图4中示意性地示出。例如，能以单独测量点LpL 1^n的形式示出轮廓， 基于各自的发射角·9Ι1+Ι，η、基于传播时间t An+1，n得出的距离dn+1，n以及相对于容器1的天线 9的安装高度，根据离锥形轴的各自的水平间距x n+1，n，测量点反映料位Ln+1，n。
[0145] 对根据最高中心频率记录的测量点L满结果是0的水平间距X i，以及料位LI 对应于料位测量设备5的安装高度与基于传播时间确定的距离Cl1之间的差。
[0146] 对基于通过各自的相邻中心频率fn+1，fn记录的测量曲线八^⑴，A n(t)的差Λη+1，η 得出的所有剩余测量点Ln+1，n，在每一情况下，通过相关平均发射角θη+1， η的正弦与从差 Δ η+1，η的最大值M η+1，η的传播时间t η+1，η得出的距离d η+1，η之间的积，给出了水平间距X η+1，η。
[0147] Χη+ι，η - sin (·9η+ι，η ) dn+i，n
[0148] 相关料位1^"等于料位测量设备5的安装高度H与相关平均发射角·θη+1， η的余弦 和从差Δη+1，η|^]最大值Μη+1，η|??]传播时间t n+1，n得出的间距dn+1，n|^]乘积之间的差。
[0149] Lji+1 .η - H _ cos (·θη+ι.η) dn+i.n
[0150] 已经经由通过料位Ln+1，n以及离主发射方向N的轴的各自的相关间距x n+1获得的 测量点，给出容器1中的粒状材料高度的粗略轮廓。优选地，使所获得的测量点经过另外的 调节，尤其是内插、滤波、平滑和/或曲线拟合，以便根据间距（X)，产生反映料位（LU))的 精确轮廓。
[0151] 优选地，根据间距X，对于存在料位L的扭结或跳变，检查所获得的粗略或连续轮 廓。
[0152] 例如，当干扰横向伸入到容器1中时，突然弯曲或跳变发生，由此，在以较低中心 频率f n执行的测量中，反映各自的发射信号S n的信号部分。由于粒状材料通常形成连续表 面轮廓，突然弯曲或跳变通常是存在干扰的可靠表示。相应地，在这点上，能通过例如位于 突然弯曲或跳变区域外的测量点的较高加权的数值方法，尤其是内插、平滑或函数拟合，移 除突然弯曲或跳变，执行所获得的轮廓的校正。当随后基于轮廓，将计算位于容器1中的填 充物质21的容积时，该校正特别有利。
[0153] 上述方法完全适合类似地用在以下应用中：代替在此所示的谷形粒状材料锥形， 在该应用的情况下形成其纵轴与主发射方向N的轴重合的山形粒状材料锥形。
[0154] 只要粒状材料锥形的纵轴与主发射方向的轴N重合，料位测量设备5基于以上述 方式确定的锥形表面与料位测量设备5的方向相关距离，能自动地检测粒状材料锥形是山 形还是谷形。在谷形粒状材料锥形的情况下，距离随与主发射方向N的各个发射方向角的 增加而减小，而在山形粒状材料的情况下，则会增加。
[0155] 此外，它们自然完全适用类似地用在填充物质形成基本上旋转对称地延伸到主发 射方向N的轴的表面的其他应用中。
[0156] 在填充物质不形成基本上旋转对称地延伸到主发射方向N的轴的应用中，优选地 是应用根据本发明的第二变形实现的脉冲雷达料位测量设备25,其具有发射上述发射信号 Sn的天线27,在每一情况下，该发射信号Sn的空间辐射特性与其中心频率€"有关并且对不 同中心频率f n不同，主发射波束的空间方位取决于发射信号Sn的中心频率fn并且对不同 中心频率4不同。
[0157] 图5示出具有这种料位测量设备25的料位测量配置。在这种情况下，形成天线27 的视场中的山的侧面的填充物质32位于容器1中，天线24下方。
[0158] 除天线27和由天线27的辐射特性导致的下文详述的差异外，料位测量设备25能 具有基本上与图1和2所示的料位测量设备5相同的构造。由此，料位测量设备25包括发 射系统11，该发射系统11包括连接到控制单元13的脉冲生成系统15,脉冲生成系统15以 下述方式实现：在测量操作中，在包括多次测量的预确定测量周期中，产生对特定测量预确 定的中心频率f n的微波的上述发射信号Sn。在这种情况下，中心频率fn在此优选地位于结 合先前所述的实施例中优选的上述频率范围内。
[0159] 再次也执行包括至少两次测量的测量周期，在测量中，相关发射信号微波脉 冲的中心频率4是不同的。发射信号S n还经连接到发射系统11的发射/接收分离器，或 定向耦合器17,传输到天线27,并且它们在天线27的方向上、在容器1中反射回的信号部 分经发射/接收分离器，或定向耦合器17供应到接收评估单元19,其在每一情况下基于接 收信号R n得出测量曲线An(t)，测量曲线八力）示出根据传播时间t的接收信号RM振幅。
[0160] 在此还为了实现在测量周期的单独测量中得出的测量曲线An(t)的可比较性，对 测量曲线A n(t)的振幅进行上述归一化，并且如果要求，则通过后续缩放，将测量曲线An(t) 参考到同一时间尺度。
[0161] 天线27优选地是相应实现的空心导体缝隙天线。本领域已知空心导体缝隙天线。 根据本发明，使用空心导体缝隙天线，其以下述方式实现，使得具有一个或两个主要主波束 的辐射特性，主波束的空间方位取决于各自发送的发射信号S n的中心频率fn而定并且对不 同中心频率4均不同。
[0162] 在此尤其适合包括如图6所示的棒形矩形空心导体29的空心导体缝隙天线。矩 形空心导体29具有经馈电线路31，从发射系统11馈送的输入33。矩形空心导体29的与 输入33相对的末端有选择地被末端短路、被开路或被端接有无反射端。
[0163] 矩形空心导体29包括矩形外部空心导体壁37,其具有槽形、槽类或不规则碎片形 状的切口 39,经该切口 39,天线27发送具有空间输出辐射特性的所供应的发射信号Sn，该 空间输出辐射特性取决于切口 39的定位和尺寸以及所供应到的发射信号Sn的中心频率fn。
[0164] 在容器1上方，以使得到空心导体壁37的外部的表面法线Z在容器1中指向填充 物质32的方式，安装天线27。
[0165] 结构相关的天线27的辐射特性与矩形空心导体29的纵轴平行地，相比于与其垂 直具有更强聚焦。平行于矩形空心导体29的纵轴的空间方向指定为X方向，并且垂直延伸 的空间方向称为Y方向。
[0166] 对在空间方向Y中，从天线27向填充物质32发送的发射信号另外的聚焦， 天线27优选地配备有布置在面向容器内部的空心导体壁37的外部的聚焦装置。图7和8 示出用于此的各个实施例。在图7所示的实施例中，聚焦装置是包围所有切口 39并且具有 朝容器1均匀加宽的矩形漏斗的形状的空心导体段41。替代地，还能应用矩形空心导体段。 空心导体段41同时在空间方向X中提供聚焦。
[0167] 替代或补充地，聚焦装置能是仅透镜或布置在空心导体壁37上。图8示出这种实 施例，在这种情况下，在矩形空心导体29的上方，提供电介质透镜43。
[0168] 通过在切口 39的外部应用的电介质材料的一个或多个平面层的板，提供可用聚 焦装置的另一实施例形式（未示出）。
[0169] 替代地，还能应用磁透镜，其具有在矩形空心导体29的前方，在指向外的表面法 线Z的方向上布置的装置，用于产生影响相应聚焦的磁场。
[0170] 替代地，聚焦装置还能包括与矩形空心导体29同样实现的其他矩形空心导体，并 且与矩形空心导体29相连来形成相对于彼此平行延伸并且垂直于矩形空心导体29的纵轴 彼此直接相邻布置的一组平行的、馈送相同振幅和相位的矩形空心导体。
[0171] 为实现天线27的主波束的中心频率相关方位，在每一情况下，矩形空心导体29优 选地配备有在空心导体壁37上，相继布置在平行于矩形空心导体29的纵轴延伸的线上的 两行切口 39。两行以与空心导体壁37的中心的相同间距Ay延伸。
[0172] 在作者 A. J. Farrall 和 P. R. Young 的文章 〃Integrated Waveguide Slot Antennas' 2004 年 8 月 5 日，VoL 40, No. 16,期刊 ELECTRONICS LETTERS 中描述了为以固 定预确定单一频率操作而设计的这种空心导体缝隙天线的例子。
[0173] 为说明目的，图9示出了单一预确定发射频率f的设计例子。这种频率f的电磁波 在矩形空心导体29'中形成取决于矩形空心导体29'的尺寸和位于其中的介质的波长λ。 对两行来说，行与空心导体壁37'的间距ΛΥ是相等的，并且优选地以使得通过切口 39'辐 射尽可能多的功率的方式，基于Y方向--由此垂直于矩形空心导体29'的纵轴--中的 矩形空心导体29'的分流电导率的位置相关性确定。这同样可以认为在矩形空心导体29' 中形成的切口区中的波形成波峰。
[0174] 在两行的每一行中，以波长λ的间距D，依次周期性地布置单独切口 39'，并且在 矩形空心导导体39'的纵向中，相对于彼此偏移半波长λ/2的偏移量Λ'布置两行的切口 39'。在该情况下，根据端接的类型，与输入端33相对、离矩形空心导体29的开路短路或无 反射闭合端35'最近的一行的切口 39'与矩形空心导体29'的末端35'相隔一定间距X。。 在开路端35'的情况下，间距&量优选地达到一半波长，即X tl= λ/2。在短路端35'的情 况下，间距Xtl量优选地达到1/4波长，即，Xtl= λ/4。在末端35'的无反射端接的情况下， 能使用任何间隔因为在这种情况下，在无反射闭合端35'上，不会发生所提供的发射信 号S n的反射。如果该端接不能充分地实现无反射，反射类型取决于端接的构成方式，以及 能使长度Xo与这种情形匹配，例如，通过计算或数值模拟。
[0175] 由于一半波长λ/2的两行偏移量Λ'，另一行的第一切口 39'与矩形空心导体 29'的末端35'的相应间隔七等于间隔Xt^偏移量Λ '的总和。在开路端35'的情况下， 间隔X1由此等于3/4波长3/4 λ。所有切口具有相同的长度L'，其为波长的约一半λ/2大 小，并且显著小于偏移量Δ'，用于防止在矩形空心导体29'的纵向中的切口 39'的重叠。
[0176] 在图10中示出了用于发送或用于发送和接收不同中心频率的本发明的天线27的 切口 39的定位和尺寸。基于用于单一频率f的切口的尺寸和定位的上述描述，考虑如由下 限频率fmin和上限频率限定的根据本发明应用的中心频率 fn的频谱，获得设计。
[0177] 同时，本发明的空心导体缝隙天线27具有在矩形空心导体29的纵轴的两侧上平 行延伸的相等长度L的两行切口 39。
[0178] 在此还基于以使得通过切口 39能尽可能多地辐射的方式，在方向Y-一由此垂直 于矩形空心导体的纵轴一一的分流导电率的位置相关性，确定两行离空心导体壁37的中心 的间距ΔΥ。
[0179] 两行就其中接连的切口 39的形状和间隔而言是相同的，但在矩形空心导体29的 纵向中，彼此偏移一偏移量Λ，其处于在矩形空心导体29中，以上限频率f max形成的波长 λ (f_)的约一半大小，即Δ ~ 1/2 λ (f_)。如果离与馈电线路31相对的矩形空心导体 29的末端35最近的一行的第一切口 39以离该末端35的间隔Xtl开始，那么离矩形空心导 体29的末端最近的另一行的第一切口 39以离该末端的间隔X1开始，其中，^等于间距X。 和偏移量Λ的总和。根据末端35的端接的选择，确定间距X tl。优选地，在短路端35,间距 X。处于在下限频率fmin形成的波长λ (fmin)的约1/4大小，即，Χ(ι~ 1/4λ (fmin)。在开路端 35的情况下，优选地处于在矩形空心导体29中，以下限频率fmin形成的波长λ (fmin)的约 1/2大小，即，X产1/2 λ (fmin)。在末端35的无反射端接的情况下，间距Xci能与需求一样 大。如果端接不能实现足够的无反射，反射类型取决于端接的构成方式并且长度Xtl能与之 匹配，例如，通过计算或数值模拟。
[0180] 在每一行中，以下限频率fmin形成的约波长λ (fmin)大小的周期性距离D，切口 39 周期性地