专利名称：电源电路及电子装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种能制造用以提供相对大电功率的电源电路以及涉及一种使用相对大电功率的电子装置。
背景技术：
到目前为止，如图1所示的电路已经作为一种开关型电源电路提出，其能提供相对大的电功率，如，100W(见专利参考1)。图1的电源电路为加有功率因数改进电路(PFC电路)的电路，该功率因数改进电路根据高次谐波来调节。
图1中，附图标记1表示例如100V，50Hz的商用电源，商用电源1的一端和另一端分别连接由二极管桥式构成的整流电路3的输入侧上的一端和另一端。
对应于商用电源1的频率的正方向的脉动流在整流电路3的输出侧上的正极性端和负极性端上得到。整流电路3的输出侧上的正极性端通过扼流圈4a和二极管4b的串联电路连接到换流变压器5的初级绕组5a的一端上，扼流圈4a和二极管4b形成功率因数改进电路4，初级绕组5a的另一端连接到场效应晶体管6的漏极，场效应晶体管6形成开关器件，场效应晶体管6的源极连接到整流电路3的输出侧的负极性端上。
这样形成使得扼流圈4a和二极管4b的连接中点连接到场效应晶体管4c的漏极，其中场效应晶体管4c形成功率因数改进电路4，场效应晶体管4c的源极连接到整流电路3的负极性端上，来自控制电路4d的开关信号施加到场效应晶体管4c的栅极。另外，二极管4b与初级绕组5a的一端的连接中点通过电容器4e连接到整流电路3的负极性端上，其中电容器4e形成功率因数改进电路4。
该功率因数改进电路4使得在整流电路3的输出侧上得到的脉动流为正弦波形状，并且将其施加到换流变压器5的初级绕组5a上。
同样，相对换流变压器5的初级绕组5a反相缠绕的次级绕组5b的一端通过二极管7a连接到DC电压输出的一端，该二极管7a形成整流电路7，二极管7a和该DC电压输出的一端8a的连接中点通过平滑电容器7b连接到次级绕组5b的另一端，平滑电容器7a形成整流电路7，次级绕组5b的另一端连接到DC电压输出的另一端8b。
DC电压输出的一端8a连接到脉宽调制控制电路9的输入侧，该脉宽调制控制电路9由半导体集成电路组成，在脉宽调制控制电路9的输出侧上得到的脉宽调制信号的开关信号施加给场效应晶体管6的栅极，并且该场效应晶体管6由脉宽调制信号的开关信号进行开关，这样使得在DC电压输出的一端和另一端8a和8b上得到恒定的DC电压V0。
在图1所示的电源电路中，通过功率因数改进电路4，执行使来自整流电路3的输入脉动流的电流为正弦波形的控制而改进功率因数。此时，该功率因数为cosφ，当输入功率为|W|，输入电流为|A|，输入电压为|V|时用如下的方程式表示cosφ＝|W|/(|A|×|V|)当提供如图1所示的功率因数改进电路4时，功率因数cosφ可从0.8改进到0.99之多，并且输入电流波形大约与输入电压波形一致。
日本特许公开专利No.11-164555然而，当功率因数改进电路4设置在传统的开关型电源电路中时，功率因数改进电路4的效率将要累积或乘到电源电路的效率上，这样使得效率下降。例如，即使传统开关型电源电路的效率为90％，功率因数改进电路4的转换效率为90％，总的效率将为81％。
另外，功率因数改进电路4通过场效应晶体管4c转换大电流，这样使得存在的缺点是其将成为噪声产生源。
此外，由于设置了功率因数改进电路4，电路将变得和功率因数改进电路4一样复杂，同时用于安装功率因数改进电路的空间变得必要，这样使得存在的缺点是成本将变得高得多。
发明内容
根据前述方面，本发明的一个目的是改进功率因数并且使得在简单的结构特别是不提供功率因数改进电路的结构中同样提高其效率。
根据本发明的一个实施例，提供一种电源电路，包括扼流圈和第一二极管的串联电路，该扼流圈连接到得到脉动流的DC电源的一端；具有初级绕组、辅助绕组和次级绕组的换流变压器，该辅助绕组与初级绕组串联连接并且同相缠绕，次级绕组与初级绕组反相缠绕；脉宽调制控制电路；以及第一电容器，其中DC电源的一端通过扼流圈和第一二极管的串联电路连接到所述的换流变压器的初级绕组和辅助绕组的连接中点上，换流变压器的辅助绕组的一端通过所述第一电容器连接到DC电源的另一端，并且同时初级绕组的另一端通过开关器件连接到DC电源的另一端，该换流变压器的次级绕组通过整流电路连接到DC电压的输出端，该DC电压输出端连接到脉宽调制控制电路的输入侧，该脉宽调制电路的输出端连接到开关器件的控制电极上。
根据本发明，输入电流将响应输入电压的脉动流的改变而流动，输入电流波形将与输入电压波形接近，并且由高频率转换的电流包络线变为与输入电压的脉动流电压类似的波形，这样使得改进了功率因数。
另外，根据本发明，因为没有使得效率下降的结构，因此可得到高效率的开关型电源电路。
根据本发明，因为没有专门提供功率因数改进电路而没有降低效率，因此改进了功率因数，并且得到了高效率和小型化的电源电路。
另外，在使用根据本发明的电源电路的电子装置中，可实现电子装置的功率节省和小型化，这是因为电源电路为高效率的而且是小型化的。
图1是示出了传统电源电路的一个实施例的结构图；图2是示出了根据本发明的电源电路具体示例的一个实施例的结构图；图3是用于解释图2的图；图4是用于解释图2的图；图5是示出了根据本发明具体示例的另一个实施例的结构图；图6是用于解释图5的图；图7是用于解释图5的图；图8是用于解释本发明的图；以及图9是用于解释本发明的图。
具体实施例方式
在下文中，根据本发明实现的电源电路的最佳方式的实施例将参考附图加以说明。
图2示出了根据本发明一个实施例的电源电路。在图2中，附图标记10表示如100V，50Hz的商用电源，该商用电源10的一端和另一端分别连接到二极管桥式结构的整流电路12输入侧的一端和另一端上。
与商用电源10的频率对应的正向正弦波形脉动流在整流电路12输出侧的正极性端和负极性端之间得到。整流电路12输出侧的正极性端通过高频闭锁扼流圈13连接到二极管14的阳极，二极管14的阴极连接到初级绕组15a的一端与辅助线圈15c的另一端的连接中点上，该辅助线圈15c在换流变压器15上与初级绕组15a同相缠绕。
辅助线圈15c的一端通过电容器16连接到整流电路12的负极性端。另外，初级绕组15a的另一端连接到形成开关器件的场效应晶体管17的漏极，场效应晶体管17的源极连接到整流电路12的负极性端。
此外，相对换流变压器15的初级绕组15a反相缠绕的次级绕组15b的一端连接到形成整流电路18的二极管18a的阳极，二极管18a的阴极连接到DC电压输出的一端19a，二极管18a和DC电压输出一端19a的连接中点通过形成整流电路18的平滑电容器18b连接到次级绕组15b的另一端，次级绕组15b的另一端连接到DC电压输出的另一端19b。
该DC电压输出的一端19a连接到由半导体集成电路组成的脉宽调制电路20的输入侧，与在脉宽调制电路20输出侧上得到的输出DC电压V0相应的脉宽调制信号的开关信号施加到场效应晶体管17的栅极，并且场效应晶体管17由脉宽调制信号的开关信号进行开关，这样使得在DC电压输出的一端和另一端19a和19b之间得到恒定的DC电压V0。
此时，与商用电源的频率相比，开关信号的频率非常高。
在图2所示的电源电路中，当场效应晶体管17导通时，关于扼流圈13、换流变压器15的初级绕组15a、次级绕组15b和辅助线圈15c的每个电动势极性及电流流动示于图3中。
为了阐明图3，整流电路12输出的输入电压VIN为通过全波整流商用电源的正弦波得到的脉动流电压。
因此，当场效应晶体管17导通时，电流I3的流动路径为整流电路12的正极性端→扼流圈13→二极管14→辅助线圈15c→电容器16→整流电路12的负极性端，其间满足下面的公式(1)输入电压VIN+辅助线圈15c的电动势VN2＞电容器16的电位VC1……(1)另外，在满足与公式(1)相反的关系的VIN+VN2＜VC1的期间，电容器16的放电电流I2的流动路径为电容器16→辅助线圈15c→初级绕组15a→场效应晶体管17→电容器16。
此外，在场效应晶体管17导通之后，电流I1的流动路径为整流电路12的正极性端→扼流圈13→二极管14→初级绕组15a→场效应晶体管17→整流电路12的负极性端。
当场效应晶体管17处于导通状态时，换流变压器15次级侧上的整流二极管18a处于关断状态，能量通过换流变压器15初级侧上的电流I1+I2存储在换流变压器15中。
在图2所示的电源电路中，当场效应晶体管17关断时，关于扼流圈13、换流变压器15的初级绕组15a、次级绕组15b和辅助线圈15c的每个电动势极性及电流的流动示于图4中。
为了阐明图4，当场效应晶体管17关断时，电流I4的流动路径为整流电路12的正极性端→扼流圈13→二极管14→辅助线圈15c→电容器16→整流电路12的负极性端，这样提供能量给电容器16，其间满足下面的公式(2)VIN+扼流圈13的反相电动势VL1＞VC1……(2)此时，场效应晶体管17的开关频率远远高于输入脉动流电压VIN的商用电源频率如50Hz，并且通过选择扼流圈13的功能和通过设定关于换流变压器15的初级绕组15a，次级绕组15b和辅助线圈15c的匝数而使得将能量提供给电容器16的电流导电角很宽。
另外，电容器16充电的周期为当场效应晶体管17导通的情况下辅助线圈15c的电动势VN2叠加到输入电压的脉动流电压VIN的时期，以及当场效应晶体管17关断的情况下扼流圈13的反相电动势VL1叠加到输入电压的脉动流电压VIN的时期。
因此，输入电流最终对应于输入电压VIN的脉动流改变而流动，并且输入电流的波形最终与输入电压VIN的波形接近。从而，高频转换的电流包络线成为与输入电压的脉动流电压VIN类似的波形，并且改进了功率因数cosφ。根据本发明的这个实施例，功率因数cosφ在0.87到0.95的范围内。
如上所述，根据本发明实施例的电源电路，通过控制而自动实现功率因数的改进从而得到恒定的输出DC电压V0。
另外，根据本发明的实施例，不需要特别提供传统方式的功率因数改进电路，便可以得到不降低效率的高效率电源电路，并且可以实现功率节省。
就此而论，效率和功率因数(PF)相对于根据本发明商用电源10提供的50Hz、90V到264V的输入电压之间的关系的实验数据的实施例分别示于图8和图9中。图8示出了当输出电压为20V、电流为5A(100W)时效率相对于输入电压的数据，图9示出了当输出电压为20V、电流5A(100W)时功率因数(PF)相对于输入电压的数据。
图5示出了根据本发明具体示例的另一个实施例。图5的实例示出了图2的实施例以外得到的更高效率的实施例。为了阐明图5的实施例，图5中对应于图2的相同部分采用相同的附图标记表示，这样使得省略其重复的解释。
在图5的实施例中，换流变压器15的初级绕组15a和场效应晶体管17的漏极的连接中点通过电容器21连接到二极管22的阳极，并且二极管22的阴极连接到电容器16和辅助线圈15c的连接中点上。
同样，整流电路12的负极性端连接到二极管23的阳极，二极管23的阴极通过在扼流圈13上同相缠绕的耦合线圈13a连接到电容器21和二极管22的连接中点上。其他部分与图2构造相似。
在图5中示出的电源电路，当场效应晶体管17关断时，增加到图2的器件中流过的电流I5示于图6。在图6中，当场效应晶体管17关断时，在换流变压器15中产生的回扫电压被电容器21吸收，同时，电流I5对电容器21充电的流动路径为初级绕组15a→电容器21→二极管22→电容器16→整流电路12的负极性端。
此时，当场效应晶体管17关断时电压的上升斜度变得松散，这样使得电流和电压重叠部分的开关损耗减小并且同时可以使换流变压器15的回扫电压的部分能量回流到电容器16中。
同样，在图5中示出的电源电路中，当场效应晶体管17导通时，增加到图2的器件中流过的电流I5示于图7。在图7中，当场效应晶体管17导通时，由电容器21进行充电的电荷所引起的电流I6的流动路径为电容器21→场效应晶体管17→二极管23→扼流圈13的耦合线圈13a→电容器21，从而使得电容器21反偏。以这种方式，状态变成与当场效应晶体管17接着关断时的初始阶段相同。
在图5的实施例中，当场效应晶体管17关断时开关损耗减小并且同时可将换流变压器15的回扫电压的能量回流到电容器16中。
很容易理解在图5的实施例中可以得到与图2的实施例中相似的运行效率。
此外，在本发明的实施例中，如图2和图5所示的电源电路用在采用相对大的电功率如100W或更大的范围的电子装置中。此时，电源电路效率好，这样使得可以在该电子装置中实现功率节省。应该注意的是本发明并不局限于前述的实施例，同样适用于不脱离本发明范围的其他各种结构变形。
参考附图描述本发明的优选实施例，可以理解，本发明并不局限于那些精确的实施例，只要不脱离发明所附权利要求限定的精神和范围，本领域的普通技术人员进行的各种改变和修正都是有效的。
权利要求
1.一种电源电路，包括扼流圈和第一二极管的串联电路，该扼流圈连接到DC电源的一端，从该DC电源得到脉动流；具有初级绕组、辅助绕组和次级绕组的换流变压器，该辅助绕组与所述初级绕组串联连接，并且与初级绕组同相缠绕，次级绕组与所述初级绕组反相缠绕；脉宽调制控制电路；以及第一电容器，其中所述DC电源的所述一端通过扼流圈和第一二极管的所述串联电路连接到所述换流变压器的初级绕组和辅助绕组的连接中点，所述换流变压器的辅助绕组的一端通过所述第一电容器连接到所述DC电源的另一端，同时所述初级绕组的另一端通过开关器件连接到所述DC电源的另一端，所述换流变压器的所述次级绕组通过整流电路连接到DC电源输出端，所述DC电压输出端连接到所述脉宽调制控制电路的输入侧，并且所述脉宽调制电路的输出端连接到所述开关器件的控制电极。
2.根据权利要求1所述的电源电路，其中所述初级绕组和开关器件的连接中点通过第二电容器和第二二极管的串联电路连接到所述换流变压器的辅助绕组的一端；并且同时所述DC电源的另一端通过第三二极管和在所述扼流圈上同相缠绕的耦合线圈的串联电路连接到所述第二电容器和所述第二二极管的连接中点。
3.一种使用相对大的电功率的电子装置，其中根据权利要求1或2的电源电路设置其中。
全文摘要
本发明的目的是改进功率因数，并且同时得到高效率运行。其这样进行构造，得到脉动流的DC电源12的一端通过扼流圈13和第一二级管14的串联电路连接到初级绕组15a的一端和在换流变压器15上同相缠绕的辅助绕组15c的另一端的连接中点上；换流变压器15的辅助绕组15c的一端通过第一电容器16连接到DC电源12的另一端，并且同时初级绕组15a的另一端通过开关器件17连接到DC电源12的另一端；与换流变压器15的初级绕组15a反阳缠绕的次级绕组15b通过整流电路18连接到DC电压输出端19a、19b；DC电压输出端19a连接到脉宽调制控制电路20的输入侧；脉宽调制控制电路20的输出端连接到开关器件17的控制电极。
文档编号G05F1/70GK1578040SQ200410068450
公开日2005年2月9日 申请日期2004年7月23日 优先权日2003年7月24日
发明者今村典俊 申请人:索尼株式会社