的中国发明的基础上，本发明提出一种新的原边检测电路，对专利技术的具体应用进行延伸。正如背景技术中所描述，副边反馈控制电路的实现方式重点是信号的产生和接收，而信号产生一定需要使用到同步整流电路，而最初同步整流出现的原因就是因为效率会比二极管整流要高很多，基于这个特点，如果在同步整流mos管上面再串联整流二极管或者并联二极管，通过同步整流管是否在某一个周期不开通来实现副边绕组电压“加压”，从而产生所需传输的“信号”实现副边反馈控制都是实际价值不高的方式，因此使用同步整流管在不同的时刻关断来实现加压的方式是最经济和效果最好的方式，当输出电压检测出比设定电压高时，控制同步整流管在较高的副边电流下关断，从而在同步整流管关断后剩余的绕组电流流经同步整流管的体二极管，从而使同步mos的漏源两端电压升高，实现“加压”，而当输出电压偏低的时候在较低的副边电流下关断mos管，从而使较小的绕组电流流经同步整流管的体二极管，同样因为有电流流经体二极管所以也会出现“加压”的情况，只是幅值可能会略低一些，基于这样的控制方案，提出的原边信号检测电路如下：

一种原边检测电路，适用于副边反馈控制方式的电路中，包括采样延时电路，上升沿判断电路，下降沿判断电路和时间检测电路。所述的采样延时电路用于屏蔽在原边主mos管在关断以后出现的震荡，因为震荡会被后面的电路误检测造成控制异常，所述的上升沿判断电路是用于判断辅助绕组电压有没有出现电压上升斜率的，所述的下降沿判断电路是用于判断辅助绕组电压有没有出现电压下降斜率的，时间检测电路是用于检测上升沿到下降沿之间的时间的。

采样延时电路的输入端连接辅助绕组分压后的电压信号，所述的采样延时电路的输出端输出一个经过屏蔽以后的辅助绕组分压电压信号；所述的上升沿判断电路的输入端连接经过屏蔽后的辅助绕组电压分压信号，解码输出控制信号vctrl-1；所述的下降沿判断电路的输入端连接经过屏蔽后的辅助绕组电压分压信号，解码输出控制信号vctrl-2；所述的时间检测电路的输入端连接控制信号vctrl-1和控制信号vctrl-2，输出占空比和频率控制信号vctrl。

一种原边检测方法，包括以下步骤：

当副边绕组电压升高时，采样延时电路的输入端采样辅助绕组分压后的上升的电压信号，经过屏蔽后输出给上升沿判断电路，上升沿控制电路检测斜率和电压变化幅值，输出高电平或者低电平控制信号vctrl-1，时间检测电路接收到高电平信号vctrl-1后开始计时，接受低电平信号vctrl-1则不计时；

当副边绕组电压下降时，采样延时电路的输入端采样辅助绕组分压后的下降的电压信号，经过屏蔽后输出给下降沿判断电路，下降沿判断电路检测斜率和电压变化幅值，输出控制高低电平控制信号vctr-2，时间检测电路接收到高电平vctr-2信号后停止计时，此计时时间记为tx；

时间检测电路内部设定一个固定时间tc，如果tx＞tc，时间检测电路输出控制信号vctrl为高电平；如果tx＜tc，时间检测电路输出控制信号vctrl为低电平。

本发明的具体工作原理如下：

当副边反馈控制电路中的输出电压高于设定值的时候，被检测出来输出电压偏高以后副边的控制电路会控制同步整流mos管在副边绕组电流较大的时候就关断mos管，剩余电流经过同步整流mos管的体二极管，因为二极管的压降比rds(on)引起的压降大，所以会使副边绕组电压升高，出现一个上升斜率，副边绕组电压通过变压器的耦合按照匝比反映到辅助绕组，然后经过分压电阻分压后输入采样延时电路，当此上升斜率来到的时候已经结束了采样屏蔽时间，所以上升沿和下降沿判断电路已经就位，上升沿判断电路会检测到一个上升沿产生，并且所述的上升沿判断电路还需要检测幅值，当电压变化幅度达到设定值vt1则输出一个高电平控制信号vctrl-1，时间检测电路接收到高电平控制信号vctrl-1后开始计时，若电压变化幅值达不到vt1，则不计时，计时时间记为tx，此时tx为0，当副边消磁结束后，副边绕组电压开始下掉，出现下降沿，同样经过变压器匝比转换和分压电阻分压后被下降沿判断电路检测到，并且所述的下降沿判断短路还需要检测幅值，当电压变化幅度达到设定值vt2时，输出高电平控制信号vctr-2，时间检测电路接收到高电平vctr-2信号后停止计时，此计时时间记为tx，然后该计时时间和时间检测电路内部的一个固定时间进行比较，固定时间为tc，如果tx＞tc，则判定输出电压偏高，时间检测电路输出控制信号vctrl为高电平，记为状态1，原边控制ic就会减小原边驱动占空比和工作频率，使输出电压降低，如果tx＜tc，则判定输出电压偏低，时间检测电路输出控制信号vctrl为低电平，记为状态0，因为此时输出同步整流是在副边较高的电流下关断的，所以tx会比tc长，因此原边可以可靠检测到输出电压偏高。

当输出电压偏低的时候，副边控制ic检测到输出电压低于设定值，控制同步整流mos管在副边绕组电流较小的时候关断，同样经过变压器匝比转换和辅助绕组分压电阻分压后输入采样延时电路，当此上升斜率来到的时候已经结束了采样屏蔽时间，所以上升沿和下降沿判断电路已经就位，上升沿判断电路会检测到一个上升沿产生，并且所述的上升沿判断电路还需要检测幅值，当电压变化幅度达到设定值vt1则输出一个高电平控制信号vctrl-1，时间检测电路接收到控制信号到电平vctrl-1后开始计时，若幅值vt1不能达到则控制信号保持低电平，不进行计时，则计时时间tx为0。当副边消磁结束后，副边绕组电压开始下掉，出现下降沿，同样经过变压器匝比转换和分压电阻分压后被下降沿判断电路检测到，并且所述的下降沿判断电路还需要检测幅值，当电压变化幅度达到设定值vt2(消磁结束时的幅值一定会很大，所以一定能够达到设定值vt2)则输出高电平控制信号vctr-2，时间检测电路接收到高电平vctr-2信号后停止计时，此计时时间记为tx，然后该计时时间和时间检测电路内部的一个固定时间进行比较，固定时间为tc，如果tx＞tc，则判定输出电压偏高，时间检测电路输出控制信号vctrl为高电平，记为状态1，原边控制ic就会减小原边驱动占空比和工作频率，使输出电压降低，如果tx＜tc，则判定输出电压偏低，时间检测电路输出控制信号vctrl为低电平，记为状态0，原边控制ic就会增加原边驱动占空比和工作频率，使输出电压升高，因为此时副边同步整流是在副边绕组较小的时候关断的，所以tx会很小，因此原边可以可靠检测到输出电压偏低。

本发明的有益效果在于：

1、每个周期都会检测辅助绕组电压，作出判断，不会受到变换器系统输出的影响，提高了可靠性；

2、副边同步整流工作时间长，保证了较高的效率。

3、不需要额外的串联和并联二极管，减小占板面积，降低成本。

4、大大提高可靠性，抗干扰能力加强，能够完美匹配副边反馈的控制方案进行正常的对编码信号的解码。

附图说明

图1为cn105610306a提出的副边反馈控制方法的电路原理图；

图2为cn107612334a提出的原边检测电路的原理框图；

图3为本发明提出的原边检测电路的原理框图；

图4为本发明检测电路的部分节点波形示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图3，附图4，对本发明中的重要环节进一步详细说明。如图3，副边反馈控制的原边检测电路包括，采样延时电路204，上升沿判断电路205，下降沿判断电路206和时间检测电路211。

如图3，所述的原边信号检测电路的各模块的连接关系为：辅助绕组na同名端接分压上拉电阻rfa1，经过rfa1后连接到下分压电阻rfa2和采样延时电路模块204，下采样电阻rfa2的另一端接原边参考地，采样延时电路模块204的输出连接上升沿判断电路205和下降延判断电路206，上升沿判断电路的输出连接时间检测电路211，下降沿判断电路的输出连接时间检测电路211，时间检测电路的输出信号vctrl最终输入到原边芯片的占空比控制模块和频率控制模块。

如图4，给出了一些关键节点的波形示意图，va为辅助绕组分压后的电压波形，srgt为同步整流驱动波形，is为副边电流波形，图示中第一个同步整流驱动周期为状态0的情况下对应的波形，此时输出电压是比设定值低的，同步整流管在较低的副边电流is1处关断，此时va会出现一个电压突起，也就是出现一个上升斜率然后去磁结束后电压下降，产生一个下降斜率，形成突起，电压幅值也较小，这个突起所对应的时间tx1非常短，tx1＜tc，会使vctrl输出一个高电平，控制原边ic增加占空比和工作频率，使输出电压升高达到设定值；第二个同步整流驱动周期为状态1的情况下对应的波形，此时输出电压是比设定值高的，同步整流管在较大的副边电流is2处关断，同样，va也会出现一个电压突起，这个突起所对应的时间tx2时间是比较长的，tx2＞tc，会使vctrl输出一个低电平，控制原边ic减小占空比和降低工作频率，使输出电压降低达到设定值。

具体原理因为在发明内容中已经详细介绍，因此不再赘述。

根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述检测上升沿的思想前提下，本发明的检测电路还有其它的实施方式；因此本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。