间的子频带可以具有在组 合器 58中的再组合期间施加的与基带子频带不同的增益。
[0061] 另外，上面的等式（3)和⑷还列出了三阶谐波。在一些实施例中，三阶谐波可能 是期望的。然而，如果不是的话，这样的谐波的影响可以利用适当的滤波进行补偿。例如， 输入信号12可以被滤波，以去除高于频率匕的频率分量。因此，这样的频率分量将不存在 与3*匕处的频率进行混频。而且，在数字化器之前的滤波可以去除否则可能由于混叠而影 响数字化后的信号的任何较高阶的频率分量。
[0062] 在由于模拟失配出现交错误差的情况下，可以做出硬件调节，以用于混合时钟幅 度和相位。调节然后可以被校准，以将交错失配杂散最小化。可替换地，或者除以上方法之 外，硬件失配可以被表征，并且线性的时变校正滤波器可以被用来消除交错杂散。此外，在 一些情况下，开关可能未始终完美地操作。例如，错误的开关可能会在一个方向上比其它方 向上花费更多的时间，从而导致偏斜的占空比。数字谐波混频器46和52可以被配置成通 过对数字谐波信号48和/或54的幅度或相位进行微调来补偿可能存在于模拟谐波信号20 和/或26中的相位或幅度误差。
[0063] 图10为另一个谐波混频器的示例。开关电路200被配置成响应于控制信号206 交替地将两个输入信号202和204切换到输出208和210。控制信号206再次可以是方波 或者其它相似的信号，从而使开关电路200的开关能够切换。在控制信号206的一半周期 期间，输入信号202被切换到输出208,而输入信号204被切换到输出210。在另一半周期 期间，输入信号202被切换到输出210,而输入信号204被切换到输出208。
[0064] 在一些实施例中，输入信号204可以是输入信号202的反转和缩放版本。上面描 述的这种输入和切换的结果是来自以上针对图9A的开关180描述的电平的DC和其它谐波 的再平衡。例如，输入信号204可以是输入信号202的分数反转版本。例如，取代利用图9A 的开关180在1和0之间进行切换的是，输出208和210的有效输出可以在1和（2-JI)/ (2+JI)之间进行切换。因此，幅度和DC电平可以按照期望调节，以产生谐波之间期望的平 衡。
[0065] 图11图示了谐波混频器的可替换示例。谐波混频器170包括分离器172、混频器 175和组合器177。分离器172被配置成将输入信号171分离成信号173和174。信号174 被输入到组合器177中。由于信号174不与另一信号进行混频，所以信号174可以充当上 面描述的谐波混频器的DC分量。
[0066] 信号173被输入到混频器175。信号176与信号173进行混频。在一些实施例中， 信号176可以是单个谐波，诸如上面描述的频率匕。如果附加的谐波为期望的，则附加的混 频器可以被提供，并且各自的输出在组合器177中被组合。
[0067] 在另一个实施例中，信号176可以包括多个谐波。只要混频器175的端口带宽可 以容纳期望的频率范围，单个混频器175就可以被使用。然而，由于上面描述的谐波信号的 DC分量由不同的路径传送到组合器177,所以接收信号173和176的混频器的端口不需要 对DC进行操作。因此，可以使用较宽种类的混频器。一旦信号179和174在组合器177中 被组合，输出信号178就可以基本上类似于上面描述的混频信号。
[0068] 在一些实施例中，分离器172可以但并不必要对称地分离输入信号171。例如，输 出信号174的分离器的一侧可以具有处于或高于上面描述的滤波截止频率的带宽。输出信 号173的分离器172的一侧可以具有以信号176的谐波为中心的频率范围以及两倍或更多 于上面描述的滤波截止频率的带宽。换句话说，分离器172的频率响应对于每个路径不必 是相同的，并且可以按照需要调整。
[0069] 图12为图9A的一般拓扑结构的谐波混频器的另一示例。在该实施例中，谐波信 号224可以通过变换器225被输入到与混频器类似的二极管环220。输入信号222可以被 输入到变换器225的抽头。因此，根据谐波信号224,输入信号222可以在输出226和228 之间被切换。例如，谐波信号224使得当变换器的底端为正并且顶端为负时，左二极管227 导通，或者当变换器的极性相反时，右二极管229导通。以这种方式，输入信号222被可交 替地路由到输出228和输出226。在一些实施例中，附加的二极管环可以被用于终止输出 和/或注入输入信号222的子频带的反转部分，以达到较高的增益、补偿不平衡的谐波等， 如在图10的拓扑结构中那样。
[0070] 在一些实施例中，实现了两个路径和两个重叠子频带。然而，如上面提到的，可以 使用任何数量的路径和子频带。在这种实施例中，所使用的谐波数量可以等于子频带数量 的一倍半的四舍五入，其中DC作为零阶谐波被包含在内。例如，对于三个子频带，可以仅使 用两个谐波。使用上面的频率范围作为示例，一阶谐波能够将高于频率匕的频率频移到基 带子频带。谐波信号的一阶谐波可以以120度的相对相移被定相。
[0071] 因此，当在组合器58中的组合期间子频带处于合适的频率范围中时，子频带频谱 将具有相同的相移，诸如〇度的相对相移。相反，不正确的频率范围内的子频带的三个分量 将在相位上彼此间偏离120度。结果产生的频谱将相消组合，以消除不正确的子频带。当 添加进一步的路径和子频带时，谐波信号的谐波可以被适当地定相。在一些实施例中，谐波 信号的相对相移可以通过由多个子频带划分的一个周期的时移在相位上分隔开。
[0072] 尽管上面描述了其中数字化后的信号可以基本上被立即处理的实施例，但这种数 字化后的处理可以按期望延迟。例如，来自数字化器30和32的数字化后的数据可以被存 储在存储器中，以用于后续处理。
[0073] 此外，尽管数字滤波、混频和组合已经被描述为分立的操作，但这种操作可以被组 合、并入其它功能中等等。另外，当以上讨论假定理想分量时，可以将附加的补偿适当地引 入这种处理中，以校正非理想分量。此外，当处理数字化后的信号时，改变频率范围、混频等 能够导致表示这种变化的较高采样率。数字化后的信号可以被适当地上采样、内插等。
[0074] 如上面提到的，数字谐波混频器46和52可以被配置成通过对数字谐波信号48和 /或54的幅度或相位进行微调，来补偿可能存在于模拟谐波信号20和/或26中的相位误 差。各种分量随时间或温度的时延偏移可能引起不可接受量的相移。在产生模拟谐波信号 的电路中、在模拟混频器中和/或在模数信道孔径中的时延偏移都将分别对在模拟混频器 18和24与数字混频器46和52之间的相位误差有贡献。
[0075] 如果相位误差未被校正，混频相位误差将在重构的波形的上频带内的频率分量中 招致相等的相位误差，从而导致系统的阶跃响应上的失真。另外地，幅度误差将导致交叉频 带内的频率分量（作为表示频率分量的未被转换的和两次转换后的向量，如下面将更加详 细地讨论的）当在重构过程快结束的时候被加在一起时将未被正确地对准。
[0076] 测试和测量仪器的一些实施例包含补偿振荡器300和开关302,如图13中所示。 来自补偿振荡器300的补偿振荡信号304可以通过开关302被切换到上面描述的ATI数字 化器的输入中。补偿振荡器300可以被用于确定相位和幅度误差，如下面更加详细地讨论 的，因而相位和幅度误差可以被消除。
[0077] 补偿振荡器300和开关302被包括在用于ATI数字化器的集成电路中，因而补偿 振荡器300为系统添加了很少的成本或功率开销。此外，补偿振荡器300在比集成电路处 理不确定中心频率更宽的频率范围上是可调谐的，从而确保系统能够发现适当的调谐电压 以将补偿振荡器300的频率放置在交叉频带内。
[0078] 由于来自补偿振荡器300的补偿信号304的频率被调谐到交叉频带内，补偿信号 304以其原始频率并且作为被下变频和随后数字地被上变频的频率分量行进通过ATI数字 化器的ADC信道。补偿信号304的原始频率分量的相位未受到模拟的和数字的谐波混频信 号之间的相位误差的影响，但两次转换后的分量的相位受到影响。
[0079] 基于补偿信号304的未受相位误差影响的原始频率分量和已经被行进通过ATI 数字化器的一个ADC信道的相位误差影响的两次转换后的分量的比较，可以确定相位误差 值。比较这些数值提供了在那个ADC信道中的模拟和数字混频器之间的相位误差值。如果 在上ADC信道中，相位误差能够随后被用于调节模拟混频器18或数字混频器46的混频功 能。调节混频器18或46之一的混频功能，或者如果在图13的下ADC信道中，调节混频器 24和52之一的混频功能，允许相位误差从重构的波形中被消除。可替换地，通过改变上ADC 信道中的数字滤波器36或者下ADC信道中的数字滤波器42的时延，可以消除相位误差，这 是因为在至数字混频器46和52的任一输入中的相移将影响输出中的相移。
[0080] 优选地，补偿振荡器300的补偿信号304在采集待测信号之后而不是之前立刻通 过开关302切换到输入，这是由于相位误差的测量可以被应用来校正数字混频器46和52 的混频功能或者数字滤波器36和42的时延。信息是不需要的，直到信号的ATI重构在采 集后出现为止。
[0081] 如在图14中所看到的，存储器400可以被设置在上ADC信道中的数字化器30和 滤波器36之间，并且存储器402可以被设置在下ADC信道中的数字化器32和滤波器42之 间。可以执行采集，并且数字化后的混频信号34或数字化后的混频信号40在分别被发送