专利名称：光盘再现装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于自光记录媒体中再现数字数据的光盘再现装置。
更具体地，本发明涉及一种从再现RF信号中解调数字二进制信号的读信道技术。
背景技术：
作为在光盘媒体中记录数字数据的方式，大多可使用常见的CD(CompactDisk，以下称CD)、DVD(Digital Versatile Disk，以下称DVD)、及DVD-RAM(Digital Versatile Disk-Random Access Memory，以下称DVD-RAM)、这种使线速度一定从而使记录媒体上的记录密度相同的方式。相对于进行标记幅调制且数字调制记录的再现RF(射频，Radio Frequecy；以下称RF)信号，再现数字二进制信号，从而使线记录密度固定的情况下，作为实现数字数据的记录品质且不依赖于再现路径中的信号劣化的高再现能力的方法，公知的有适用PRML(局部响应最大概似法，以下称PRML)信号处理方式的数字读信道方式。在适用PRML信号处理的情况下，需要从修正了振幅方向的偏移(offset)成分的信号中检测出相当于具有再现RF信号的信道比特频率的时钟成分的相位，实现相位同步引入、从而实现采样信号的同步化，在高倍速再现时，为了减少高速工作的数字电路的功耗，也可以使用与相当于具有再现RF信号信道比特频率的一半频率的时钟成分的相位同步的信号的方法。
下面，将说明使用与相当于具有再现RF信号信道比特频率的一半频率的时钟成分的相位同步的信号并检测数字二进制信号的方法。
在图17中，将由再现装置55从光记录媒体1中再现出的光盘再现信号用前置放大器56对进行输出振幅加重后，实施利用波形平衡装置57加重高频这样的修正。波形平衡装置57由能够任意设定增加(boost)量和截止频率的滤波器构成。通过模拟数字转换器5将波形平衡装置57的输出信号取样为多位的数字RF信号，所述模拟数字转换器5是使用由时钟发生装置58生成的再现时钟、将模拟信号转变为数字信号的装置。此时，应解调的数字二进制信号37的符号，例如如DVD中所使用的8-16调制符号那样，使用最小行程被限制于2的符号；并且，光再现特性即MTF(Mutual Transfer Function，下面称为MTF)特性，如图3所示，在信道比特频率的约1/4以下的频带中分布的情况下，根据取样定理，使用具有信道比特频率一半的频率成分的再现时钟，在由模拟数字转换器5取样的情况下，理论上可解调数字二进制信号37。
通过将此经过取样的多位的数字RF信号6输入到半速率处理用偏移控制装置59中，来补偿数字RF信号6中所包含的振幅方向的偏移成分。(详细地，参照对专利文献1(特开2003-36612号公报)的发明所公开的图4的说明部分)。
另一方面，为了实现PRML信号处理，需要从再现信号中，生成与其包含的时钟成分一半的频率的相位同步的取样信号。用于将其实现的半速率处理用相位同步控制装置60，利用半速率处理用相位误差信息检测装置61，使用正规的取样位置的信号和通过内插处理还原时间方向上欠缺的信号的内插信号，从经过模拟数字转换器5和半速率处理用偏移控制装置59产生的输出信号中，检测出相位误差信息。因此，以用于平滑生成的相位误差信息的环路滤波器62的输出信号为基础，使用时钟产生装置58进行控制以使再现时钟的相位和具有再现信号的时钟成分一半的频率的相位同步。这些，使用由从模拟数字转换器5开始，到时钟产生装置58为止的路径生成的再现时钟，就能够生成与具有再现RF信号3的时钟成分一半的频率的相位同步的多位数字RF信号6，能够实现PRML信号处理。
接着，将半速率处理用偏移控制装置59的输出信号输入到半速率处理用适应平衡装置63中，进行局部响应平衡。在此，局部响应平衡，例如，对于DVD，如图15(b)所示，使用将平衡后的波形振幅分为5个值这样的PR(a、b、b、a)方式。在此，图15(b)中的白色○为将与具有再现RF信号3的时钟成分的一半的频率的相位同步的取样信号进行局部响应平衡后的信号，黑色●为利用半速率处理用适应平衡装置63所具有的、可还原奈奎斯特频带的插入滤波器28，还原了时间方向上欠缺的信号的信号。
如上所述，PRML信号处理方式，由于根据再现波形特性或者调制符号存在各种各样的组合，所以相对于各种记录再现系统，必须选择适当的方式。半速率处理用适应平衡装置63，例如，包括用于进行局部响应平衡的有限脉冲(impulse)响应滤波器、利用了使存在于从有限脉冲响应滤波器输出的局部响应平衡输出信号中的平衡误差为最小的这样的适当地控制的LMS(最小二乘法，以下称LMS)的算法的滤波器系数学习电路、可以对用于还原在时间方向上欠缺的信号的奈奎斯特频带进行还原的内插滤波器28。通过改变滤波系数就能够实现该有限脉冲响应滤波器的平衡特性。(详细地，参照对专利文献1的发明所公开的图6、图10、及图11的说明部分)。
上面，使用通过一连串操作输出的部分响应平衡信号，通过对应于部分响应类型，进行解码的半速率处理用最大拟然解码器64，进行数据解调。在此，半速率处理用最大拟然解码器64，是使用信道比特频率的一半的频率，进行解调处理的维特比解码器(Viterbi decoder)。维特比解码器是依照部分响应类型，根据按意图附加的符号的相关法则，进行概率计算，推定最正确系列的解码器。但是，处理频率为信道比特频率一半的频率时，在状态迁移下，需要考虑将相邻的两个状态整理为一个来考虑。例如，在半速率处理用适应平衡装置63的输出信号为并行输出正规的取样位置中的信号和经内插还原了的内插信号的情况下，使用相时于相邻的两个状态，分别输入正规的取样位置中的正规数据和内插数据，进行并行处理的方法。(详细地，参照对特许文献1的发明所公开的图12的说明部分)。
如此，使用发挥8-16调制符号等所具有的特征，以信道比特频率的一半的频率进行PRML信号处理方式的这样一连串装置，就能够大幅度地降低功耗。此外，由于可以使用直线内插滤波器和奈奎斯特内插滤波器，还原在时间方向上的欠缺信号，进行偏移修正控制和相位同步控制，所以就能够维持再现性能。
发明内容
但是，在上述现有结构中，在再现RF信号中依赖于记录数字数据品质而产生的上下非对称变形即不对称大的情况下，在通过直线内插还原时间方向上欠缺的数据，以修正振幅方向的偏移成分的方法中，由于因不对称而产生运算误差，偏移修正精度变差，即使在PRML信号处理时，也因为残存偏移成分，而使数字二进制信号的解调性能下降。此外，即使在利用偏移成分修正时使用奈奎斯特滤波器的数据内插来提高精度的情况下，也会因通过奈奎斯特内插处理而使反馈控制回路变长，因此，对于缺陷通过时和偏移的急剧变化等，需要高速反馈控制的情况下，就会使控制性能劣化。同样地，部分响应平衡性能也会因为滤波系数学习的源信号带有偏移成分而劣化。
另一方面，在不仅适用PRML信号处理方式，还适用任意的电平下进行二进制判别的电平判别方式的情况下，及在正确地检测出表示再现系统的信号品质的抖动(jitter)的情况下，针时再现RE信号的时钟成分，优选在上述取样相位的180度位移的相位下进行取样，同样地，在不对称大的情况下，有不能进行正确的数字二进制信号检测和抖动检测的问题。
本发明是为解决上述现有问题而完成的，本发明的目的在于，提供一种光盘再现装置，该装置即使在高倍速再现时，并且即使在依赖记录品质的不对称大的情况下，能以低功耗、实现足够的再现性能。
为了解决上述问题，本发明的光盘再现装置，该光盘再现装置从通过具有至少三个以上连续相同符号的制约的记录符号进行数字记录的光记录媒体对数字数据进行解调，其特征在于，包括从上述记录媒体中检测出再现RF信号的再现信号检测电路；进行上述再现信号的调整、并且对抖动进行优化的再现RF信号调整电路；生成与上述再现RF信号中所含有的时钟成分的二倍周期同步的取样时钟的时钟生成电路；利用上述取样时钟，对上述再现RE信号调整电路的输出信号进行取样，由此生成数字RF信号的模拟数字转换器；修正上述数字RE信号中的振幅方向的偏移成分的第一偏移修正电路；从上述第一偏移修正电路的输出信号中提取相位误差信息，进行上述时钟生成电路生成的上述取样时钟的相位同步控制，以使该相位误差信息接近零的相位同步控制电路适应性地平衡上述第一偏移修正电路的输出信号的数字适应平衡器；修正因上述第一偏移修正电路中不能修正的偏移成分的影响而在上述数字适应平衡器的输出信号中产生的振幅方向的偏移成分的第二偏移修正电路；以及将上述数字适应平衡器的输出信号作为输入信号，生成将其延迟一定时间的第一解调前处理信号和在其时间方向上欠缺的信号即第二解调前处理信号的内插滤波器，上述第二偏移修正电路是从上述第一解调前处理信号和上述第二解调前处理信号中提取出振幅方向的偏移信息，修正上述数字适应平衡器的输出信号的振幅方向的偏移成分的修正电路，并且还包括从上述第一解调前处理信号和上述第二解调前处理信号中提取出抖动信息的抖动检测电路；以及解调上述第一解调前处理信号和上述第二解调前处理信号以获得数字二进制信号的数据解调电路。
并且，特征在于，在光盘再现装置中，上述第一偏移修正电路，包括通过求解出在时间上相邻的上述数字RF信号的平均值，还原用信道比特换算上述数字RF信号时在时间方向上欠缺的信号的第一直线内插滤波器，从上述数字RF信号和上述第一直线内插滤波器的输出信号中提取出上述数字RF信号的振幅方向的偏移成分，并修正上述数字RF信号的振幅方向的偏移成分。
并且，特征在于，在光盘再现装置中，上述同步控制电路，包括通过求解出在时间上相邻的上述第一偏移修正电路的输出信号的平均值，还原用信道比特换算上述数字RF信号时在时间方向上欠缺的信号的第二直线内插滤波器，从上述第一偏移修正电路的输出信号和上述第二直线内插滤波器的输出信号中提取出相位误差信息，进行上述时钟生成电路生成的上述取样时钟的相位同步控制以使该误差信息接进零。
并且，特征在于，在上述光盘再现装置中，上述内插滤波器具有为了维持精度所必需的最小限度的分支(tap)数的有限脉冲响应滤波器构成，是还原奈奎斯特频带的滤波器。
并且，特征在于，在光盘再现装置中，上述第一偏移修正电路包括调整控制速度的第一控制增益调整电路；上述第二偏移修正电路包括调整控制速度的第二控制增益调整电路；上述第一控制增益调整电路设定控制增益以便能高速地进行控制；上述第二控制增益调整电路设定控制增益以便能低速地进行控制。
并且，特征在于，在光盘再现装置中，还包括生成为了使信道比特频率的相位在0度或者180度而转换上述模拟数字转换器的取样相位的取样相位转换标志的取样相位转换标志发生电路；上述相位同步控制电路依照上述相位转换标志，来转换检测上述相位误差信息的方法；上述第一偏移修正电路和上述第二偏移修正电路依照上述取样相位转换标志，来转换提取上述振幅方向的偏移成分的方法；上述数字适应平衡器，以部分响应方式为基准进行适应平衡；上述数据解调电路还包括按照上述部分响应方式进行概率运算的最大拟然解码电路，依照上述取样相位的转换标志转换解调方式。
并且，特征在于，在光盘再现装置中，上述数字适应平衡器由有限脉冲响应滤波器构成，包括滤波器系数学习电路，学习其各分支的加权系数，以便使上述第一解调前处理信号和上述第二解调前处理信号与作为目标的部分响应方式的目标电平的误差的平方平均值接近零。
根据本发明的光盘再现装置，具备以直线内插为前提，用于进行对应高速控制的相位同步控制的第一偏移修正电路；和以奈奎斯特内插为前提，用于以高精度进行偏移修正的第二偏移修正电路，由此即使相对于缺陷和急剧的偏移变动，也能够与第一偏移修正和相位同步控制相对应地时其进行修正，同时，通过第二偏移修正，即使在电平判别处理方式及PRML信号处理方式的任一方式中，也能够高精度地减少在该各方式中使用的信号的振幅方向的偏移成分，即使在依赖记录的数字数据的记录品质，存在于再现RF信号中的不对称大的情况下，也能够实现充分的再现性能。
此外，根据本发明的光盘再现装置，因为以高精度进行作为再现信号品质的指标的抖动的检测，为了可高精度地进行用于使再现RF信号的抖动优化的模拟平衡的截止频率和增加量学习的调整，及关系到再现RF信号的性能的聚焦伺服中的平衡学习的最佳点的调整等，所以即使在高倍速再现等时，也能够使再现信号的品质大幅度的提高。
图1是表示本发明的实施形态1的光盘再现装置的结构的方框图。
图2是高次等波纹滤波器的频率特性的说明图。
图3是表示各种局部响应方式的频率特性和MTF特性的图。
图4(a)是表示实施形态1中的第一偏移修正电路9的结构的方框图。
图4(b)是说明实施形态1中的第一偏移修正电路9的工作原理图。
图5(a)是表示实施形态1中的相位同步控制电路17的结构的方框图。
图5(b)是说明实施形态1中的相位误差信息20的检测原理图。
图6是表示有限脉冲响应滤波器的结构的方框图。
图7是说明用于还原奈奎斯特频带的内插滤波器28的工作原理图。
图8(a)是表示实施形态1中的第二偏移修正电路27的结构的方框图。
图8(b)是说明实施形态1中的第二偏移修正电路27的工作原理图。
图9是说明实施形态1中的抖动信息39的检测原理图。
图10是表示本发明的实施形态2的光盘再现装置的结构的方框图。
图11(a)是表示实施形态2中的第一偏移修正电路9的结构的方框图。
图11(b)是说明实施形态2中的第一偏移修正电路9的工作原理图。
图12(a)是表示实施形态2中的相位同步控制电路17的结构的方框图。
图12(b)是说明实施形态2中的相位误差信息20的检测原理图。
图13是表示作为实施形态2中的数字适应平衡器23的结构要素的滤波系数学习电路的结构的方框图。
图14是关于记录符号、电平判别方式和PR(a、b、b、a)平衡方式的说明图。
图15(a)是表示实施形态2中的第二偏移修正电路27的结构的方框图。
图15(b)是说明实施形态2中的第二偏移修正电路27的工作原理图。
图16(a)是表示作为实施形态2中的数据解调电路36的结构要素的并列型维特比解码器的状态迁移的图。
图16(b)是表示实施形态2中的数据解调电路36的结构要素即并列型维特比解码器的解调的程序的图。
图17是表示现有的光盘再现装置的结构的方框图。
具体实施例方式
下面和附图一起详细地说明本发明的光盘再现装置的实施形态。
(实施形态1)图1是表示本发明的实施形态1的光盘再现装置的结构的方框图。
此实施形态1对应于技术方案1至5，在对来自光盘媒体再现的再现RF信号进行数字化，并解调数字二进制信号时，使之与信道比特周期的2倍的周期的取样时钟同步并转换为数字信号后，适用可对应高速控制的第一偏移修正电路和低速控制且注重偏移修正精度的第二偏移修正电路，通过使其有效地进行相位同步控制、适应平衡处理、抖动检测等，在实现低功耗的同时，即使再现RF信号中存在的不对称大的情况下，也能够实现高性能的再现能力。
在图1中，在本实施形态1中，对于自光盘媒体1中由再现信号检测电路2再现的再现RF信号3，通过再现RF信号调整电路4在实施既加重输出信号又加重高频的这样的修正的同时，还去除存在于解调信号以外的频带的杂音成分，由此改善抖动。在此，再现RF信号调整电路4由可任意地设定增加量和截止频率的滤波器构成。此滤波器，例如，也可为具有图2实线所示出的频率特性的高次纹波(ripple)滤波器。在此图中，用虚线示出的特性是没有进行高频的增加情况的特性。
使用由时钟生成电路7生成的取样时钟8，通过作为将模拟信号转换为数字信号的电路的模拟数字转换器5，将再现RF信号调整电路4的输出信号取样为多位的数字RF信号6。此时，应解调的数字二进制信号37的符号，例如，如在DVD中使用的8-16调制符号那样，使用具有相同符号至少3个以上连续的限制的记录符号(最小行程被限制于2的符号)，并且，光再现特性即MTF(互相转换功能，Mutual Transfer Function；以下称为MTF)特性，如图3所示，在信道比特频率的约1/4(取样频率的0.25)以下的频带中分布的情况下，根据取样定理，使用具有信道比特频率的一半的频率成分的取样时钟8，在由模拟数字转换器5进行取样的情况下，理论上能够解调数字二进制信号37。
通过将此取样的多位数字RF信号6输入到第一偏移修正电路9中，来修正数字RF信号6中包含的振幅方向的偏移成分。
下面，使用图4(a)及图4(b)说明第一偏移修正电路9的详细的电路结构及工作原理。再有，这里图示的电路只是一个例子，本发明并不局限于此图示电路。
图4(a)是表示实施形态1中的第一偏移修正电路9的结构的方框图。此外，图4(b)是表示实施形态1中的第一偏移修正电路9的工作原理的说明图。
在图4(a)及图4(b)中，从由以信道比特频率的一半的频率为基准生成的取样时钟8取样的、用白色○表示的数字RF信号6A至6L中，利用具备在相邻数据间进行平均化功能的第一直线插入滤波器10，还原在信道比特率下观察的情况下欠缺了的时间方向的成分的内插信号11(用黑色●表示的11A至11L)。例如，通过将数字RF信号6F和6G相加后求其平均就生成内插信号11G。接下来，利用偏移信息检测电路12，使用数字RF信号和内插信号11，如图4(b)所示的，在检测相对于零电平两信号的符号极性不同的零交叉位置的同时，还检测此零交叉位置中的偏移信息13(用白色△表示的13A至13E)。此时，作为偏移信息检测电路12的工作原理，在数字RF信号6的符号的极性和内插信号11G的符号的极性不同的情况下，将此位置特定为零交叉位置(11B和6B、6C和11D、11E和6E，其他也相同)。在特定为这样的零交叉位置的地方，通过将数字RF信号6F和内插信号11G相加后求其平均来生成偏移信息13D。偏移信息13，由偏移电平平滑电路14进行平滑后，由第一控制增益调整电路15进行符合偏移修正目的的响应特性的增益调整后，通过减法电路16从数字RF信号6中减去，由此成为降低数字RF信号6中包含的振幅方向的偏移成分的信息。
如此，由第一偏移修正电路9进行偏移修正过的信号，由于相对于图4(b)所示的上下非对称变形大的信号，不能按上述直线内插的运算精度正确地运算偏移信息13，所以存在符号的中心电平和零电平不一致的情况。但是，由于第一偏移修正电路9的输出信号是在后述的相位同步控制电路17中使用的信号，使控制回路延迟尽可能短，在相位同步控制中在性能方面上有利，所以零电平和符号的中心电平的差就选择由后述的第二偏移修正电路27来补偿，通过将第一控制增益调整电路15设定在能够高速响应的增益，第一偏移修正电路9，希望适用于以由于光记录媒体1的记录数据表面的脏污和损伤等缺陷和、跟踪伺服系统中的偏离轨道等所产生的振幅方向的偏移变化的高速修正为目的的情况。
另一方面，在适用数字信号处理方式的情况下，为了降低功耗，就需要从再现信号RF3中，生成与其含有的时钟成分的一半的频率的相位同步的数字RF信号6。为了实现此目标，使用相位同步控制电路17，使用从模拟数字转换器5中，经过第一偏移修正电路9生成的输出信号，和通过内插处理从此信号中还原出在时间方向上欠缺的信号，检测出相位误差信息20后，将其加工为用于进行相位同步控制的相位同步控制信号17a，输入到时钟生成电路7中，由此进行控制，以使取样时钟8的相位和再现RF信号调整电路4的输出信号具有的时钟成分的一半的频率的相位同步。在此，时钟生成电路7，依照所输入的电压值生成取样时钟8，该电路也可由电压控制振荡器(以下称VCO)构成。如此，通过进行模拟数字转换器5→第一偏移修正电路9→相位同步控制电路17→时钟生成电路7→模拟数字转换器5的一连串电路操作，就能够实现相位同步。
以下，使用图5(a)及图5(b)说明相位同步控制电路17的详细电路结构及工作原理。再有，这里图示的电路仅是一个例子，本发明不限定于此图示的电路。
图5(a)是表示相位同步控制电路17的结构的方框图。此外，图5(b)是表示相位同步控制电路17中的相位误差信息20的生成原理的说明图。
在图5(a)及图5(b)中，从用白色○表示的第一偏移修正电路9的输出信号中，利用具备在相邻数据间进行平均化功能的第二直线内插滤波器18，还原在如黑点表示的信道比特率下观察的情况下欠缺了时间方向的成分的内插信号(18A至18H)。例如，通过将相邻的第一偏移修正电路9的输出信号相加后求其平均，就能生成第二直线内插滤波器18的输出信号(18A至18H)。
接下来，利用相位误差信息检测电路19，使用第一偏移修正电路9的输出信号和第二直线内插滤波器18的输出信号，如图5(b)所示的，在检测相对于零电平两信号的符号极性不同的零交叉位置的同时，还检测此零交叉位置中的相位误差信息20(用白色△表示的20A至20D)。此时，相位误差信息检测电路19的工作原理是，在特定为零交叉位置的地方，对于上升沿，通过将第一偏移修正电路9的输出信号和第二直线内插滤波器18的输出信号18相加后取其平均来生成相位误差信息20C(20A及其它的也相同)。另一方面，对于下降沿，通过将第一偏移修正电路9的输出信号和第二直线内插滤波器18的输出信号18相加后取其平均，生成用黑三角▲表示的相位误差信息前处理信号(下降沿)20B′后，通过使极性反转，生成相位误差信息20B(20D及其它的也相同)。由此得到的、连接相位误差信息20A至20D的相位误差曲线，相对于零电平表示为正的极性，由此，表示相位延迟。与次相反的情况，表示相位超前。
相位同步环路滤波器21，对按上述检测出的相位误差信息20实施滤波处理，并进行输出。数字模拟转换器22，将上述相位同步环路滤波器21的输出信号转换为模拟控制信号即相位同步控制信号。再有，相位同步环路滤波器21也可为，调整比例成分和积分成分的增益，并将它们混合进行积分处理的结构。
接着，把第一偏移修正电路9的输出信号作为输入，通过数字适应平衡器23，进行优化输入信号的抖动这样的平衡处理。此时，数字适应平衡器23，作为一个例子，如图6所示，也可由有限脉冲响应滤波器构成，该滤波器由用于延迟由D触发器构成的2T(T是信道比特率周期)分信号的延迟元件24a至24f；将输入信号(第一偏移修正电路9的输出信号)、及对于各个延迟元件24a至24f的输出乘以滤波系数C1至C7的乘法器25a至25g；对乘法器25a至25g的输出信号进行乘法计算的加法器26构成。在此，图6所示的电路结构也只是一个例子，本发明并不限定于此。
将数字适应平衡器23的输出信号输入到第二偏移修正电路27中，修正在第一偏移修正电路9中没能修正的振幅方向的偏移成分。在此，通过内插滤波器28，将第二偏移修正电路27的输出信号作为输入信号，通过比直线内插还要高精度地还原奈奎斯特频带，来生成在信道比特率下观察的情况下欠缺了时间方向的成分的第二解调前处理信号30。同时，利用内插滤波器28，把第一偏移修正电路9的输出信号延迟相当于用于获得在内插滤波器28中的第二解调前处理信号30的运算延迟时间的时间部分，生成第一解调前处理信号29。并且，此第二偏移修正电路27，将第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30作为输入信号，提取出上述数字适应平衡器23的输出信号中的振幅方向的偏移成分，对于该数字适应平衡器23的输出信号，修正该偏移成分。在第二偏移修正电路27的输入信号中，由于上述的缺陷和振幅方向的偏移变动，能够用第一偏移修正电路9来降低，所以，希望第二偏移修正电路27，与第一偏移修正电路9的响应速度相比，使响应速度充分地缓慢。
上述内插滤波器28，如上所述，也可由具有还原图7所示的奈奎斯特频带的滤波系数的有限脉冲响应滤波器构成。在此，Tch表示信道比特率，纵轴是有限脉冲响应滤波器的滤波系数。虽然有限长越长的滤波器奈奎斯特内插精度越高，但是，例如，通过使用窗函数减少有限分支的中止运算误差的影响，也能够削减电路规模。在此图示的结构和滤波系数只不过是一个例子，本发明并不限于此电路结构。
以下，使用图8(a)及图8(b)说明第二偏移修正电路27的详细的电路结构及也包含内插滤波器28的工作原理。再有，在此图示的电路只不过是一个例子，本发明并不限定于此。
图8(a)是表示第二偏移修正电路27的结构的方框图。此外，图8(b)是表示第二偏移修正电路27及内插滤波器28的工作原理的说明图。
在图8(a)及图8(b)中，从用白色○表示的第一解调前处理信号29A至29L中，利用可还原奈奎斯特频带的内插滤波器28，还原在信道比特率下观察的情况下欠缺了时间方向的成分的第二解调前处理信号30(用黑色●表示的30A至30L)。接着，利用偏移信息检测电路31，使用第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30，如图8(b)所示，在检测出相对于零电平两信号的符号极性不同的零交位置的同时，还检测此零交位置中的偏移信息32(用白三角△表示的32A至32E)。即，作为偏移信息检测电路31的工作原理，由于第一解调前处理信号29F的符号极性和第二解调前处理信号30G的符号的极性不同，所以就能够将此位置特定为零交位置(30B和29B、29C和30D、30E和29E，其它也相同)。并且，在特定为这样的零交位置的地方，通过将第一解调前处理信号29F和第二解调前处理信号30G相加后取其平均来生成偏移信息32D(32A、32B、32C、其它也相同)。偏移信息32，由偏移电平平滑电路33进行平滑后，对其输出通过第二控制增益调整电路34进行符合偏移修正目的的响应特性的增益调整后，通过减法电路35从数字适应平衡器23的输出信号中减去，就能减少数字适应平衡器23的输出信号中所包含的振幅方向的偏移成分。
如此，由第二偏移修正电路27和内插滤波器28进行偏移修正过的信号，由于即使相对于图8(b)所示的上下非对称变形大的信号，也能按上述奈奎斯特内插的运算精度正确地运算偏移信息，所以使符号的中心电平和零电平几乎没有变化。在此，由于通过上述的第一偏移修正电路9针对缺陷和振幅方向的偏移变化的时间变化进行了补偿，所以通过将第二控制增益调整电路34设定在能够低速响应的增益，希望第二偏移修正电路27，即使在不对称大的情况下，也能够适用于低速高精度修正的目的以便确保后述的数字二进制信号37的解调性能和抖动检测精度。
将由插入滤波器28生成的第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30输入到数据解调电路36中，相对于零电平，判别是正极性还是负极性，作为一个例子，在是正极性的情况下，确定为“1”，在负极性的情况下，确定为“0”，由此来解调数字二进制信号37。详细地说，将图8(b)白色○表示的第一解调前处理信号29A、29D、29G、29H、29I和黑色●表示的第二解调前处理信号30A、30B、30D、30E、30G、30H、30I解调为“1”。另一方面，将白色○表示的第一解调前处理信号29B、29C、29E、29F、29J、29K、29L和黑色●表示的第二解调前处理信号30C、30F、30J、30K、30L解调为“0”。此外，不仅仅是上述零电平，也可利用任意的阈值电平判别为两值。在此的解调方法是一个例子，本发明不限定于此解调方法。
此外，将由内插滤波器28生成的第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30，输入到抖动检测电路38中，检测出抖动信息39。
下面，使用图9说明抖动检测电路38的工作原理。再有，在此图示的原理只不过是一个例子，本发明并不限定于此。
图9是抖动检测电路38的工作原理的说明图。
在图9中，使用由白色○表示的第一解调前处理信号29和用黑色●表示的第二解调前处理信号30作为输入信号，利用与上述第二偏移修正电路27相同原理，特定出零交位置后，在零交位置，通过将第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30相加后取其平均，生成用白色△表示的瞬间抖动前信息40。同时，通过计算第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30的差的绝对值，就可计算出图9所示的瞬间倾斜成分。在作为抖动检测对象的信号的中心电平附近具有线性的情况下，当投影在时间方向时，这相当于信道比特周期。在将此时的、来自瞬间抖动前信息40的零电平的振幅方向的距离的绝对值作为瞬时振幅抖动信息的情况下，当将此信号投影到时间方向时，就变成相当于瞬时时间抖动信息。由此，可导出以下数1所示出的关系。再有，记号“||”表示绝对值。
◎数1
因此，在零交叉位置的瞬时抖动信息，可从以下的数2所示出的关系中计算出。
◎数2
通过对在此提取出的每一零交的瞬时抖动信息实施平滑处理，就能够提取出抖动信息39。
由于拌动信息39成为表示再现RF信号3的品质和数字RF信号6的品质的指标，所以能够正确地认识光盘媒体1中记载的记录数据的品质，当进行使抖动信息39的值为最小值的聚焦伺服的平衡学习和、再现RF信号调整电路4中的高次等纹波滤波器的增加量和截止频率的调整时，由于可进行更高精度地调整，所以提高了再现性能。
在如上所述的本实施形态1的光盘再现装置中，由于配置了以直线内插为前提，用于进行对应于高速控制的相位同步控制的第一偏移修正电路、和以奈奎斯特内插为前提，用于高精度地进行偏移修正的第二偏移修正电路，所以相对于缺陷和急剧的偏移变动，在能够对应进行第一偏移修正和相位同步控制的同时，还能通过第二偏移修正，高精度地降低电平判别处理方式中使用的信号的振幅方向的偏移成分，即使在依赖记录的数字数据的记录品质存在于再现RF信号的不对称大的情况下，也能够实现充分的再现性能。
此外，由于高精度地进行成为再现信号品质指标的抖动的检测，所以就能够高精度地进行用于使再现RF信号的抖动优化的模拟平衡器的截止频率和增加量学习的调整、及与再现RF信号的性能相关的聚焦伺服中的平衡学习的最佳点的调整等，即使在高倍速再现时等，也能提高再现信号品质，并且能够获得可实现低功耗的光盘再现装置。
(实施形态2)图10是表示本发明的技术方案2的光盘再现装置的结构的方框图。
此实施形态2对应于本发明权利要求6及7，与上述实施形态1不同点在于，包括在信道比特时钟下观察时，在相位同步控制中，产生用于转换是在与实施形态1同相位下进行相位控制，还是在与其相差180度相位下进行同步控制的取样相位转换标志的电路；及根据该取样相位转换标志产生电路中生成的取样相位转换标志，用于将实施形态1中所说明的第一偏移修正电路、相位同步控制电路、数字适应平衡器、第二偏移修正电路及数据解调电路转换为与上述PRML信号处理方式相对应的取样方式的装置；数字适应平衡器，包括将第二偏移修正电路后的内插滤波器的输出信号作为输入信号，进行适应自动学习控制的滤波系数学习电路。通过追加这些功能，不仅在电平判别方式，即使在适用PRML信号处理方式的情况下，或其它情况下不对称大的情况下，也能够实现再现性能的提高。
在图10中，从取样相位转换标志产生电路41生成的取样相位转换标志42若为“0”，执行与上述实施形态1基本相同的工作。但是，此工作只不过是一个例子，本发明并不限定于在此公开的工作。
接着，下面按顺序说明取样相位转换标志42为“1”的情况下的第一偏移修正电路9、相位同步控制电路17、数字适应平衡器23、第二偏移修正电路27及数字解调电路36的电路结构和工作原理。
下面，使用图11(a)及图11(b)说明实施形态2中的第一偏移修征电路9的详细的电路结构及工作原理。再有，在此图示出的电路只不过是一个例子，本发明并不限定于此图示的电路。
图11(a)是表示本实施形态2中的第一偏移修正电路9的结构的方框图。此外，图11(b)是表示本实施形态2中的第一偏移修正电路9的工作原理的说明图。
在图11(a)及图11(b)中，与上述实施形态1不同点在于，将取样相位转换标志42输入到偏移信息检测电路43中，在取样相位转换标志42为“0”的情况下，按与实施形态1相同的原理工作，在取样相位转换标志42为“1”的情况下，为能够适用PRML信号处理方式，相对于信道比特时钟在相位180度偏移的位置处进行相位同步控制这点上，因此与实施形态1比较，偏移信息13的检测原理不同。除此之外，由于与实施形态1说明的功能、工作相同，在此详细地说明偏移信息检测电路43的工作原理，省略其它的功能的说明。
在图11(b)中，取样相位转换标志42为“1”的情况，例如，通过将数字RF信号6F和6G相加取平均值来生成插入信号11G。接着，利用偏移信息检测电路43，将相邻的数字RF信号6(例如，6B)和插入信号11(例如，11C)相加后，取平均值，由此生成用白三角△表示的零交位置检测用数据44(例如44B、对于44A～44J也是同样的)，如图11(b)所示，在相对于零电平检测出成为与该零交位置检测用数据44的符号极性不同的零交位置的同时，还检测出此零交位置中的偏移信息13(在此情况下，6B、11D、6E、11G、11J相当于此。)。
下面，使用图12(a)及图12(b)说明本实施形态2中的相位同步控制电路17的详细的电路结构及工作原理。再有，在此图示出的电路只不过是一个例子，本发明并不限定于此图示的电路。
图12(a)是表示实施形态2中的相位同步控制电路17的结构的方框图。此外，图12(b)是表示实施形态2中的相位同步控制电路17的相位误差信息20的产生原理的说明图。
在图12(a)及图12(b)中，与实施形态1的不同点在于，将取样相位转换标志42输入到相位误差信息检测电路45中，在取样相位转换标志42为“0”的情况下，按与实施形态1相同的原理工作，在取样相位转换标志42为“1”的情况下，为能够适用PRML信号处理方式，相对于信道比特时钟在相位180度偏移的位置处进行相位同步控制这点上，因此与实施形态1比较，相位误差信息20的检测原理不同。除此之外，由于与实施形态1说明的功能、工作相同，在此详细地说明相位误差信息检测电路45的工作原理，省略其它的功能的说明。
在图12(b)中，取样相位转换标志42为“1”的情况，例如，通过将相邻的第一偏移修正电路9的输出信号和第二直线内插滤波器18的输出信号相加取平均值来生成用白色方框□表示的零交位置检测用信号60A～60G(相当于图11(b)中的44A～44J)。接着，利用相位误差信息检测电路45，使用上述零交位置检测用信号60A～60G，如图11(b)所示，在相对于零电平检测出成为与上述零交位置检测用信号的符号极性不同的零交位置的同时，还检测出此零交位置中的相位误差信息20(在此情况下，20A～20D)。此时，关于下降沿，通过将第一偏移修正电路9的输出信号9C和第二直线内插滤波器18的输出信号18B相加取平均值生成用黑色●表示的相位误差信号前处理信号20A′、20C′后，如白三角△20A及20C所示，通过使第二直线内插滤波器18的输出信号20A′、20C′的极性反转，就得到相位误差信息20A、20B。
在此，在本实施形态2中，连接相位误差信息20A至20D的相位误差曲线，相对于零电平表示为负极性，由此表示出相位超前。
下面，使用图6及图13说明本实施形态2中的数字适应平衡器23的详细的电路结构及工作原理。再有，在此图示出的电路只不过是一个例子，本发明并不限定于此图示的电路。
图13是表示本实施形态2中的数字适应平衡器23的构成要素之一的滤波系数学习电路的方框图。滤波系数学习电路130是，例如使用最小二乘(LeastMean Square；以下称LMS)，与适用的部分响应的方式一起，为了进行部分响应平衡，进行图6所示的有限脉冲响应滤波器的C1至C7的滤波器系数的适应自动学习的电路。
在此，作为部分响应平衡，例如，相对于DVD，如图14(c)所示，平衡后的振幅使用不为5值这样的PR(a、b、b、a)方式。在此，在图14中的白色○是将与再现RF信号3具有的时钟成分的一半的频率的相位同步的取样信号进行部分响应平衡的图例，黑色●是利用内插滤波器28还原了在信道比特率下观察的情况下，在时间方向上欠缺的信号的图例。图14(a)表示再现RF信号调整电路4的输出信号，图14(b)表示实施形态1中的、或在实施形态2中，取样相位转换标志42为“0”的情况下的二进制判别时(电平判别时)的取样信号即第一解调前处理信号29(白色○)和第二解调前处理信号30(黑色●)，图14(c)表示实施形态2中的取样相位转换标志42为“1”的情况下，进行适用PRML方式的解调时的PR(a、b、b、a)平衡输出信号，即数字适应平衡器23的输出信号。
所谓PR(a、b、b、a)方式，具有将不同的四个时间取样数据以a∶b∶b∶a的比率加在一起的特征(a+b*D+b*D2+a*D3)，相对于再现信号，如图3所示，附加有低通型滤波器的特性。在图3中，PR(1、2、2、1)方式和PR(3、4、4、3)方式相当于此。认为越是具有接近图3所示的MTF特性的频率特性的方式，越是有利的部分响应方式。不仅是图3所示的方式，即使PR(a、b、b、a)方式以外，也存在多种多样的部分响应型，并不限定于特定的方式，如果是性能上相当，使用其它的方式也没问题。在这些再现数据的时间方向上附加相关性的部分响应方式，是后述的最大拟然解码法(最大相似性)之一，利用附加的数据的相关性组合推定近似准确的维特比解码器，可实现在线记录方向的高密度纪录再现上有利的PRML信号处理。如上所述，由于PRML信号处理方式，根据再现波形的特性和调制符号，存在各种组合，所以相对于各种记录再现系统需要选择适合的方式。
取样相位转换标志42为“0”的情况，由于按与实施形态1相同的原理工作，所以不需要特别地使用滤波系数学习电路，在取样相位转换标志42为“1”的情况下，为了能够适用PRML方式，例如，根据利用适应性控制以使依存于从加法器26输出的数字适应平衡器23的输出信号的平衡误差为最小的LMS算法的滤波系数学习电路来设定如图6所示的有限脉冲响应滤波系数C1至C7。
如图13所示，滤波系数学习电路130的结构如下包括平衡误差检测电路47，其通过虚拟判定电路46从第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30中检测出对应于部分响应方式的各个平衡目标值，并将此平衡目标值29a、30a和第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30相减，以检测平衡误差信号47a；延迟电路48，为了演算平衡误差检测电路47的输出信号和有限脉冲响应滤波器的输入信号即第一偏移修正电路9的输出信号的相关，为了使第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号20的相关一致，延迟第一偏移修正电路9的输出信号；相关器49，用于将平衡误差检测电路47的输出信号和延迟电路48的输出信号进行乘法计算；反馈增益控制电路50，通过在从相关器49输出的信号上附加上增益来决定自动适应反馈控制的控制增益；滤波系数更新部51a至51g，将该输出加上各分支的滤波系数，更新滤波系数，具有在适应控制开始时，根据下载信号下载保存在初始值存储装置52a至52g中的滤波系数的初始值，此后，进行滤波系数的适应自动平衡控制的功能。并且，在图10的本实施形态2的数据再现装置中的、数字适应平衡器23的输出信号即平衡输出信号为图14(c)中的白色○，另一方面，由内插滤波器28内插的内插信号为图14(c)中的黑色●。
按照上述的一连串工作，通过进行适应自动平衡，在不对称变大的情况下，即使在利用第一偏移修正电路9也没有充分地降低振幅方向的偏移的情况下，由于可借助于第二偏移修正电路27的高精度的偏移修正效果，使用第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30进行虚拟判定，能够演算与作为目标的部分响应型的平衡误差，所以就能够减少错误的反馈等，提高适应自动平衡性能，能够与后述的最大拟然解码一起大大提高再现性能。
接着，使用图15(a)及图15(b)说明本实施形态2中的第二偏移修正电路27的详细的电路结构，及工作原理。再有，在此图示的电路只不过是一个例子，本发明并不限定于此图示电路。
图15(a)是表示本实施形态2中的第二偏移修正电路27的结构的方框图。此外，图15(b)是表示本实施形态2中的第二偏移修正电路27的工作原理的说明图。
在图15(a)及图15(b)中，与上述实施形态1中的第二偏移修正电路27的不同点在于，将取样相位转换标志42输入到偏移信息检测电路53中，在取样相位转换标志42为“0”的情况下，按与实施形态1相同的原理工作，在取样相位转换标志42为“1”的情况下，为能够适用PRML信号处理方式，相对于信道比特时钟在相位180度偏移的位置处进行相位同步控制这点上，与实施形态1比较，偏移信息32的检测原理不同。除此之外，由于与实施形态1说明的功能相同，在此详细地说明偏移信息检测电路53的工作原理，省略其它的功能的说明。
在图15(b)中，取样相位转换标志42为“1”的情况，例如，生成第二解调前处理信号30G，接着，利用偏移信息检测电路53，将相邻的第一解调前处理信号29(例如，29B)和第二解调前处理信号30(例如，30C)相加后，取其平均，生成如白三角△表示的零交位置检测用数据54(例如54B、54A至54J也相同)，如图15(b)所示，在相对于零电平检测出相邻的数据(例如54A和54B、54C和54D、...)成为符号极性不同的零交位置的同时，还检测出此零交叉位置中的偏移信息32(此情况下，29B、30D、29E、30G、30J相当于此。)。
通过上述一连串工作，在取样相位转换标志42为“1”的情况下，即使不对称变大的情况下，由于第二偏移修正电路27的输出信号即第一解调前处理信号29，和通过可还原此信号的奈奎斯特频带的内插滤波器28转换的第二解调前处理信号30，因为符号的中心电平和零电平基本上一致，所以也能够大大降低振幅方向的偏移成分。根据其效果，并且通过将其与后述的最大拟然解码的组合，就能够进一步地提高相对于不对称的再现性能。
接着，将由内插滤波器28生成的第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30输入到数据解调电路36中，生成数字二进制信号37，但与实施形态1的不同点在于，将取样相位转换标志42输入到数据解调电路36中，在取样相位转换标志42为“0”的情况下，根据与实施形态1相同的原理的电平判别处理方式工作，在取样相位转换标志42为“1”的情况下，能够适用PRML信号处理下方式。
例如，取样相位转换标志42为“1”的情况下，数据解调电路36也可根据最大拟然解码(Maximum Likelihood；以下称ML)方式解调数字二进制信号37。此外，也可通过最大拟然解码方式的代表性的实现形式即维特比解码器，来解调数字二进制信号37。
下面，使用图16(a)和图16(b)说明维特比解码器的工作原理。再有，在此图示的工作原理只不过是一个例子，本发明并不限定于此工作原理。
维特比解码器是根据对应于部分响应型有意地附加了符号的相关法则进行概率计算，推定最准确的系列的解码器。例如，在适用的部分响应型为PR(a、b、b、a)方式情况下，如图16(a)所示的基于状态迁移图状态变化的情况。这特别地考虑了DVD中使用的8-16调制符号的情况，也关系到用2限制最小线程长，能够用S0至S5的6状态的状态迁移表现。在图16(a)中，X/Y中的X表示记录符号的迁移，Y表示此时的信号振幅。此外，一个状态用相邻的三个时间符号表示，例如从S4[110]到S3[100]的状态迁移中，通过在[110]中加上符号“0”向“左”移位，使左端的“1”消失，就意味着成为状态S3[100]。但是，处理速率为信道比特频率的一半的频率的情况下，在图16(a)所示的迁移状态下，需要将相邻的两个状态集中为一个来考虑。例如，内插滤波器28，在并行输出第一解调前处理信号29和第二解调前处理信号30的情况下也可使用针对相邻的两个状态，分别输入正规的取样位置中的正规数据(在此第一解调前处理信号29)和内插数据(第二解调前处理信号30)，进行并行处理的方法。此时的时间变化，如图16(b)所示，用以并行处理正规数据和内插数据为特征的网格线图表示。因此，计算此各通路概率的长度lkab(以下称为分支度量branchmetric)，在向各自状态推移的情况下，加法计算分支度量。在此，k表示时间的推移，ab表示从状态Sa向Sb迁移的分支度量。此分支度量的各状态中的加算值称为度量，将此度量为最小的通路作为残留通路，顺次输出，由此解调为数字二进制信号37。即，如果根据图16(a)的记录符号进行解调，就形成用实线表示的残存通路的路径。
再有，抖动检测电路38，鉴于直线内插等运算误差，用于在取样相位转换标志42为“0”时，即适用电平判别处理方式的相位同步状态，为了提高检测精度，优选将取样相位转换标志42设为“0”来工作。
在上述这样的本实施形态2的光盘再现装置中，由于在适用PRML信号处理方式的情况下，包括用于以直线内插为前提对应于高速控制的相位同步控制的第一偏移修正电路、和用于以奈奎斯特内插为前提高精度进行偏移修正的第二偏移修正电路，所以，相对于缺陷和急剧的偏移变化，在能够相应执行第一偏移修正和相位同步控制的同时，还通过第二偏移修正，包括使用PRML信号处理方式的情况，能够高精度地降低信号的振幅方向的偏移成分，即使依赖于记录的数字数据的记录品质，再现RF信号中存在的不对称大的情况下，也能够实现充分的再现性能。
即，能够提供一种再现性能良好的光盘再现装置，在数字数据的解调中，不局限于电平判别处理方式，即使在使用PRML信号处理方式的情况下，该装置通过适当使用上述两种作用不同的偏移修正电路，能够消除所谓的在信道比特频率的一半的频率下进行数字解调处理的情况下的因不对称产生运算误差而使偏移修正精度恶化，由于残存此偏移成分而降低数字二进制信号的解调性能的问题。
并且，由于能够高精度地进行作为再现信号品质的指标的抖动的检测，所以能够得到一种能够以高精度地进行用于优化再现RF信号的抖动的模拟平衡器的截止频率和增加量学习的调整、及关系再现RF信号的性能的聚焦伺服中的平衡学习的最佳点的调整等，即使在高倍速再现等时，也能够使再现信号的品质提高，并且能够实现低功耗的光盘再现装置。
本发明涉及的光盘再现装置，是低功耗的，并且相对于不对称等光记录媒体中记录的数据品质的劣化，也能够高品质地维持再现性能，在DVD播放器和DVD记录器等中是有用的。
并且，在上述低功耗方面，可应用于装载了记录型光盘的数码摄像机和笔记本型个人计算机用的光盘驱动器。
权利要求
1.一种光盘再现装置，该光盘再现装置从通过具有至少三个以上连续相同符号的制约的记录符号进行数字记录的光记录媒体对数字数据进行解调，其特征在于，包括从上述光记录媒体中检测出再现RF信号的再现信号检测电路；进行上述再现RF信号的调整、并且对抖动进行优化的再现RF信号调整电路；生成与上述再现RF信号中所含有的时钟成分的二倍周期同步的取样时钟的时钟生成电路；利用上述取样时钟，对上述再现RF信号调整电路的输出信号进行取样，由此生成数字RF信号的模拟数字转换器；修正上述数字RF信号中的振幅方向的偏移成分的第一偏移修正电路；从上述第一偏移修正电路的输出信号中提取相位误差信息，进行上述时钟生成电路生成的上述取样时钟的相位同步控制，以使该相位误差信息接近零的相位同步控制电路；适应性地平衡上述第一偏移修正电路的输出信号的数字适应平衡器；修正因上述第一偏移修正电路中不能修正的偏移成分的影响而在上述数字适应平衡器的输出信号中产生的振幅方向的偏移成分的第二偏移修正电路；以及将上述数字适应平衡器的输出信号作为输入信号，生成将其延迟一定时间的第一解调前处理信号和在其时间方向上欠缺的信号即第二解调前处理信号的内插滤波器，上述第二偏移修正电路是从上述第一解调前处理信号和上述第二解调前处理信号中提取出振幅方向的偏移信息，修正上述数字适应平衡器的输出信号的振幅方向的偏移成分的修正电路，并且还包括从上述第一解调前处理信号和上述第二解调前处理信号中提取出抖动信息的抖动检测电路；以及解调上述第一解调前处理信号和上述第二解调前处理信号以获得数字二进制信号的数据解调电路。
2.根据权利要求1中所述的光盘再现装置，其特征在于上述第一偏移修正电路，包括通过求解出在时间上相邻的上述数字RF信号的平均值，还原用信道比特换算上述数字RF信号时在时间方向上欠缺的信号的第一直线内插滤波器，从上述数字RF信号和上述第一直线内插滤波器的输出信号中提取出上述数字RF信号的振幅方向的偏移成分，并修正上述数字RF信号的振幅方向的偏移成分。
3.根据权利要求1中所述的光盘再现装置，其特征在于上述相位同步控制电路，包括通过求解出在时间上相邻的上述第一偏移修正电路的输出信号的平均值，还原用信道比特换算上述数字RF信号时在时间方向上欠缺的信号的第二直线内插滤波器，从上述第一偏移修正电路的输出信号和上述第二直线内插滤波器的输出信号中提取出相位误差信息，进行上述时钟生成电路生成的上述取样时钟的相位同步控制以使该相位误差信息接近零。
4.根据权利要求1中所述的光盘再现装置，其特征在于上述内插滤波器具有为了维持精度所必需的最小限度的分支(tap)数的有限脉冲响应滤波器构成，是还原奈奎斯特频带的滤波器。
5.根据权利要求1中所述的光盘再现装置，其特征在于上述第一偏移修正电路包括调整控制速度的第一控制增益调整电路；上述第二偏移修正电路包括调整控制速度的第二控制增益调整电路；上述第一控制增益调整电路设定控制增益以便能高速地进行控制；上述第二控制增益调整电路设定控制增益以便能低速地进行控制。
6.根据权利要求5中所述的光盘再现装置，其特征在于还包括生成为了通过使信道比特频率的相位在0度或者180度而转换上述模拟数字转换器的取样相位的取样相位转换标志的取样相位转换标志发生电路；上述相位同步控制电路依照上述取样相位转换标志，来转换检测上述相位误差信息的方法；上述第一偏移修正电路和上述第二偏移修正电路依照上述取样相位转换标志，来转换提取上述振幅方向的偏移成分的方法；上述数字适应平衡器，以部分响应方式为基准进行适应平衡。上述数据解调电路还包括按照上述部分响应方式进行概率运算的最大拟然解码电路，依照上述取样相位转换标志转换解调方式。
7.根据权利要求6中所述的光盘再现装置，其特征在于上述数字适应平衡器由有限脉冲响应滤波器构成，包括滤波器系数学习电路，学习其各分支的加权系数，以便使上述第一解调前处理信号和上述第二解调前处理信号与作为目标的部分响应方式的目标电平的误差的平方平均值接近零。
全文摘要
一种光盘再现装置，将从光盘媒体(1)中检测出的再现RF信号(3)进行波形整形后，利用频道时钟的2倍周期的取样时钟(8)，转换为数字RF信号(6)。此后，通过第一偏移修正电路(9)修正高频的偏移变化部分，由数字适应平衡器(23)进行适应平衡后，通过第二偏移修正电路(27)修正第一偏移修正电路(9)所残留的偏移成分，解调数字二进制信号(37)。由此，当进行高倍速再现时，并且即使依赖记录品质的不对称大的情况下，也能维持高效的再现性能，同时可降低功耗。由此，就能够提供一种低功耗且可实现充分的再现性能的光盘再现装置。
文档编号G11B7/00GK1838295SQ20061007394
公开日2006年9月27日 申请日期2006年1月27日 优先权日2005年2月4日
发明者小仓洋一, 小西信一 申请人:松下电器产业株式会社