一种宽带线性调频信号多通道并行去斜方法与流程

1.本发明属于雷达信号处理技术领域，尤其是涉及一种宽带线性调频信号多通道并行去斜方法。


背景技术：

2.随着科学技术的不断发展，为了使雷达系统具有高的距离分辨力，往往需要雷达发射信号波形具有宽的信号带宽，其原因是雷达的距离分辨力与雷达发射信号带宽成反比关系。在此前提下，雷达信号设计人员一般采用对雷达信号进行调制来提高信号带宽，常用的调制方式有调频和调相两种方式。在调频方式中，主要有线性调频信号和非线性调频信号两种信号样式，相较于非线性调频信号，线性调频信号除了具有宽的工作带宽之外，也易于硬件实现，因此线性调频信号是现阶段高性能雷达系统常用的信号样式之一。线性调频信号的原理参见非专利文献1-3。
3.但随着雷达发射信号带宽的不断提升，对雷达系统的硬件性能也提出了更高的要求，例如需要更高的信号采样频率，更高地数据处理速率以及更高的数据传输速率等。为了应对高速信号采集及数据处理对系统带来的挑战，一般通过对宽带线性调频信号进行去斜处理来降低回波信号带宽，即降低了信号的采样率，同时又可以保留完整的目标信息。常见的去斜处理方式有两种，分别是模拟去斜和数字去斜，具体参见非专利文献4-10，下面简要介绍这两种去斜方式。
4.模拟去斜是将雷达接收到的模拟的目标回波信号与模拟参考信号相乘，然后经过滤波放大，adc采样，快速傅里叶变换(fft)之后得到单频正弦波形式的回波信号，如图1所示。此时，单频信号频率与目标的距离等信息相关联，表达式如下：
[0005][0006]
式中k为调频信号斜率，r为目标距离，r0为目标参考中心距离，c为真空中光速。模拟去斜后得到了包含目标信息的单频点信号，降低了回波信号带宽，从而降低了雷达系统对采样率的需求，但是模拟去斜方法要求产生模拟的去斜参考信号，增加了系统的复杂性和实现难度。为了更方便的实现大带宽线性调频信号的去斜处理，可以在数字域对回波信号进行去斜处理，即数字去斜方法。处理流程如图2所示，即先对中频回波信号进行ad采样后变成数字信号，然后经过数字下变频和低通滤波得到基带回波信号，再将其与数字产生的去斜参考信号相乘，最后经快速傅里叶变换(fft)后得到单频点信号。数字去斜同样可以将回波信号变换成带有目标信息的单频点信号，与此同时，数字去斜参考信号更容易生成，参数调整更加方便。
[0007]
数字去斜方法要求信号处理系统以较高的采样速率对模拟中频信号进行采样，但随着ad芯片的采样速率越来越高，采样速率将不再限制数字去斜方法的应用和发展。与此同时，非专利文献11提出基于fpga高速可编程逻辑器件，可以完成极其复杂的高速高密度数字电路设计，从而实现复杂的数字信号处理功能。虽然现阶段fpga芯片运算速率已经高
达几百兆赫兹，但是为适应ad芯片数吉赫兹的信号采样速率，信号处理算法的多通道并行实现方法被广泛应用于各种数字信号处理领域。
[0008]
在先文献
[0009]
非专利文献
[0010]
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[0020]
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技术实现要素：

[0021]
本发明公开了一种宽带线性调频信号多通道并行去斜方法，可以在fpga运算速率要求范围内，在数字域对高采样率大带宽的线性调频信号完成去斜处理，同时兼具实现简单、资源利用率高、计算延时小的特点。
[0022]
本发明提出的宽带线性调频信号多通道并行去斜方法，包括以下步骤：
[0023]
利用高采样率adc器件对大带宽中频回波信号进行高质量带通采样，并根据fpga时钟速率做并行分解成m路数字信号；
[0024]
对m路回波信号进行多通道并行数字下变频和低通滤波处理，得到m路零中频iq信号；
[0025]
基于直接数字频率合成原理，分m路并行产生相同带宽、时宽且斜率相反的线性调频信号作为去斜参考信号；
[0026]
将m路零中频回波信号与m路去斜参考信号相乘，然后经过m倍多相抽取滤波及fft处理，得到去斜后采样率为fs/m且带有目标距离信息的单频点回波信号，完成对整个大带宽线性调频信号数字去斜处理的多通道并行实现。
[0027]
进一步的，基于带通采样定理，adc采样频率满足下式：
[0028][0029]
式中f0为信号中心频率，b为信号带宽，n取fs≥2b的最大正整数；
[0030]
利用满足上式的adc采样频率fs对回波信号进行中频采样得到数字回波信号x[n]，且将x[n]依据fpga时钟工作频率f
clock
并行分解为m路回波信号，此时满足fs＝m*f
clock
，然后对m路信号进行数字下变频以及多通道并行低通滤波，所述数字下变频过程将m路以f0为中心频率的中频信号变成零中频基带信号，计算过程如下：
[0031][0032]
式中cos(2πf0nts)与sin(2πf0nts)均由m路dds并行产生；
[0033]
经过数字下变频之后，得到零中频m路i信号和m路q信号，将此iq信号通过多通道并行低通滤波器进行滤波，从而滤除高频分量，得到零中频回波信号。
[0034]
进一步的，对于2路并行的4阶fir滤波器，所述低通滤波器的滤波过程包括：
[0035]
滤波器输出y[n]表示为：
[0036][0037]
式中h(m)为滤波器系数，将上式分为偶数ye[n]与奇数yo[n]两部分之和：
[0038][0039]
ye(n)＝h(0)x(n)+h(2)x(n-2)
[0040]yo
(n)＝h(1)x(n-1)+h(3)x(n-3)
[0041]
同理将y(n+1)分为：
[0042][0043]
ye(n+1)＝h(0)x(n+1)+h(2)x(n-1)
[0044]yo
(n+1)＝h(1)x(n)+h(3)x(n-2)
[0045]
ye(n+1)与yo(n)输入数据相同，同时yo(n+1)与ye(n)输入数据相差两个时钟周期，因此通过fir滤波器进行并行滤波。
[0046]
进一步的，所述fir滤波器进行并行滤波包括：在n时刻，第一路滤波输出结果为第一路n时刻数据滤波结果的偶数部分和第二路n-1时刻数据滤波结果的奇数部分延时一个时钟周期后的和；第二路滤波输出结果为第二路n时刻数据滤波结果的偶数部分与第一路n时刻数据滤波结果的奇数部分之和，依次类推，将此滤波器并行实现结构扩展到n阶m路。
[0047]
进一步的，利用dds并行产生m路大带宽数字去斜参考信号包括：
[0048]
线性调频信号表达式如下：
[0049]
sr[n]＝a cos[2πf0nts+πk(nts)2]
[0050]
式中n∈[0，n]，ts＝1/fs，
[0051]
n+1时刻的表达式如下：
[0052]
sr[n+1]＝a cos[2πf0(n+1)ts+πk(n+1)2t
s2
]
[0053]
当m路并行产生时，n＝mi+j，其中j∈[0，m]，上述两式中相位部分变换为：
[0054][0055][0056]
式中k＝kts/2＝k/2fs，因此：
[0057][0058]
其中，记基于直接数字频率合成原理，得到m路不同的相位步进值，从而将大带宽线性调频去斜参考信号分m路并行产生。
[0059]
进一步的，将并行生成的m路线性调频去斜参考信号i
rm-j*q
rm
与经过处理后的m路零中频回波信号ix+j*qm相乘，得到去斜后的i
dm
与q
dm
两路回波信号，如下式所示：
[0060]
(im+jqm)
·
(i
rm-jq
rm
)＝-im·qrm
+qm·irm
+j(im·irm
+qm·qrm
)，m＝0,1,
…m[0061]
其中，i
rm
为m路线性调频去斜参考信号中的i路信号，q
rm
为m路线性调频去斜参考信号的q路信号，im为m路零中频回波信号中的i路信号，qm为m 路零中频回波信号的q路信号；
[0062]
将上述去斜之后的两路回波信号经过m倍多相抽取滤波以及fft变换之后，得到采样率为fs/m且带有目标距离等信息的单频点回波信号。
[0063]
进一步的，对回波信号进行处理时，首先将其并行分解为16路，并对此 16路线性调频回波信号进行多通道并行混频滤波，过程如下：
[0064]
产生m路混频参考信号：
[0065][0066]
同理：
[0067][0068]
因此将16回波信号与上述16路混频参考信号一一对应相乘，在此过程中只需做一次乘法运算；
[0069]
混频之后的信号再通过多通道并行滤波处理，在经过混频滤波处理后，将16路零中频i信号与16路零中频q信号与16路并行生成的去斜参考信号相乘，做复数乘法时，每路只需做两次乘法运算和一次加法运算即可完成去斜处理运算过程。
[0070]
本发明的有益效果是适应fgpa等硬件的时钟计算速率，将高速率大带宽回波信号的数字去斜处理转换为多通道并行处理，实现简单、资源利用率高、计算延时小。
附图说明
[0071]
图1为雷达回波信号模拟去斜处理流程；
[0072]
图2为雷达回波信号数字去斜处理流程；
[0073]
图3为本发明的雷达回波信号数字去斜的多通道并行实现流程；
[0074]
图4为本发明使用2路4阶fir低通滤波器多路并行分解结构。
[0075]
图5为本发明多通道并行数字去斜处理过程中的信号示例。
具体实施方式
[0076]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0077]
本发明的说明书和权利要求书的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)或“左”、“右”、“前”、“后”、“顶”、“底”是用于区别类似的对象或便于本发明的结构描述，而不必用于描述特定的顺序或先后次序以及限制本发明的结构技术特征。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例，例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
[0078]
实施例
[0079]
为了使adc采样之后的高速率回波信号能够在fpga等硬件系统中进行快速低延时处理，本发明提出了一种基于fpga的大带宽线性调频信号多通道并行的零中频数字去斜实现方法。处理流程如图3所示。
[0080]
基于带通采样定理，adc采样频率应满足下式：
[0081][0082]
式中f0为信号中心频率，b为信号带宽，n取fs≥2b的最大正整数。
[0083]
利用满足上述条件的adc采样频率fs对回波信号进行中频采样得到数字回波信号x[n]，且将x[n]依据fpga时钟工作频率f
clock
并行分解为m路回波信号，此时满足fs＝m*f
clock
，然后对m路信号进行数字下变频(ddc)以及多通道并行低通滤波，数字低通滤波器选用常用的fir滤波器。数字下变频过程将m路以f0为中心频率的中频信号变成零中频基带信号。计算过程如下：
[0084][0085]
式中cos(2πf0nts)与sin(2πf0nts)均由m路dds并行产生。
[0086]
经过ddc之后，我们可以得到零中频m路i信号和m路q信号，将此iq信号通过多通道并行低通滤波器进行滤波,从而滤除高频分量，并行滤波过程如下，以2路并行的4阶fir滤波器为例，滤波器输出y[n]可表示为：
[0087][0088]
式中h(m)为滤波器系数，将上式分为偶数ye[n]与奇数yo[n]两部分之和：
[0089][0090]
ye(n)＝h(0)x(n)+h(2)x(n-2)
[0091]yo
(n)＝h(1)x(n-1)+h(3)x(n-3)
[0092]
同理将y(n+1)分为：
[0093][0094]
ye(n+1)＝h(0)x(n+1)+h(2)x(n-1)
[0095]yo
(n+1)＝h(1)x(n)+h(3)x(n-2)
[0096]
由y(n)和y(n+1)分解之后的表达式可以看出，ye(n+1)与yo(n)输入数据相同，同时yo(n+1)与ye(n)输入数据相差两个时钟周期，因此可利用图4 形式的fir滤波器结构进行并行滤波。在n时刻，第一路滤波输出结果为第一路n时刻数据滤波结果的偶数部分和第二路n-1时刻数据滤波结果的奇数部分延时一个时钟周期后的和；第二路滤波输出结果为第二路n时刻数据滤波结果的偶数部分与第一路n时刻数据滤波结果的奇数部分之和。依次类推，可以将此滤波器并行实现结构扩展到n阶m路。多通道并行低通滤波之后得到零中频回波信号。本实施例以2路4阶的fir滤波器结构为例，在此并不限制使用其它形式的fir滤波器结构。
[0097]
下一步利用dds并行产生m路大带宽数字去斜参考信号，线性调频信号表达式如
下：
[0098]
sr[n]＝a cos[2πf0nts+πk(nts)2]
[0099]
式中n∈[0，n]，ts＝1/fs。n+1时刻的表达式如下：
[0100]
sr[n+1]＝a cos[2πf0(n+1)ts+πk(n+1)2t
s2
]
[0101]
当m路并行产生时，n＝mi+j，其中j∈[0，m]，上述两式中相位部分可变换为：
[0102][0103][0104]
式中k＝kts/2＝k/2fs。因此：
[0105][0106]
其中，记δx
f0
(n)＝mf0ts,δxk(n)＝k[m(mi+j)+m(mi+j+1)+m2]ts。基于 dds原理，可以根据设计累加值，得到m路不同的相位步进值，从而将大带宽线性调频去斜参考信号分m路并行产生。
[0107]
将并行生成的m路线性调频去斜参考信号(i
rm-j*q
rm
)与经过处理后的m路零中频回波信号(im+j*qm)相乘，我们可以得到去斜后的i
dm
与q
dm
两路回波信号，如下式所示：
[0108]
(im+jqm)
·
(i
rm-jq
rm
)＝-im·qrm
+qm·irm
+j(im·irm
+qm·qrm
)，m＝0,1,
…
m 将上述去斜之后的回波信号经过m倍多相抽取滤波以及fft变换之后，我们
[0109]
可以得到采样率为fs/m且带有目标距离等信息的单频点回波信号。
[0110]
至此完成对大带宽线性调频信号数字去斜处理的多通道并行实现，将该方法总结如下：
[0111]
(1)利用高采样率adc器件对大带宽中频回波信号进行高质量带通采样，并综合考虑fpga时钟速率做并行分解成m路数字信号。
[0112]
(2)对m路回波信号进行多通道并行数字下变频(ddc)和低通滤波处理，得到m路零中频iq信号。
[0113]
(3)基于dds原理，分m路并行产生相同带宽、时宽且斜率相反的线性调频信号作为去斜参考信号。
[0114]
(4)将m路零中频回波信号与m路去斜参考信号相乘，然后经过m倍多相抽取滤波及fft处理，得到去斜后采样率为fs/m且带有目标距离等信息的单频点回波信号，从而完成对整个大带宽线性调频信号数字去斜处理的多通道并行实现。
[0115]
下面结合实际工程数据，根据上述方法进行大带宽线性调频信号数字去斜处理。
[0116]
设定系统工作中心频率为2.4ghz，信号带宽为1.3g，基于带通采样定理，确定adc采样频率为3.2ghz(n＝1)，fpga工作时钟为200mhz。由此可得：
[0117]
m＝fs/f
clock
＝16
[0118]
同时依据上述参数生成3目标线性调频回波信号，目标中心参考距离分别为2000m，2025m，2045m。
[0119]
对回波信号进行处理时，首先将其并行分解为16路，并对此16路线性调频回波信号进行多通道并行混频滤波，过程如下：
[0120]
产生m路混频参考信号：
[0121][0122]
同理：
[0123][0124]
因此将16回波信号与上述16路混频参考信号一一对应相乘，在此过程中只需做一次乘法运算。混频之后的信号再通过多通道并行滤波处理，可设滤波器通带截止频率为650mhz，阻带截止频率为800mhz，阶数为32阶，且并行分解到16路，每路2阶。滤波器阶数，通带截止频率和阻带截止频率可根据信号带宽与滤波后要求的信号质量灵活设置。在经过混频滤波处理后，将16路零中频i信号与16路零中频q信号与16路并行生成的去斜参考信号相乘，做复数乘法时，每路只需做两次乘法运算和一次加法运算即可完成去斜处理运算过程。
[0125]
在去斜处理之后，对16路i信号和16路q信号分别做16倍多相抽取滤波，滤波器阶数为64阶，并行分解到16路，每路4阶，同时滤波器通带截止频率和阻带截止频率仍为650mhz与800mhz。由此得到200m采样频率的经过去斜处理后的iq两路信号。对此信号再进行fft运算可以得到带有目标距离信息的单频点信号。信号处理过程如图5所示，图5(a)为回波信号fft 处理后的结构，图5(b)为回波信号混频滤波后fft的结果，图5(c)为回波信号去斜处理后fft的结果，图5(d)为回波信号去斜处理后抽取滤波fft 的结果。
[0126]
至此，本实施例完成了对带有3目标距离信息的大带宽回波信号的去斜处理，理论计算结果与fpga硬件运行结果保持一致。本实施例也表明了本发明为适应fgpa等硬件的时钟计算速率，将高速率大带宽回波信号的数字去斜处理转换为多通道并行处理，具有实现简单、资源利用率高、计算延时小等特点，在200mhz时钟频率下，上述去斜过程总体延时不超过100个时钟周期，即500ns，并且通过多相抽取滤波器降低信号的采样率。
[0127]
以上仅是本发明的优选实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以优选实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围的情况下，都可利用上述揭示的技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。