基于ZPW2000轨道电路的移频信号频率检测系统和方法与流程

基于zpw2000轨道电路的移频信号频率检测系统和方法
技术领域
1.本发明涉及移频信号频率检测技术领域，特别涉及一种基于zpw2000轨道电路的移频信号频率检测系统和方法。


背景技术：

2.zpw
‑
2000型无绝缘轨道电路是目前广泛应用的高速铁路信号基础设备，主要用于列车占用检查、地车通讯、断轨检查，其电路的稳定性对高速铁路的行车安全与效率起这至关重要的作用。由于电路的组成部分大多可以看成由电阻、电容、电感等电子元器件构成，加之轨道电路周围环境复杂多样，易受自然条件及人为因素的干扰，因此电路经常会发生故障，需要人为巡检。
3.zpw
‑
2000型无绝缘轨道电路依靠移频信号来实现信息的传输，因此对移频信号的采集和测量成为了对zpw
‑
2000型无绝缘轨道电路进行故障诊断的重点。目前轨道电路上的移频信号本质上是fsk信号，铁路上一般采用非相干解调方法对fsk信号进行解调，非相干解调方法有过零检测法、限幅鉴频法、测宽法、傅里叶变换法，其中前两种方法属于模拟法，后两种方法属于数据法。
4.其中模拟法电路相对简单，但测量精度相对较低；数字法电路的算法复杂，软件代码复杂度相对较高，涉及高级算法的同时，对硬件要求也极高，必然导致高昂的成本。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于检测zpw2000轨道电路移频信号的上下边频、中心频率，以及调制频率，提供一种基于zpw2000轨道电路的移频信号频率检测系统和方法。
6.为了实现上述发明目的，本发明实施例提供了以下技术方案：
7.基于zpw2000轨道电路的移频信号频率检测方法，包括以下步骤：
8.结合微控制器的da信号，对主轨道与相邻轨道的混合信号进行调整，从而输出数字滤波器能够处理的0～3v电压信号；
9.将调整后的混合信号输入数字滤波器，并通过微控制器向所述数字滤波器输入时钟信号，使数字滤波器输出混合信号中与时钟信号相同频率的轨道信号；
10.对数字滤波器输出的轨道信号进行放大处理得到幅值在0.3～3.0v之间振荡的正弦信号，再将低频调制的上下边频交替变换的正弦信号转换为相同频率交替变换的方波信号；
11.对轨道信号频率交替变换的方波信号的上边频和下边频进行计数，以获得轨道信号的上边频频率、下边频频率，以及调制频率。
12.基于zpw2000轨道电路的移频信号频率检测系统，包括：
13.输入信号调整单元，其输入端接入主轨道信号和相邻轨道信号的混合信号，以及接入微控制器输出的da信号，用于结合微控制器的da信号，对主轨道信号和相邻轨道的混合信号进行调整，从而输出数字滤波器能够处理的0～3v电压信号；
14.轨道信号选频单元，包括数字滤波器，所述数字滤波器的输入端与所述输入信号调整单元的输出端连接，用于根据微控制器输入的时钟信号，输出混合信号中与时钟信号相同频率的轨道信号；
15.输出信号转换单元，其输入端接入所述轨道信号选频单元输出的轨道信号，用于对该轨道信号进行放大处理，以得到幅值在0.3～3.0v之间振荡的正弦信号，并将低频调制的上下边频交替变换的正弦信号转换为相同频率交替变换的方波信号；
16.捕捉计数单元，其输入端接入所述输出信号转换单元输出的方波信号，用于对方波信号的上边频和下边频进行计数，以获得轨道信号的上边频频率、下边频频率，以及调制频率；
17.微控制器，分别与所述输入信号调整单元和轨道信号选频单元连接，用于对所述输入信号调整单元发送da信号，以及向轨道信号选频单元发送时钟信号。
18.与现有技术相比，本发明的有益效果：
19.本发明对zpw2000轨道电路移频信号的上下边频、中心频率，以及调制频率进行检测，分辨率为0.01hz，检测系统设备简单，成本低，操作方便，能够快速应用在对zpw2000轨道电路的故障诊断中。
20.本发明硬件设备简单，成本便宜，操作简单方便；使用本发明方法，在施工周期，人力成本，操作成本，和研发成本具有极大的优势，可广泛应用于于zpw2000轨道电路的故障诊断。
附图说明
21.为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。
22.图1为本发明检测系统单元框图；
23.图2为本发明实施例检测系统输入信号调整单元电路原理图；
24.图3为本发明实施例检测系统轨道信号选频单元电路原理图；
25.图4为本发明实施例检测系统输出信号转换单元电路原理图；
26.图5为本发明实施例轨道信号由正弦信号转换为方波信号的示意图；
27.图6为本发明实施例对轨道信号进行放大处理的流程图。
具体实施方式
28.下面将结合本发明实施例中附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
29.应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一
个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步定义和解释。同时，在本发明的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性，或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
30.实施例：
31.本发明通过下述技术方案实现，基于zpw2000轨道电路的移频信号频率检测系统，请参见图1，包括依次连接的输入信号调整单元、轨道信号选频单元、输出信号转换单元、捕捉计数单元、微控制器，所述微控制器分别与所述输入信号调整单元、轨道信号选频信号、输出信号转换单元连接。其中：
32.请参见图2为所述输入信号调整单元的电路原理图，弹簧接线端子p3的vin1引脚输入混合信号u
i
，vin2引脚接地。所述混合信号u
i
为主轨道信号u
i1
和主轨道相邻的其他轨道的信号u
i2
混合在一起的信号，因此弹簧接线端子p3接入的信号即是主轨道与相邻轨道的混合信号u
i
。
33.所述信号调整单元包括加法器u7a、反相加法器u7b、第一数字电位器u10，混合信号u
i
由弹簧接线端子p3接入后输入所述反相加法器u7b的负相端，加法器u7a的正相端接入微控制器发送的da信号，微控制器所发送的da信号为直流电平，且da信号的电压在0～3v之间，经加法器u7a输出至反相加法器u7b的正相端后，可直接与混合信号u
i
进行加法运算，最终输出所述轨道信号选频单元能够处理的0～3v电压信号。
34.经过反相加法器u7b的处理后，输出的混合信号u
i
的幅值v
out
为：
[0035][0036]
式(1)中r
16
为反相加法器u7b的反相端输入电阻，r
18
为反相加法器u7b的反相端接地电阻，r
f
为可调反馈电阻。
[0037]
所述可调反馈电阻r
f
用第一数字电位器u10来替代，微控制器通过spi配置第一数字电位器u10的阻值，从而作为可调反馈电阻r
f
。
[0038]
由于混合信号u
i
中是包括了主轨道信号和不同频率的相邻轨道信号的，因此可以在测量中使用数字滤波器设置需要的带宽对所测混合信号u
i
进行选频，以输出所需频率的轨道信号。
[0039]
请参见图3为轨道信号选频单元的电路原理图，所述轨道信号选频单元包括数字滤波器u11，反相加法器u7b输出的混合信号v
out
从数字滤波器u11的vmin接口输入。
[0040]
数字滤波器u11在工作时具有其中心频率，因此数字滤波器u11通过fmclk接口输入微控制器发送的时钟信号作为中心频率。微控制器发送占空比为50％的相应频率的pwm波，经过分频后形成时钟信号，比如需要将数字滤波器u11的中心频率设置为1700hz时，微控制器发送的pwm波的频率可以为170khz，经过分频后即可形成1700hz的时钟信号作为数字滤波器u11的中心频率。
[0041]
数字滤波器u11按照时钟信号的频率，将混合信号v
out
中与时钟信号相同频率的轨道信号从vmout接口输出，那么即可得到所需的主轨道信号u
i1
，阻断了相邻轨道的信号u
i2
。
[0042]
请参见图4为输出信号转换单元的电路原理图，所述输出信号转换单元包括电压跟随路段、信号放大路段、方波转换路段，vmout接口输入的轨道信号可以直接进入电压跟随路段，经过电压跟随器u7d稳压后直接输出轨道信号，可反映轨道信号的真实波形特征。
[0043]
要对轨道信号的上下边频、中心频率，以及调制频率进行检测，则首先通过信号放大路段对vmout接口输入的轨道信号进行放大，使轨道信号的正弦信号幅值在0.3～3.0v之间振荡。
[0044]
请继续参见图4，设置微控制器的dac输入电压为0v，从接口pa6获取微控制器发送的adc采样信号的最大值，判断所述adc采样信号的最大值是否在3.0～3.2v的范围内。若adc采样信号的最大值小于在3.0v，则通过微控制器调节第二数字电位器的放大信号，使adc采样信号的最大值在3.0～3.2v的范围内；若adc采样信号的最大值大于3.2v，则通过微控制器调节第二数字电位器的缩小信号，使adc采样信号的最大值在3.0～3.2v的范围内。
[0045]
若adc采样信号的最大值在3.0～3.2v的范围内，则获取微控制器的adc采样信号的最小值，判断所述adc采样信号的最小值是否在0.1～0.3v的范围内；若adc采样信号的最小值小于0.1v，则通过微控制器da增大pa5接口处的电压，使adc采样信号的最小值在0.1～0.3v的范围内；若adc采样信号的最小值大于0.3v，通过微控制器da减小pa5接口处的电压，使adc采样信号的最小值在0.1～0.3v的范围内。
[0046]
通过上述对adc采样信号的调整后，轨道信号经过信号放大路段即可与输出与adc采样信号相同的正弦信号。
[0047]
再如图5所示，取正弦信号的2/3正弦波峰值为正向阈值电压v
t+
，取正弦信号的1/3正弦波谷值为负向值电压v
t
‑
，根据虚短虚断的电路计算方法，触发双阈值的计算公式为：
[0048][0049][0050]
式(2)、(3)中，v
t+
为触发正向阈值电压，v
t
‑
触发负向阈值电压，v
ref
为参考电压，v
oh
为正弦信号的最高电压，v
ol
为正弦信号的最低电压。
[0051]
比如在上述以使轨道信号的正弦信号幅值在0.3～3.0v之间振荡，那么可以取正弦信号的最高电压v
oh
为3.3v，取正弦信号的最低电压v
ol
为0v，将电阻r
19
、r
20
、r
21
取为相同的值100kω，即可得到v
t+
＝2.2v，v
t
‑
＝1.1v。
[0052]
触发正向阈值电压v
t+
作为方波信号的上升沿电压，将触发负向阈值电压v
t
‑
作为方波信号的下降沿电压，形成相同频率交替变换的方波信号，请参见图5。
[0053]
所述捕捉计数单元为微控制器集成的单元，所述捕捉计数单元的输入端与输出信号转换单元的输出端连接，接入转换后的方波信号，捕捉计数单元对方波信号的上升沿进行捕获。首先设定计数频率为f，按照计数频率f对方波信号的上升沿进行捕获，得到计数值，并测量出相邻两个上升沿之间的差值作为单个周期计数值，其中计数值为n，单个周期为t，有t＝n/f。
[0054]
根据实际情况设置合理的偏差阈值，舍去大于偏差阈值的计数值，并用一个合理的计数值替代，比如标准频率
±
100，再通过平滑滤波使计数值更平滑。测量所得计数值中的最大值和最小值，取最大值和最小值的平均值作为上下边频的阈值，将各个计数值与上下边频的阈值进行比较，若计数值大于所述上下边频的阈值，则为下边频计数值；若计数值小于所述上下边频的阈值，则为上边频计数值。
[0055]
分别对上边频计数值和下变频计数值进行求和，得到上边频总计数值c1和下边频
总计数值c2，同时统计上边频计数值出现的周期总数n1和下边频计数值出现的周期总数n2，则上边频频率为下边频频率为中心频率为上边频频率和下边频频率的算术平均值。调制频率为
[0056]
基于上述检测系统，本发明还提出一种基于zpw2000轨道电路的移频信号频率检测方法，包括以下步骤：
[0057]
步骤s1：结合微控制器的da信号，对主轨道与相邻轨道的混合信号进行调整，从而输出数字滤波器能够处理的0～3v电压信号。
[0058]
获取主轨道与相邻轨道的混合信号u
i
；
[0059]
获取微控制器的直流电平da信号u
i3
；
[0060]
将主轨道与相邻轨道的混合信号u
i
输入反相加法器的负相端，并将微控制器的直流电平da信号u
i3
输入反相加法器的正相端后，反相加法器输出的混合信号的幅值v
out
为：
[0061][0062]
其中，r
16
为反相加法器的反相端输入电阻，r
18
为反相加法器的反相端接地电阻，r
f
为可调反馈电阻。所述可调反馈电阻r
f
为第一数字电位器，通过所述微控制器配置第一数字电位器的阻值。
[0063]
步骤s2：将调整后的混合信号输入数字滤波器，并通过微控制器向所述数字滤波器输入时钟信号，使数字滤波器输出混合信号中与时钟信号相同频率的轨道信号。
[0064]
将调整后的混合信号v
out
从数字滤波器的vmin接口输入；
[0065]
通过微控制器输出占空比为50％的相应频率的pwm波，经分频后形成的时钟信号从数字滤波器的fmclk接口输入；
[0066]
数字滤波器按照时钟信号的频率，将混合信号v
out
中与时钟信号相同频率的轨道信号从vmout接口输出。
[0067]
步骤s3：对数字滤波器输出的轨道信号进行放大处理得到幅值在0.3～3.0v之间振荡的正弦信号，再将低频调制的上下边频交替变换的正弦信号转换为相同频率交替变换的方波信号。
[0068]
请参见图6，设置微控制器的dac输入电压为0v，获取微控制器的adc采样信号的最大值，判断所述adc采样信号的最大值是否在3.0～3.2v的范围内；
[0069]
若adc采样信号的最大值小于在3.0v，则通过微控制器调节第二数字电位器的放大信号，使adc采样信号的最大值在3.0～3.2v的范围内；若adc采样信号的最大值大于3.2v，则通过微控制器调节第二数字电位器的缩小信号，使adc采样信号的最大值在3.0～3.2v的范围内；
[0070]
若adc采样信号的最大值在3.0～3.2v的范围内，则获取微控制器的adc采样信号的最小值，判断所述adc采样信号的最小值是否在0.1～0.3v的范围内；
[0071]
若adc采样信号的最小值小于0.1v，则通过微控制器增大da电压，使adc采样信号的最小值在0.1～0.3v的范围内；若adc采样信号的最小值大于0.3v，则通过微控制器减小
da电压，使adc采样信号的最小值在0.1～0.3v的范围内。
[0072]
为得到幅值在0.3～3.0v之间振荡的正弦信号，将adc采样信号的最大值限定在3.0～3.2v的范围内，将最小值限定在0.1～0.3v，是为了使波形处于检测门限内，本方案的检测门限是1.1v和2.2v。为了最大限度的把正弦信号的波形放入门限范围，可以将0.3～3.0v的范围扩大到0.1～3.2v，也就是把波形控制在0.1～3.2v，因为0～3.3v即不突破边界，又能最大限度的保证波形完整。
[0073]
取正弦信号的2/3正弦波峰值为正向阈值电压v
t+
，取正弦信号的1/3正弦波谷值为负向值电压v
t
‑
，根据虚短虚断的电路计算方法，触发双阈值的计算公式为：
[0074][0075][0076]
其中，v
t+
为触发正向阈值电压，v
t
‑
触发负向阈值电压，v
ref
为参考电压，v
oh
为正弦信号的最高电压，v
ol
为正弦信号的最低电压；
[0077]
触发正向阈值电压v
t+
作为方波信号的上升沿电压，将触发负向阈值电压v
t
‑
作为方波信号的下降沿电压，形成相同频率交替变换的方波信号，由pa7将方波信号输出至微控制器。
[0078]
步骤s4：对轨道信号频率交替变换的方波信号的上边频和下边频进行计数，以获得轨道信号的上边频频率、下边频频率，以及调制频率。
[0079]
设定计数频率为f，按照计数频率f对方波信号的上升沿进行捕获，得到计数值，并测量出相邻两个上升沿之间的差值作为单个周期计数值；
[0080]
设置偏差阈值，舍去大于偏差阈值的计数值，再通过平滑滤波使计数值更平滑；
[0081]
测量所得计数值中的最大值和最小值，取最大值和最小值的平均值作为上下边频的阈值，将各个计数值与上下边频的阈值进行比较，若计数值大于所述上下边频的阈值，则为下边频计数值；若计数值小于所述上下边频的阈值，则为上边频计数值。
[0082]
分别对上边频计数值和下变频计数值进行求和，得到上边频总计数值c1和下边频总计数值c2，同时统计上边频计数值出现的周期总数n1和下边频计数值出现的周期总数n2，则上边频频率为下边频频率为中心频率为上边频频率和下边频频率的算术平均值；
[0083]
调制频率为
[0084]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。