信息再现装置的制作方法

专利名称：信息再现装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于读出写在光盘、磁盘等记录媒体上的信息的再现装置。
在高密度化信号处理技术中，作为在HDD领域中发展起来的技术，众所周知的是PRML(Partial Respones Maximum Likelihood)方式(例如，大泽等所著的“用于高密度数字磁记录的信号处理技术”(信学论C-II、Vol.J81-C-II、No.4、PP.393-412(1998-04))。对于PRML方式，在考虑到记录密度较高时会引起符号间干涉这一点的基础上进行数据的记录和再现。更具体地说，在再现信号时，在利用均衡器等生成按给定的频率特性进行了部分响应均衡化的信号(数字数据)之后，利用维托毕译码等将该信号译码成最优的(最可靠的)2值化数据。这样一来，即使从S/N(信号和杂音之比)较低的再现信号和因符号间干涉而导致的不稳定性比较大的再现信号中，也可以对差错率较低的数据进行译码。
下面，参照图8说明现有的采用PRML方式的磁盘再现装置(HDD)。磁盘再现装置200包括磁头12；自动增益控制器(AGC)3；波形均衡电路40；时钟生成电路6；A/D(模拟/数字)转换器8；PRML电路10等，再现记录在磁盘11上的数字信息。
利用AGC3来调节由磁头12从磁盘11中读出的信号，使其振幅达到给定的大小。振幅被调节的信号接着被波形均衡电路40调整为强调其高频成分的波形。将波形均衡电路40的输出信号41输入到A/D转换器8以及时钟生成电路6中。
时钟生成电路6包含PLL(锁相环路)电路，利用VCO(电压控制振荡器)等来生成时钟信号。如以下所述的那样，在相位调整电路7中对生成的时钟信号进行相位调整后，将其输出到A/D转换器8中。
A/D转换器8使用来自相位调整电路7的时钟信号对波形均衡电路40的输出信号41进行取样，据此生成数字信号(抽样数字)81。从A/D转换器8输出的数字信号81具有被限定范围的值。例如，在8位析象度时，数字信号81可以表示的值是0～255(十进制表示)。
把由此而得到的数字信号81输入到PRML电路10以及相位控制信号生成电路9中。相位控制信号生成电路9是用于适当控制时钟信号61的相位的电路，根据接收的数字信号81而生成相位调节信号91，并将相位调节信号91输出到相位调整电路7中。而且，关于相位控制信号生成电路9的更详细的构成，例如在特开平10-228733号公报中有记载。
PRML电路10由数字均衡器10a和例如维托毕译码器等的最优(ML)检出器10b所构成。输入到PRML电路10中的数字信号81被数字均衡器10a按给定的PR特性均衡化之后，由ML检出器10b将其译码为2值化数据。因此，即使是因符号间干涉而导致不稳定性比较大的信号、PRML电路10也能够比较正确地再现数据。
下面，参照图9更详细地说明波形均衡电路40。如图9所示，波形均衡电路40由延迟电路42a、42b、放大器43a、43b以及加法器44所构成，具有放大所输入信号的高频波段的功能。因此，能够放大对应于如以较短的时间间隔连续产生迁移的记录模式的信号(即，频率较高的信号)，并且，能够减轻这种信号模式中的符号间干涉的影响，从而改善不稳定性。
如图8所示，波形均衡电路40输出的信号41被A/D转换器8转换为数字数据后，在PRML电路10中被译码，同时，在时钟生成电路6中被用于抽出再现时钟。不管在哪个电路中，最好是把高频信号放大到某种程度，降低信号的不稳定性。
例如，在PRML电路10中，根据抽样数据将2值化数据译码，但通过由波形均衡电路40预先放大高频信号，就能在A/D转换器8中完全确保对这种信号进行取样时的量子化精度。并且，在时钟生成电路6中，虽然是从再现信号中抽出再现时钟的，但如果利用提高了稳定性的高频信号来抽出再现时钟，就能生成适当的再现时钟。
因此，通过利用波形均衡电路40预先对输入到PRML电路10以及时钟生成电路6中的信号进行均衡处理，就可以更正确地再现信息。
但是，当进一步提高记录密度、并且符号间干涉的影响变大时，正确地再现信号就变得更加困难。特别是，在光盘装置的领域中，要实现更高密度的记录时，在具有如图8所示那样构成的再现装置中，有时不能充分地降低差错发生率。
例如，在光盘中，把数字信息作为标记和空格来记录，但一般来讲，把更短的标记(或者空格)作为具有更小振幅的信号来读取。为了恰当地识别这样的信号(即，强度小的高频信号)，需要适当地设定波形均衡电路40的均衡特性。然而，在如图8所示的再现装置中，调节波形均衡电路40的均衡特性使之成为最适合信号再现的特性是比较困难的。下面说明其理由。
当采用如以上所述的PRML译码方式时，需要通过用通道时钟对再现信号进行取样来进行A/D转换，但为了得到对应于通道时钟的适当取样时钟，就需要预先充分地抑制供给时钟生成电路的再现信号的不稳定性。当再现信号的不稳定性很大时，时钟生成电路6就不能抽出适当的再现时钟。
并且，当记录媒体是象光盘等那样的可交换媒体时，生成时钟信号就更困难。其原因是对于光盘来说，记录时和再现时使用的驱动装置有时不同，在再现时，有时产生再现信号的颤动(传送速度的微小变动)。为了从产生这种失真的再现信号中生成时钟信号，必须将PLL电路的增益设定得足够高，使之达到能追踪再现信号的程度。可是，在提高PLL电路增益时，如果再现信号的不稳定性增大，则引起位滑动，发生即使其后实施PRML处理也不能订正的差错。
因此，为了生成时钟信号，最好是进行波形均衡化，以保证最大限度地降低再现信号的不稳定性。然而，如果将波形均衡电路40的均衡特性设定(具体的说，调节均衡电路40中的放大器43a、43b的均衡量K)为最适合降低不稳定性的特性，由于不再适合PRML方式，有时反而会增加差错发生率。在PRML译码方式中，输入ML检出器的信号最好均衡再现信号，使包含光盘等记录媒体的记录·再现信号处理系统的频率响应特性变成给定的PR均衡。当均衡电路40的均衡特性不适合所要求的PR均衡时，很难再现正确的信号。因此，必须适当地选择均衡电路40的均衡特性，以保证既能适合给定的PRML译码方式，同时又能降低再现信号的不稳定性(颤动等)。
并且，在相位控制信号生成电路9中，当由再现数字信号得到相位误差信息时，相位控制信号生成电路9根据再现数字信号的振幅电平来判定再现时钟所不希望的相位偏差。此时，如果波形均衡电路40的均衡量K过小，则在进行短标记再现和长标记再现时，实际上，尽管是相同的相位误差，但在所检出的相位误差还是会发生差异。因此，需要将波形均衡电路40的均衡量增大到某种程度。但是，如果过度地增大均衡量K，就反而会产生增加符号间干涉，且不能适当地进行后面的PR均衡这一问题。
如以上所述，对于现有的再现装置，需要选择波形均衡电路的均衡特性，以保证适合时钟的生成和信息信号的译码等各种要素，但随着高密度记录化的发展，特别是在光盘装置中，要做到这一点已经是很困难的了。
本发明的再现装置是用于再现记录在记录媒体上的数字信息的再现装置，包括均衡对应于从所述记录媒体读出的所述信息的再现信号，并输出第1均衡信号的第1波形均衡电路；具有与所述第1波形均衡电路不同的均衡特性，并输出第2均衡信号的第2波形均衡电路，即为了抽出再现时钟而被选择性地使用的第2波形均衡电路。
在某理想的实施例中，所述第2均衡信号只用于抽出所述再现时钟，不从所述第2均衡信号再现所述信息。
在某理想的实施例中，所述第2波形均衡电路与所述第1波形均衡电路相比，具有更强调输入信号的高频成份的均衡特性。
在某理想的实施例中，包括根据所述第2均衡信号来输出所述再现时钟的时钟生成电路；由所述第1均衡信号生成2值化数据的译码电路。
在某理想的实施例中，包括根据相位控制信号，对所述时钟生成电路输出的所述再现时钟进行相位移动，并将所述进行了相位移动的再现时钟作为取样时钟输出的相位调整电路；用所述相位调整电路输出的所述取样时钟对所述第1均衡信号进行取样，据此将所述第1均衡信号转换为再现数字信号的A/D转换器；根据所述A/D转换器输出的所述再现数字信号来检出时钟相位偏差，并将用于降低所述时钟相位偏差的所述相位控制信号输出到所述相位调整电路中的相位控制信号生成电路；由所述A/D转换器输出的所述再现数字信号生成所述2值化数据的译码电路。
在某理想实施例中，所述译码电路根据通过对所述第1均衡信号进行取样所获得的再现数字信号的模式来进行译码。
在某理想实施例中，所述译码电路是应用了PRML方式的电路。
在某理想实施例中，所述记录媒体是光盘。
在本说明书中，所谓‘对信号进行均衡’，是指根据频率波段调整信号的增强和减弱程度等，并调节信号的全部频率特性，将进行这种工作的电路通称为‘均衡电路’。
图2(a)是表示

图1所示的第1波形均衡电路构成的电路图；图2(b)是表示图1所示的第2波形均衡电路构成的电路图。
图3是分别表示波形均衡之前的再现信号、从第1波形均衡电路输出的均衡信号、从第2波形均衡电路输出的均衡信号的频率特性的曲线图。
图4是图1所示的相位控制信号生成电路的框图。
图5是表示A/D转换器的输入波形和相位控制基准位置之间关系的图。
图6是表示用于本发明实施例的其他形式的第2波形均衡电路的电路图。
图7是从图6以及图9所示的波形均衡电路中得到的信号的波形图。
图8是表示现有磁盘再现装置的框图。
图9是现有的波形均衡电路的电路图。
图10是表示有关本发明其他实施例的光盘再现装置构成的框图。
图11是表示有关本发明的又一个其他实施例的光盘再现装置构成的框图。
符号说明下面简要说明附图符号。
1～光盘；2～光头；3～自动增益控制器(AGC)；4～第1波形均衡电路(EQ1)；5～第2波形均衡电路(EQ2)；6～时钟生成电路；7～相位调整电路；8～A/D转换器；9～相位控制信号生成电路；10～PRML电路；100～光盘装置。
图1是表示本实施例光盘再现装置100的整体构成的框图。光盘再现装置100包括光头2；自动增益控制器(AGC)3；第1波形均衡电路4；具有与第1波形均衡电路4不同的均衡特性的第2波形均衡电路5；用于抽出与再现信号同步的时钟的时钟生成电路6；A/D转换器8；包含数字均衡器10a和ML检出器10b的PRML电路10等。光盘再现装置100利用PRML译码方式再现记录在光盘1上的作为标记或空格写入的数字数据。
光头2从光盘1读取数字数据，输出对应于该数字数据的再现信号。光头2的输出信号被输入到将信号振幅调整为给定值的AGC3中。设置AGC3是为了除去例如由光盘反射率变动等产生的、再现信号中所不希望的振幅变动。通过该AGC3调节振幅之后的再现信号分别被输入到第1波形均衡电路(EQ1)4以及第2波形均衡电路(EQ2)5中。
图2(a)以及(b)分别表示第1波形均衡电路4以及第2波形均衡电路5的电路构成。如图2(a)所示，第1波形均衡电路4由延迟电路20a、20b，放大器22a、22b，加法器24构成，输出均衡信号41。并且，如图2(b)所示，第2波形均衡电路5由延迟电路26a、26b，放大器28a、28b，加法器24构成，输出均衡信号51。
这些波形均衡电路4以及5具有类似的构成，但波形均衡电路4的放大器22a、22b是具有均衡量K1的放大器，波形均衡电路5的放大器28a、28b是具有均衡量K2的放大器，在这一点上不同。因此，波形均衡电路4的均衡特性和波形均衡电路5的均衡特性是不同的。在本实施例中，均衡量K1比均衡K2小，即，第2波形均衡电路5的均衡量比第1波形均衡电路4的均衡量大。波形均衡电路5与波形均衡电路4相比，进行均衡时能更强调均衡高频信号。
而且，在本实施例中，如图2(a)以及(b)所示，波形均衡电路4的延迟电路20a、20b和波形均衡电路5的延迟电路26a、26b具有相同延迟参数T，但根据需要各波形均衡电路4以及5的该延迟参数T也可以不同。并且，以3个分支的波形均衡电路为例说明波形均衡电路4以及5，但波形均衡电路4以及5也可以有其他的构成，可以根据要求使用适当分支数的波形均衡电路。
图3是表示分别从第1波形均衡电路4以及第2波形均衡电路5输出的信号41、51的频率特性的曲线图。该曲线图表示输入波形均衡电路4、5之前的再现信号特性CO；被第1波形均衡电路4均衡化之后的信号的特性C1；被第2波形均衡电路5均衡化之后的信号的特性C2。由图可知，在本实施例中，任何波形均衡电路都放大输入信号的高频波段，但第2波形均衡电路5与第1波形均衡电路4相比，均衡量大，强调均衡更高频的再现信号。
再参照图1。将被第1波形均衡电路4均衡化之后的再现均衡信号41输入到A/D转换器8中，在此转换为数字信号81后，输入到相位控制信号生成电路9和PRML电路10中。PRML电路10包括数字均衡器10a和例如维托毕译码器等的最优检出器(ML检出器)10b。输入到PRML电路10的数字信号81被数字均衡器10a均衡为给定的PR特性后，又被ML检出器10b译码为“1”、“0”的2值化数据并输出。更具体地说，ML检出器10b根据被均衡的数字抽样模式，将记录在光盘上的2值化数据译码。
另一方面，将波形均衡电路5输出的均衡信号51输入到为抽出对应于通道时钟的再现时钟的时钟生成电路6中。时钟生成电路6包含例如PLL电路，利用VCO等生成与再现信号取得同步的时钟信号(再现时钟)61。再现时钟61被用于规定A/D转换器8中的取样计时。
下面，利用第1波形均衡电路4和第2波形均衡电路5，说明对于包含PRML电路10等的再现信号译码系统和包含时钟生成电路6等的再现时钟抽出系统，分别输入用不同均衡特性均衡的信号的理由。
一般来说，最适用于PRML译码方式的均衡量和使信号不稳定性最小的均衡量不同。例如，将(1，7)RLL(Run Length Limited)调制的信号以PR(1，2，2，1)ML方式译码时，当再现信号中对应于最短标记的信号有比较小的振幅(通过2值化生成正确时钟的困难程度)时，也可以根据其前后的标记将正确的数据译码。并且，在使用PR(1，2，2，2，1)ML方式译码时，即使对应于最短标记的信号的波形变化完全消失，也可以根据其前后的标记将正确的数据译码。就PRML处理被认为重要的不是最短标记的振幅，而是怎样使再现系统的MTF(振幅通过特性)和响应系数(例如PR(1，2，2，1)方式)保持一致。
因此，与第2波形均衡电路5相比，第1波形均衡电路4的均衡特性设定不过于强调再现信号的高频。对于PRML译码方式，预先考虑产生符号间干涉的问题，根据由含有符号间干涉的信号生成的数字信号的模式可以将正确的2值化数据译码，所以不需要强调达到能够完全识别信号的高频的程度。设定理想的第1波形均衡电路4的均衡特性，以便使用给定的PR特性均衡输入到ML检出器的数字信号。
另一方面，当生成时钟时，对应于最短标记的信号的波形变化消失时，因为不能检出此处的边缘(信号的变化时间点)，所以信号不稳定性显著恶化，最坏的情况是发生位滑动。因此，必须确保供给时钟生成电路6的信号的最短标记的振幅能够达到2值化的程度。因此，在第2波形均衡电路5中，均衡量K2被升高至十分大。均衡量K2理想的情况是使输入到时钟生成电路6的信号的不稳定性变为最小。
这样，第1波形均衡电路4的均衡特性设定是为了适合给定的PRML译码方式，而且，第2波形均衡电路5的均衡特性设定是为了适合抽出再现时钟，所以能够进行更正确的信息再现。
并且，光盘再现装置100包括相位控制信号生成电路9。该相位控制信号生成电路9根据从A/D转换器8输出的数字信号81生成相位控制信号91，并将该相位控制信号91输出到相位调整电路7。在相位调整电路7中，相位控制信号91被用于调节从时钟生成电路6得到的再现时钟61的相位。经这样调节相位的时钟信号71被输入到A/D转换器8中，作为决定进行A/D转换的计时的取样时钟使用。
相位控制信号生成电路9为了得到适合于在PRML电路10采用的PRML方式的数字抽样，而调节再现时钟61的相位。图4表示相位控制信号生成电路9的构成例。如图所示，相位控制信号生成电路9包括相位基准位置检出电路92；相位误差检出电路93；低通滤波器94；D/A转换器95。
并且，图5(a)～(c)表示A/D转换器8中的输入波形和信号检出时间(时钟71的相位)的关系。图中的MSB以及LSB分别表示A/D转换器8的D区域的最高位和最低位。并且，图中的TW表示1个通道位的间隔。
图5(a)表示使用不控制相位的初期相位时钟同步来对时钟生成电路6的输出即时钟信号61进行A/D转换的情况。
另一方面，图5(b)表示将相位控制基准位置设定为A/D转换器8的D区域的中心(例如，析象度为8位(bit)时，128(十进制表示))。在相位控制信号生成电路9中，将数字抽样81从A/D转换器8输入到相位基准位置检出电路92，但此时如果输入接近预先设定的相位基准位置电平的抽样，相位基准位置检出电路92将触发信号输出到相位误差检出电路93。相位误差检出电路93仅输入所述触发信号时，将该抽样数据的值作为相位误差信息输出。能够如此得到相位误差信息的理由是在给定的相位基准位置上，当时钟信号的相位从所要求的相位上偏离时，其偏差量被反映为所述相位基准位置与抽样值之间的差。所得到的相位误差信息经过低通滤波器94、D/A转换器95，输出到相位调整电路7中。需要控制这样的反馈循环，以便使所述相位误差变小。
并且，图5(c)表示将相位控制基准位置设定在从在所述图5(b)说明的D区域的中心分别偏差用时钟相位表示的±180的2处位置上的情况。此时，对于从A/D转换器8输出的数字信号81，需要控制反馈时钟的相位，以便使|A|＝|B|成立(在此，A表示D区域的中心与一侧的相位控制基准位置的差，B表示D区域的中心与另一侧的相位控制基准位置的差)。并且，因为从图5(b)的相位位置到图5(c)的相位位置恰好有偏差±180相位的位置关系，所以为了在图5(c)的相位位置进行取样，一边控制图5(b)的相位位置，一边即使取样时钟反转也可以进行同样的控制。但此时，条件是取样时钟的效率比是50％。
最好进行这样的相位控制，以便适合于采用的PRML方式。下面，说明PRML方式和时钟相位之间的关系。例如，作为调制规则，采用如EFM(Eight to fourteen)或者EFM-Plus符号这样的、最小符号长度为3T的符号语，当PR长度采用3的PR(a，b，a)ML方式时，信号电平具有4个(0，a，a+b，2a+b)值，最好把相位控制在如图5(c)那样的相位控制基准位置。并且，PR长度采用4PR(a，b，b，a)ML方式时，信号电平具有5个(0，a，a+b，a+2b，2a+2b)值，最好把相位控制在如图5(b)那样的相位控制基准位置。
并且，象(1，7)PLL调制这样的调制原则，最小符号长度采用2T的符号语，PR长度采用3的PR(a，b，a)ML方式时，所述最小符号长度与3T的符号语相同，信号电平具有4个值，最好把相位控制在如图5(c)那样的相位控制基准位置上。并且，PR长度采用4的PR(a，b，b，a)ML方式时，信号电平具有7个(0，a，2a，a+b，2b，a+2b，2a+2b)值，如图5(b)所示，最好把相位控制在如图5(b)那样的相位控制基准位置上。在标记和空格的扫描宽度相同这一条件下，当信号电平数是奇数时，只要成为如图5(b)那样的相位控制基准位置即可，当信号电平数是偶数时，只要成为如图5(c)那样的相位控制基准位置即可。
相位调整电路7根据相位控制信号生成电路9输出的相位控制信号91所示的电压变化使相位延迟量变化。因此，控制反馈输入到A/D转换器8中的、调整相位后的时钟(取样时钟)71，以便适当地进行A/D转换器8等以后的处理块中的处理。如果利用这样的相位控制信号生成电路9以及相位调整电路7，按照选择的PRML方式可以调整时钟的相位，能够将适合PRML电路10处理的波形输入到PRML电路10中。
下面，说明为了得到再现时钟而利用与所述波形均衡电路5不同的波形均衡电路的情况。
在光盘装置中，由于光盘弯曲等原因，转动中的光盘发生倾斜，因此再现信号的波形振幅产生变化，但该波形振幅的变化程度随频率波段的不同而不同。并且，在光盘中，因为记录时产生的不希望出现的激光功率变动，使记录标记与基准相比或大或小地被写入，因此再现信号的振幅产生不平衡。该不平衡程度也随频率波段的不同而不同。因此，产生的信号波形变化对于频率不具有线性。如果这种光盘特有的非线性特性增强，则特别是当高密度记录而且符号间干涉的影响很大时，抽出再现时钟变得更为困难，不能获得足够的再现性能。
对此，如果使用图6所示的具有振幅限制电路的波形均衡电路50来代替图2(b)所示的第2波形均衡电路5，则因为更能改善再现信号的不稳定性，所以能够更正确地抽出时钟。而且，关于具有振幅限制电路的波形均衡电路，例如在特愿平11-308867号、特开平11-259985号公报等中有记载。
首先，说明图6的波形均衡电路50。波形均衡电路50包括电阻52；二极管53a、53b；缓冲器54a、54b；缓冲器55；延迟电路56a、56b；放大器57a、57b；加法器58，将特别指定输入波形上限电压以及下限电压的信号X1以及X2输入到缓冲器54a以及54b中。
如果使用波形均衡电路50，则根据信号X1以及X2有计划地限制再现振幅后，可以用比较大的均衡系数进行均衡。如果做到这样，通过波形均衡电路强调高频，相反的可以回避不稳定性变大这样的问题。因此，可以期待大幅度改善不稳定性问题。
下面，参照图7(a)～(c)所示的波形均衡电路的输出波形，简单说明使用波形均衡电路50可以改善不稳定性的理由。
例如，在如图9所示的波形均衡电路40中，不均衡再现信号时(对波形不做任何处理就使之原样通过的情况)，或者均衡量K很弱时，波形均衡电路40的输出信号具有如图7(a)所示的波形。即，长标记的再现信号与阈值电位Vth的交叉点和短标记的再现信号与阈值电位Vth的交叉点一致。可是，因为此时不十分强调信号的高频，所以不要求大幅度改善不稳定性。
另一方面，如果提高波形均衡电路40中的均衡量K，则如图7(b)所示，长标记的再现信号与阈值电位Vth的交叉点仅偏差产生了偏差量g，因为该偏差量，再现信号发生新的不稳定性。对于该新的不稳定性，当记录密度很高，并且均衡量K很强时，表现得更显著。
即，如果为了减少符号间干涉而在某范围内提高均衡量K，则不稳定性也可以在一定范围内减少，但即使再提高均衡量K，因为发生所述那样新的不稳定性，不稳定性反而增大了。因为存在这样的折衷选择，所以使用如波形均衡电路40那样的电路时，大幅度改善不稳定性有时是困难的。
对此，利用如图6所示的波形均衡电路50作为第2波形均衡电路，如果在进行波形均衡之前将长标记的振幅限制在给定的范围内，即使均衡量K比较大，如图7(c)所示，波形均衡电路50的输出信号回避了发生新的不稳定性g的问题。其结果，可以大幅度地改善再现信号的不稳定性。
但是，如图7(c)所示，使用波形均衡电路50时，限制振幅的结果是长标记的输出波形成为‘M’字形的波形。因此，要想在波形均衡电路50的后面设置PRML电路，从该输出信号将数据译码时，进行恰当的译码是困难的。这是因为，PRML信号处理利用仅限于输入的再现波形是理想的、并仅描述模式的特征，对于输入波形应用信息理论并选择最近的模式，将最准确的数据系列译码。因此，如果输入如所述那样的、没有预测的输入波形的模式的‘M’字形的波形，PRML信号处理不能正确译码。因此，输入到PRML信号处理的信号最好是没有被波形均衡电路50均衡的。
对此，在本实施例中，因为如图6所示的波形均衡电路50只作为抽出时钟用的波形均衡电路使用，进行PRML信号处理用的波形均衡电路使用如图2(a)所示的另外的波形均衡电路4，所以在大幅度地改善不稳定性的同时，也可以适当地进行PRML信号处理。因此，能够进行更正确的信息再现。
因此，根据本实施例的再现装置，最好是设置时钟生成用的波形均衡电路和数据译码用的波形均衡电路等2个波形均衡电路，根据用途不同，可以设定符合各自目的的、最合适的均衡特性。因此，即使是用高密度记录的光盘，也可以以较低的差错发生率来可靠性高地再现信息。
在以上说明的实施例中，说明了设置时钟抽出用波形均衡电路和数据译码用及相位调整用波形均衡电路合计2个波形均衡电路的例子，但本发明的再现装置不特别局限于该构成，可以具有另外的构成。例如，可以包括时钟抽出用波形均衡电路、数据译码用波形均衡电路和相位调整用波形均衡电路合计3个波形均衡电路。即，不局限于波形均衡电路的数量，根据用途不同，可以分别使用合适的波形均衡电路。
并且，在各自的波形均衡电路中，不需要分支数、均衡量以及电路构成相同，可以根据各自的用途选择合适的分支数、均衡量以及电路构成。波形均衡电路中的均衡特性(例如，均衡量和辅助中心频率等)可以在每个波形均衡电路中任意设定。
并且，在所述实施例中，说明了在A/D转换器8的后面设置PRML电路10(包括数字均衡器10a以及ML检出器10b)的例子，但也可以不设置数字均衡器10a，在A/D转换器8的后面只设置ML检出器10b。此时，例如最好是适当地设定第1波形均衡电路4的均衡特性，以保证信号再现系统的频率特性成为给定的PR均衡，通过PRML方式适当地执行译码动作。
并且，如图10所示，再现装置110使用均衡特性调整电路4a这样的构成，以便由2值化数据等来反馈控制第1波形均衡电路4的均衡特性(均衡量K1等)。此时，为了适当地控制第1波形均衡电路4的均衡特性，也可以不在ML检出器10b的前段设置数字均衡器。而且，可以使用均衡特性调整电路5a，以便由再现时钟61等反馈控制第2波形均衡电路5的均衡特性(均衡量K2等)。而且，所述以外的构成可以与图1所示的再现装置100相同。
下面，说明再现装置110的均衡特性调整电路4a的一个例子。
均衡特性调整电路4a接收输入ML检出器10b的信号S以及ML检出器10b的检测结果D(即“0”或“1”的2值化信号)。均衡特性调整电路4a根据从ML检出器10b接收到的所述检测结果D，在ML检出器10b中，从进行了最佳判定的状态迁移通路中，检测出欧几里德距离为最小的状态迁移通路部分PA。如果检测出该状态迁移通路部分PA，也就能判明另一个可能的状态迁移通路部分PB。
在此，均衡特性调整电路4a求解所述信号S与在通路部分PA上所希望的再现信号值的差的平方值JPA、以及所述信号S与在通路部分PB上所希望的再现信号值的差的平方值JPB。而且，求出平方值JPA与平方值JPB的差(JPA-JPB)，计算该差(JPA-JPB)的分布的平均值和标准偏差。这样获得的平均值和标准偏差值SE是与ML检出器10b的2值化结果的差错率相关的某个值。即，如果SE值较小，则用ML检出器10b所判定的结果的差错率也变小。
均衡特性调整电路10a利用该SE值，反馈控制第1波形均衡电路4的均衡特性。更具体地说，控制波形均衡电路4的均衡特性(例如均衡量K1)，以使所述SE值为最小。因此，能够得到更低差错率的数据。
下面，说明再现装置110的均衡特性调整电路5a的一个例子。时钟生成电路6通过检出再现信号横切给定电平的时间点，来生成时钟信号。均衡特性调整电路5a接收时钟生成电路6生成的时钟信号和所述再现信号检出时间点之间的时间误差(不稳定性)。均衡特性调整电路5a为了使该不稳定性为最小，反馈控制第2波形均衡电路5的均衡特性。据此，就能得到更正确的再现时钟。
并且，如图11所示，再现电路120也可以变成如下的构成，即将仅由第1波形均衡电路4均衡的信号41输入到A/D转换器8中的同时，将由第1波形均衡电路4以及连接在其后面的第2波形均衡电路5双方均衡的信号输入到时钟生成电路6中。而且，所述以外的构成可以与图1所示的再现电路100相同。
本发明的再现装置在至少1个波形均衡电路以外，还包括有选择性地个别用于时钟抽出的波形均衡电路(即，第2波形均衡电路5)，在以上所述范围内，可以具有各种电路构成。
而且，在所述的实施例中，使用利用了PRML信号处理方式的PRML电路10作为译码电路，但也可以使用利用其他的信号处理方式的译码电路。例如，在“大泽等所著的“用于高密度数字磁记录的信号处理技术”.信学论C-II、J81-C-II、4、PP.393-412(April 1998)”中介绍的FDTS/DF(Fixed-Delay Tree Search with Decision Feedback)方式也可以。
而且，以上以光盘装置为例说明了本发明的实施例，但是，本发明可以适用于磁盘装置、光磁盘装置等其他形式的各种信息再现装置。
如以上所述，根据本发明，通过将时钟生成用波形均衡电路另外设为数据译码用的波形均衡电路和相位误差检出用波形均衡电路等，就能抽出适当的再现时钟，并利用该时钟对数据进行适当的译码。因此，最好是根据不同的用途来设定达到各自目的的最合适的均衡特性，据此就能进行可靠性更高的数据再现。
权利要求
1.一种再现装置，用于再现记录在记录媒体上的数字信息，其特征在于包括均衡对应从所述媒体读出的所述信息的再现信号，并输出第1均衡信号的第1波形均衡电路；具有与所述第1波形均衡电路不同的均衡特性，并输出第2均衡信号的第2波形均衡电路，即为了抽出再现时钟而被选择性地使用的第2波形均衡电路。
2.根据权利要求1所述的再现装置，其特征在于所述第2均衡信号只用于抽出所述再现时钟，不从所述第2均衡信号中抽取所述信息。
3.根据权利要求1所述的再现装置，其特征在于所述第2波形均衡电路与所述第1波形均衡电路相比，具有更强调所输入的信号的高频成份的均衡特性。
4.根据权利要求1所述的再现装置，其特征在于包括根据所述第2均衡信号来输出所述再现时钟的时钟生成电路；由所述第1均衡信号生成2值化数据的译码电路。
5.根据权利要求4所述的再现装置，其特征在于包括根据相位控制信号，对所述时钟生成电路输出的所述再现时钟进行相位移动，并将进行了所述相位移动的再现时钟作为取样时钟来输出的相位调整电路；用所述相位调整电路输出的所述取样时钟对所述第1均衡信号进行取样，据此将所述第1均衡信号转换为再现数字信号的A/D转换器；根据所述A/D转换器输出的所述再现数字信号来检出时钟相位的偏差，并将用于降低所述时钟相位偏差的所述相位控制信号输出到所述相位调整电路中的相位控制信号生成电路；所述译码电路根据所述A/D转换器输出的所述再现数字信号来生成所述2值化数据。
6.根据权利要求4所述的再现装置，其特征在于所述译码电路根据通过对所述第1均衡信号进行取样而获得的再现数字信号模式来进行译码。
7.根据权利要求6所述的再现装置，其特征在于所述译码电路是应用了PRML方式的电路。
8.根据权利要求1～7中任意1项所述的再现装置，其特征在于所述记录媒体是光盘。
全文摘要
一种再现装置,用于再现记录在记录媒体上的数字信息,包括:均衡对应于从所述媒体读出的信息的再现信号,并输出第1均衡信号的第1波形均衡电路;具有与所述第1波形均衡电路不同的均衡特性,并输出第2均衡信号的第2波形均衡电路,即为了抽出再现时钟而被选择性地使用的第2波形均衡电路。通过对从记录媒体读出的信号实施适当的波形均衡处理,从高密度地记录了数据的媒体中良好地再现信息。
文档编号G11B20/10GK1356692SQ0113499
公开日2002年7月3日 申请日期2001年11月29日 优先权日2000年11月30日
发明者宫下晴旬, 南野顺一, 石桥广通, 古宫成, 中尾政仁 申请人:松下电器产业株式会社