专利名称：复制偏压电压调整器的制作方法
技术领域：
本发明一般是关于一种电压调整器电路，且特别是关于一种复制偏压电压调整器电路。
背景技术：
在集成电路装置中，电压调整器电路可供多种目的使用；一种特别的应用是可以作为集成电路装置中某些区段之一调整内部功率供应电压。更特定而言，电压调整器可供应功率供应电压至存储装置中的存储单元阵列，举例而言，这些存储装置中的两种可能例子为动态随机存取存储器(DRAMs)与静态随机存取存储器(SRAMs)。
复制偏压电压调整器是多种类型的电压调整器中的一种。一般而言，在复制偏压电压调整器中，在一部份电路(例如一脚(leg))中建立的电压会被复制，其一般由大型装置予以复制，并呈现出一个负载(输出)电压，这个负载电压会经由追踪复制电压而尽可能地被调整至接近复制电压。
基本上，传统的复制偏压电压调整器是使用主动(动态)线路调整与被动(静态)负载调整，这些方式可以在消耗较少的DC负载调整下达成良好的高频瞬变响应(transient response)。
为了改善DC负载调整及避免过冲(overshoot)的问题，目前已经提出固定式或切换式拟似负载(dummy loads)的方式；因此，现存的复制偏压电压调整器具有主动(动态)线路与被动(静态)负载调整。为于负载电流范围中精确控制输出电压，亦已提出多种改进方式，这些方式包含使用快速电压比较器来开启/关闭拟似负载或其它的电流源组件。
图11说明了使用切换式拟似负载方式的一个例子。图11以示意图的方式说明了传统的复制偏压电压调整器电路，其以组件代表符号1100加以表示。
在图11所示的例子中，电压调整器电路1100包括一拟似负载(Rdummy)，当输出电压(Vpwr)超过参考电压(Vref)时，拟似负载可以被切换至输出路径中；相反地，当输出电压(Vpwr)降低至低于参考电压(Vref)时，拟似负载便与输出绝缘。利用此一方式，切换式拟似负载(Rdummy)能够将输出电压(Vpwr)调整至一定范围。
在一替代方式中，为了避免Vpwr在较高的电流负载条件下急降，遂提出一种含有切换式P型装置的构想，如图12以及Lacey等人于2002年4月16日所获批准的专利第US 6,373,231号所示。
在图12所示的例子中，除了固定式拟似负载Rdummy外，电压调整器电路1200还包含一p型切换装置P1。当输出电压(Vpwr)超过参考电压(Vref)时，可关闭p型装置P1以减少供应至负载装置(Vdummy)的电流，并因而降低输出电压；相反地，当输出电压(Vpwr)降低至低于参考电压(Vref)时，可开启p型装置P1以增加供应至负载装置(Vdummy)的电流，并因而增加输出电压(Vpwr)。利用此一方式，切换式电流源能够调整输出电压(Vpwr)至一特定范围。
上述传统配置方式具有一些缺点第一，主动负载调整(例如切换入负载装置、或是开启电流源)并非是比例型响应(proportional response)或是在时间上呈现连续，这表示当负载电流相当低或相当高时，调整只会周期性的发生，而不是在所有时间中都会发生负载调整；由于使用了电压比较(Comp)，可以将所提供的调整假定为一种″胜者为王(winner takes all)″式的调整，其与与在负载电流及补偿电流间具比例性的情形相反。
第二，传统的切换负载调整在响应上可以具有一个无用(undesirable)的延迟，即使是使用快速比较器，目前的技术仍无法保证响应时间会快于1-2毫微秒(nanoseconds，ns)，这在某些应用(例如快速SRAMs)中并不足够；亦即，这样的负载调整机制在高频域(10MHz-1GHz)中并不实用，这是因为即使是快速电压比较器驱动反馈回路仍然具有一个数毫微秒等级的响应时间。
第三，上述配置方式需使用额外的电压比较器，这会增加操作电流的消耗。
综上所述，目前需发展一种电压调整器，其不会有传统方式的上述缺点。
更特定而言，目前需提供一种复制偏压电压调整器，其在低与高频域时都具有主动(动态)负载调整与较低的输出阻抗。
发明内容
本发明包含一种具有负反馈回路的电压调整器电路，所述负反馈回路响应在一复制电压与一预定参考电压之间的比较而调整一供应电流。此外，可将一电流传送器电路耦合至一复制节点与一输出节点，其可提供一输出电压，所述电流传送器电路可迫使所述复制电压与所述输出电压彼此镜像。
本发明还包含一种具有电流传送器电路的电压调整器电路，所述电流传送器电路具有可提供一复制电压的复制脚以及与所述复制脚并行排列、可提供一调整输出电压的输出脚；所述复制脚与所述输出脚可具有交错耦合的主动装置，其提供正反馈以迫使所述复制电压与输出电压在实质上追踪彼此。所述电压调整器电路更可以包含至少一负载供应晶体管，其与所述输出脚并行排列以提供一个跟随所述输出脚中电流的电流至所述输出节点。
本发明还可以包含一种具有一负反馈回路的电压调整器电路，所述负反馈回路调整供应至一复制电压节点的电压以响应所述复制电压与一参考电压之间的差异，以提供所述复制电压的低频调整。此外，所述电压调整器电路可包含一种具有一电压镜像电路的电流传送器电路，所述电压镜像电路迫使一输出电压在实质上跟随所述复制电压，以提供所述输出电压的高频调整。
图1是根据本发明的一第一实施方式的电压调整器示意图。
图2是一传统电压调整器电路模式的示意图。
图3是一时序图，其说明用来模拟图1与图2所示电路的瞬变响应的波形。
图4是一时序图，其说明图1与图2所示电路之间的比较响应。
图5说明图4的其中一部分。
图6说明图5的其中一部分。
图7说明图5的另一部分。
图8说明图1所示电路中节点Vnet4的实时响应。
图9是图1与图2所示电路的输出阻抗比较。
图10是本发明另一实施方式的示意图。
图11是一第一传统电压调整器电路的示意图。
图12是一第二传统电压调整器电路的示意图。
具体实施例方式
以下参考附图来说明本发明的多个实施方式，这些实施方式说明了一种可以提供连续与比例型负载调整的复制偏压电压调整器；此外，这样的电压调整器可以对高频负载瞬变提供半实时响应，其优于前述的传统例子。
图1说明了本发明的一第一实施方式的复制偏压电压调整器，其组件符号为100。电压调整器100可包含一放大器102、一供应区段104、一电流传送器106、一复制负载108、一附加负载供应源110与一负载112；于节点Vnet5处可产生一复制电压(Vrep)，而在节点Vnet6处可产生一输出电压(Vload)。
放大器102可以是一操作型放大器，其在一负反馈回路中的作用如下文所述。放大器102的一非反相输入可接收一参考电压(Vref)，而其反相输入可接收一复制电压(Vrep)。
供应区段104可提供电流至电压调整器100的至少两个不同的脚；可调整此一电流供应的大小，以使供应给输出脚(N3/N5)的电流可以大于复制脚(N4/N6)的电流。在图1所示的特定例子中，供应区段104包含n通道晶体管N1与N2，其漏极连接至功率供应电压Vcc，而栅极一般连接至放大器102的输出；晶体管N1的大小是设计为晶体管N2的n倍大，亦即晶体管的尺寸比率N1∶N2是n∶1，其中n大于1。晶体管2可以提供输出脚与附加负载装置110电流。
电流传送器106可提供一复制电压(Vrep)于一复制脚，并提供一输出电压(Vload)于一输出脚，然而与传统配置方式不同的是，这些电路脚是排列为“电压镜像(voltage mirrors)”，即复制电压(Vrep)本质上会被迫使而追踪输出电压(Vload)，反之亦然。
在图1所示的特定例子中，电流传送器106可包含n型晶体管N4与N6及晶体管N3与N5，所述n型晶体管N4与N6串行排列而形成一复制脚，所述晶体管N3与N5串行排列而提供一输出脚。晶体管N4的栅极可连接至其漏极，晶体管N6的栅极可连接至晶体管N5的漏极，而晶体管N5的栅极连接至晶体管N6的漏极，因而晶体管N5与N6彼此交错排列。在晶体管N6的源极处提供复制电压(Vrep)，而于晶体管N5的源极处提供输出电压(Vload)。
电流传送器106的晶体管(N3、N4、N5、N6)较佳为彼此匹配的装置，即具有相同的性质(例如临界电压)与相同的大小。以下将进一步详细说明这样的配置方式提供了快速“正反馈”响应以迫使Vrep＝Vload。
复制负载108可根据复制脚(4、6)提供的电流而产生一复制电压(Vrep)，在图1中所示的复制负载108是以电阻Rrep与并行的电容器Cload来表示，但亦可根据本领域技术人士所了解的形式加以调整。
同样地，负载112也可以根据复制脚(N4、N6)所提供的电流而产生一输出电压(Vload)，在图1中所示的负载112是表示为电容器Cload与一个未说明的负载阻值引入电流Iload。
附加负载供应源110可提供电流至输出节点(Vnet6)，且其大小可调整为与输出脚中的装置成比例；更特定而言，在尺寸比率N1∶N2为n∶1时，N5∶N7的比率可为1∶(n-1)。
如上所述，放大器102可相对于复制电压(Vrep)而提供负反馈。特别是，当复制电压(Vrep)降低至低于参考电压(Vref)时，便可增加放大器102所提供的输出电压，且额外的电流可流经所述复制脚而产生较高的复制电压(Vrep)；相反地，当复制电压(Vrep)高于参考电压(Vref)时，放大器102所提供的输出电压会降低，因而流经所述复制脚的电流会变少，而产生一个较低的复制电压(Vrep)。
以下进一步详细说明图1所示实施方式中的电流传送器106的电压镜像效应。假设装置N3、N4、N5与N6是相同的，且其具有相同的DC操作电流，因而所有的装置N3-N6具有相同的传导率(gm3＝gm4＝gm5＝gm6)，因此成立以下关系式(1)gm3*(Vnet2-Vnet3)＝gm5*(Vnet4-Vload)(2)gm4*(Vnet2-Vnet4)＝gm6*(Vnet3-Vrep)(3)Vnet2-Vnet3＝Vnet4-Vload(4)Vnet2-Vnet4＝Vnet3-Vrep(5)Vload＝Vrep因此，由于N3、N4的栅极连接至节点Vnet2，在AC小信号域中，电流传送器106将迫使输出电压(Vload)与复制电压(Vrep)相等，且反之亦然。然而在同一时间，复制电压(Vrep)实质上应维持定值，无论是在放大器102的单一增益带宽内，经由负反馈回路而维持，或是在放大器102的单一增益带宽外时，由电容器Crep所维持。因此，电流传送器106可将低输出阻抗从复制转换至负载。
由于电路(例如Iload)的输出能力高于复制脚(N4、N6)内的复制电流，晶体管N7可以处理所需的任何其它负载电流。如上所述，这样的配置方式可调整晶体管的大小(例如N1与N2调整为n∶1，而N7与N3-N6为(n-1)∶1)。
由此可知，由于电流传送器106的操作，输出电压(Vload)将变化以产生如复制电压中的类似变化，其接着可经由上述线路调整负反馈回路而被修正。由另一方面来看，可经由将输出电压(Vload)信息转换至所述负反馈回路而提供负载调整；因此，当负载电流(Iload)增加而Vload降低时，这会导致节点Vnet3处的电压降，以及后续的复制电压(Vrep)电压降。此一电压降使N1、N2的栅极上的电压增加，并导致输出电压(Vload)的后续修正。
由下述详细分析即可进一步了解图1所示的电压调整器响应，详细分析结果产生了下列输出阻抗关系式
(6)Zout(s)=1na0gm*1*s/ω0(1+s/a0ω0)(1+s/ω1)(1+s/ω2),]]>其中●gm是晶体管N3-N6的传导率●a0是放大器102的增益●ω0＝2πf0，其中f0是操作型放大器的截止频率(cutofffrequency)●ω1＝gm/Crep●ω2＝na0gm/Cload由上述分析的观点而言，为了使输出阻抗最小化，可使用大带宽的电流传送器晶体管与操作型放大器(增加a0ω0)，以及大复制负载电容(Crep)值(降低ω1)；最适度的DC增益约30dB，其对于宽带操作型放大器而言已足够。负载电容Cload以输出阻抗方式产生其极点(pole)，其有助于高频瞬变响应。
在一特定实施方式中，操作型放大器102单一增益带宽是55MHz，而增益是28dB。
再继续参照图1，在低频域与中频域时，输出阻抗相对于传统复制偏压电压调整器电路的输出阻抗降低了a0倍，正如同上文说明的。
在回路单一增益带宽(a0ω0)外，输出阻抗平缓且因复制分支电容器(ω1)与负载电容器(ω2)产生的极点而降低。
因此，如前所述，为使Zout(s)最小化至达到尽可能高的频率，需使用大带宽操作型放大器(增加a0ω0)与大复制分支电容器(降低ω1)；当然，较大的负载电容器有助于处理快速电流瞬变(降低ω2)。
相较于传统配置方式，图1所示的实施方式具有数项优点，如图11与图12所说明。
特别是，电压调整器100不涉及一第二反馈回路，这使得其电流消耗比传统配置方式更小，因此所述电压调整器100可用于一般需寻求较低电流及/或功率消耗的移动式设备应用中。
更甚者，电压调整器100只具有一个负反馈回路，其可改善因回路-回路耦合而产生的不稳定问题。
此外，在电压调整器100中，电流传送器中的局部正反馈是非常快速的，在实质上可对高频瞬变产生实时响应，其与传统配置方式中会产生操作型放大器响应延迟的情形不同。
所说明的实施方式可解决发明背景中所列出的现有技术的问题；更详细而言，由于不需其它的放大器(例如比较器)，图1所示的实施方式包含因负载电压信息被转换至线性负反馈回路而产生的连续与成比例的负载调整；良好的高频响应，局部正反馈的优势；以及较低的电流消耗。
表1列出了一组特定的结果，用以说明第一实施方式的负载调整特征，在这个例子中，参考电压是设定为1.300V。
表1
表1说明了图1所示的例子如何提供比图2所示的传统模式更具优势、更好的调整。
为了模拟瞬变行为，以一个具DC分量为10mA且峰值为90mA的脉冲电流(pulsed current)来进行模拟。如以下将详细说明的，图1所示的电压调整器产生的输出电压降可从130mV的峰-峰值(peak-to-peak)减少至60mV的峰-峰值，这样的条件可与图2所示的传统电压调整器的一模型进行比较。
图3是一时序图，其说明用来模拟图1与图2所示电路的瞬变响应的负载电流(Iload)。
图4是一时序图，其说明图1新电路与图2旧电路的功率供应响应(Vcc)与输出电压(Vpwr)。
图5说明图4的Vpwr响应的其中一部分，其沿垂直轴(电压)而延伸，在此图中亦说明与图1及图2的参考电压(Vref)对应的输入参考电压“REFERENCE”。
图6说明图5的Vpwr响应的其中一部分，其沿水平轴(时间)而延伸。图7说明图5的Vpwr响应的另一部分，其与参考电压输入(Vref)沿水平轴(时间)而延伸。图6与图7也清楚说明了电压降从130mV的峰-峰值减少至60mV的峰-峰值。
图8说明电流传送器106中节点“Vnet4”对于图3-7比较模拟的高频瞬变所引起的负载电压(Vload)电压降的实时响应；图8也说明了输出电压(Vpwr)。
图9以比较方式说明新电路(图1)与旧电路(图2)在频域中的输出阻抗曲线；需注意的是在高频输出阻抗中约65％的电压降精确地符合图6与图7中所示的HF输出曲线中65％的减少量。
需注意的是，在图1所示的实施方式中，需以特定电压“overhead”来调和电流传送器106中串行连接的晶体管；亦即，在晶体管N2/N1的漏极与晶体管N5/N6的源极之间需要最小的电压差。当正常的n-信道晶体管临界电压太大时，利用固有的装置即可补偿额外所需电压，无论是在电流供应区段104的n型跟随器(N1、N2)中、或是在电流传送器N3-N7中。此外，也可以经由施加一个比供应电压Vcc更高的电压来“加压(pumped)”n型跟随者的栅极。
图1所示的实施方式提供了较佳的电压调整，且在某些应用中，在特定模式下都需要这样的调整。图10便说明了可使高速瞬变响应失效的电路实例。
图10所示的第二实施方式是以组件符号1000代表；其具有与图1所示方式相同的一般组件，其中以“10”来取代这些组件的组件代表符号中的第一个数字“1”。
在图10所示的实施方式中，电流传送器1006在实质上是可以分流(bypassed)的，有效使电压调整器1000恢复回现有设计(即图2中的模型)。如图所示，可使用p型晶体管P1与P2开关来实现此一效应。当信号BYPASSB转换为低态时，便可以开启晶体管P1与P2，而短接(short circuiting)电流传送器1006与附加负载供应源1010。
此一特征有利于在不需调整的模式中降低电流消耗，如在存储器应用实例中，在低功率数据保存模式中便不需要紧密的调整。
图1所示实施方式仅为说明本发明的其中一个实施例，而不应以期限至本发明的范畴。举例而言，操作型放大器102可为一2阶段式电路，经由最佳化此一操作型放大器，便可产生较佳的结果。
由上述说明可知，本领域技术人士可在上述详细说明的教导下，得到各种不同的变化方式与替代方式，其皆不脱离本发明所请求保护的精神与范畴。
组件代表符号说明100、1000电压调整器102 放大器104 供应区段106、1006电流传送器108 复制负载110、1010附加负载供应源112 负载Vnet5节点Vnet6节点N1、N2 晶体管N3、N5 输出脚N4、N6 复制脚Vref 参考电压Vrep 复制电压Vload输出电压Rrep 电阻Cload电容器Iload负载阻值引入电流P1、P2 晶体管
权利要求
1.一种电压调整器电路，包含一负反馈回路，其响应一复制电压与一预定参考电压之间的比较而调整一供应电流；以及一电流传送器电路，耦合至一复制节点，其提供所述复制电压并提供一输出电压于一输出节点处，所述电流传送器电路用于迫使所述复制电压与所述输出电压彼此镜像。
2.如权利要求1所述的电压调整器电路，其特征在于所述电流传送器电路包含一复制脚，其与耦合至所述输出节点的一输出脚并行耦合至所述复制节点。
3.如权利要求2所述的电压调整器电路，其特征在于所述复制脚包含至少两个晶体管，其具有串行排列的源极漏极通道，至少一个晶体管的栅极是耦合至所述输出脚，以及所述输出脚包含至少两个晶体管，其具有串行排列的源极漏极通道，至少一个晶体管的栅极是耦合至所述复制脚。
4.如权利要求3所述的电压调整器电路，其特征在于所述复制脚包含一第一n通道晶体管，一第二n通道晶体管，所述第一n通道晶体管具有一栅极，其耦合至其源极，所述第二n通道晶体管具有一漏极以及一源极，其中所述第二n通道晶体管的漏极耦合至所述第一n通道晶体管的源极，且所述第二n通道晶体管的源极耦合至所述复制节点，以及所述输出脚包含一第三n通道晶体管与一第四n通道晶体管，所述第三n通道晶体管具有一栅极，其耦合至所述第一n通道晶体管的漏极，所述第四n通道晶体管具有一漏极，一栅极以及一源极，其中所述漏极耦合至所述第三n通道晶体管的源极，所述第四n通道晶体管的栅极耦合至所述第二n通道晶体管的漏极，且所述第四n通道晶体管的源极耦合至所述输出节点；其中所述第一、第二、第三与第四晶体管彼此匹配。
5.如权利要求1所述的电压调整器电路，其特征在于还包含一供应区段，其响应所述负反馈回路而提供电流至所述电流传送器电路。
6.如权利要求5所述的电压调整器电路，其特征在于所述电流传送器电路包含至少第一与第二晶体管，其串行排列以形成一复制脚，并包含至少第三与第四晶体管，其串行排列以形成一输出脚；以及所述供应区段包含至少一第一供应晶体管与至少一第二供应晶体管，所述第一供应晶体管具有一源极漏极通道以及一栅极，其中所述第一供应晶体管的源极漏极通道与所述复制脚串行，且所述第一供应晶体管的栅极耦合至所述负反馈回路，所述第二供应晶体管具有一源极漏极通道以及一栅极，集中所述第二供应晶体管的源极漏极通道与所述输出脚串行，且所述第二供应晶体管的栅极耦合至所述负反馈回路。
7.如权利要求6所述的电压调整器电路，其特征在于所述第一与第二供应晶体管具有一临界电压，其比所述电流传送器的所述第一、第二、第三及第四晶体管低。
8.如权利要求6所述的电压调整器电路，其特征在于所述第一与第二供应晶体管的漏极耦合至一高供应电压，并于其栅极处接收一个高于所述高供应电压的加压电压。
9.如权利要求6所述的电压调整器电路，其特征在于还包含所述电流传送器电路的所述第一、第二、第三与第四晶体管具有第一尺寸；所述供应区段的所述第一供应晶体管具有所述第一尺寸；所述供应区段的所述第二供应晶体管具有一第二尺寸，其比所述第一尺寸大n倍；以及一负载供应晶体管，其源极漏极通道与所述输出脚并行，且其尺寸比所述第一尺寸大(n-1)倍。
10.一种电压调整器电路，包含一电流传送器电路，其具有复制脚与一输出脚，所述复制脚提供一复制电压，所述输出脚与所述复制脚并行排列并提供一调整输出电压，所述输出脚及所述复制脚具有交错耦合的主动装置，所述主动装置提供正反馈以迫使所述复制电压与输出电压在实质上追踪彼此；以及至少一负载供应晶体管，其与所述输出脚并行排列以提供一电流至输出节点，所述电流跟随所述输出脚中的电流。
11.如权利要求10所述的电压调整器电路，其特征在于所述输出脚包含一第一晶体管，其具有与一第二晶体管的源极连接的漏极；所述输出脚包含一第三晶体管，其与一第四晶体管串行排列；所述第四晶体管与至少一负载供应晶体管具有栅极，所述栅极耦合至所述第一与第二晶体管之间的源极-漏极连接。
12.如权利要求10所述的电压调整器电路，其特征在于还包含一电流供应区段，其具有至少一第一电流供应装置与一第二电流供应装置，所述第一电流供应装置提供电流至所述复制脚，所述第二电流供应装置提供电流至所述输出脚及所述至少一负载供应晶体管；以及一操作型放大器，其具有一输出、一非反相输入与一反相输入，所述输出耦合至所述电流供应区段，所述非反相输入耦合至一参考电压，而所述反相输入耦合至所述复制节点。
13.如权利要求10所述的电压调整器电路，其特征在于还包含一第一分流装置，其与所述复制脚并行排列，于致动以分流所述复制脚的操作时提供一低阻抗通路，以及一第二分流装置，其与所述输出脚并行排列，于致动以分流所述输出脚的操作时提供一低阻抗通路。
14.如权利要求13所述的电压调整器电路，其特征在于所述电压调整器电路提供一功率供应电压至一存储单元阵列；以及所述第一分流装置与第二分流装置可于一日期保存模式中致动。
15.一种电压调整器电路，包含一负反馈回路，其调整提供至一复制电压节点的电流以响应所述复制电压与一参考电压之间的差异，以提供所述复制电压的低频调整；以及一电流供应器电路，其包含一电压镜像电路，所述电压镜像电路迫使一输出电压实质上跟随所述复制电压，以提供所述输出电压的高频调整。
16.如权利要求15所述的电压调整器电路，其特征在于所述电压镜像电路包含一复制脚，其包含至少一第一晶体管与一第二晶体管，所述第一晶体管具有耦合至其漏极的栅极，所述第二晶体管具有与所述第一晶体管的源极耦合的漏极以及与所述复制电压节点耦合的漏极，以及一输出脚，其包含至少一第三晶体管与一第四晶体管，所述第三晶体管具有与所述第一晶体管的栅极耦合的栅极，所述第四晶体管的漏极具有与所述第三晶体管的源极以及所述第二晶体管的栅极耦合的漏极，与所述第二晶体管的漏极耦合的栅极以及与所述输出电压节点耦合的漏极。
17.如权利要求15所述的电压调整器电路，其特征在于所述传送器包含不多于四个晶体管。
18.如权利要求15所述的电压调整器电路，其特征在于还包含所述负反馈回路包含一操作型放大器，其具有一放大输出；一电流供应区段，其根据所述操作型放大器的输出而调整提供至所述电流传送器的电流；一复制脚，包含至少两个晶体管，其具有串行排列的源极漏极通路，以及一复制负载，其用于根据所述复制脚所提供的一电流而产生所述复制电压，其中所述操作型放大器具有一反相输入与一非反相输入，所述反相输入耦合至所述复制负载，所述非反相输入耦合至一参考电压。
19.如权利要求16所述的电压调整器电路，其特征在于所述第一、第二、第三与第四晶体管其中两个的临界电压比其它的晶体管低。
20.如权利要求15所述的电压调整器电路，其特征在于还包含所述电流传送器包括一复制脚，其提供一电流至与一输出脚并行的所述复制电压节点，所述输出脚提供一电流至一输出电压节点；以及一负载供应装置，其与所述输出脚并行，并提供一个与所述输出脚所提供的电流成比例的电流。
全文摘要
本发明揭示一种复制偏压电压调整器电路(100)，其经由局部正反馈而提供高频响应，并经由负反馈回路而提供低频响应。电压调整器电路(100)包含电流传送器(106)，其实质上迫使一输出电压(Vload)跟随一复制电压(Vrep)；操作型放大器(102)根据一参考电压(Vref)与所述复制电压(Vrep)之间的比较而控制供应至所述电流传送器(104)的电流，并可由此提供负反馈。
文档编号G05F1/40GK1898619SQ200480038398
公开日2007年1月17日 申请日期2004年12月22日 优先权日2003年12月23日
发明者爱阿里安·格瑞迪那鲁 申请人:美商赛普拉斯半导体公司