专利名称：寻道控制方法、寻道控制装置和介质存储装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于执行寻道控制然后切换为跟随控制的寻道控制方法、寻道控制装置和介质存储装置，更具体地讲，本发明涉及一种用于防止在从寻道控制切换为跟随控制时出现的电流阶差的寻道控制方法、寻道控制装置和介质存储装置。
背景技术：
用于将对象的位置控制到目标位置的装置已经被广泛使用。例如，这种装置用于将头移动到目标轨道的寻道控制(以及之后执行的跟随控制)，该寻道控制是诸如磁盘装置和光盘装置的介质存储装置的定位控制中的一种。
在寻道控制中，执行粗略控制，在目标位置附近将粗略控制切换为精细控制，从而实现了高速移动到目标位置和高精确度定位。为此，针对粗略控制(寻道控制)和精细控制(跟随控制)，提供了不同的控制特性。
图21是描述现有技术的位置控制系统的框图。控制器100控制受控物(plant)(对象)110。控制器100具有位置误差计算部112，用于计算受控物110的实际位置和目标位置Lseek之间的位置误差e；目标轨迹产生部102，根据目标位置(或移动距离)Lseek产生目标轨迹r(n)；两个控制器103和104；稳定判断部108；位置误差切换部109；和输出切换部106。
根据该位置控制系统，在寻道控制中，用于寻道的控制器103根据来自目标轨迹产生部102的目标轨迹r(n)和来自切换部109的位置误差“e”计算输出电流，并经由切换部106驱动受控物110。
另一方面，稳定判断部108判断位置误差“e”是否满足预定的稳定判断条件(例如，零)，如果判断出满足稳定判断条件，则稳定判断部108判断出对象到达目标位置附近，并将两个切换部106和109切换到用于跟随控制的控制器104。
由此，跟随控制开始，用于跟随控制的控制器104根据来自切换部109的位置误差“e”计算输出电流值，并经由切换部106驱动受控物110(例如，参见第H03-233609号日本专利申请公报和第H05-143165号日本专利申请公报)。
这样，根据这种结构，控制系统的特性在寻道控制和跟随控制之间是不同的。例如，在寻道控制期间，采用400Hz频带滤波器的结构；而在跟随控制期间，采用800Hz频带滤波器的结构。
在寻道控制期间，在盘装置中，头高速地经过许多轨道，所以与跟随控制时段相比，在观测位置包含的噪声高。如果采用与跟随控制的控制频带相同的控制频带来执行寻道控制，则输出电流容易受噪声影响并且不能实现设计的特性，所以在寻道控制期间使控制频带降低，以防止噪声的影响。
图22是描述现有技术中的问题的图。如图22所示，如果位置误差PES(e)变成预定阈值Th(例如，在磁盘装置中，距目标位置的中心±0.5个轨道)或者更小，则稳定判断部将寻道控制切换到跟随控制。
在这种情况下，即使在切换时计算用于将同一位置误差PES控制为零的电流，因为寻道控制系统和跟随控制系统的控制频带是不同的，所以在切换时输出电流也会发生变化，产生输出电流的阶差。输出电流的这种阶差是瞬间的台阶式变化(step change)，所以致动器的操作在瞬间大幅改变，并产生低的可以听到的声音。
由于这种作为盘存储装置的装置最近变得普遍，所以存储装置已经用在家电领域。例如，存储装置用于便携式音乐播放器、便携式电话、笔记本型个人计算机和视频记录装置。
当将存储装置用于上述设备时，需要低噪声的设计，即，需要声音尽可能低。因此，现在必须防止以前不是问题的由电流阶差产生的可以听到的声音。
另外，因为跟随控制系统执行控制来消除该阶差，所以电流阶差的产生会引起残留振动的产生。换言之，到跟随稳定及完成定位所花费的时间会较长。
发明内容
考虑到以上描述，本发明的一个目的是提供一种消除在寻道控制切换到跟随控制时产生的电流阶差的位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置。
本发明的另一目的是提供一种防止产生在寻道控制切换到跟随控制时产生的噪声的位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置。
本发明的又一目的是提供一种消除在寻道控制切换到跟随控制时产生的电流阶差以防止产生噪声的位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置。
本发明的又一目的是提供一种消除在寻道控制切换到跟随控制时产生的电流阶差并防止产生残留振动的位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置。
本发明的又一目的是提供一种消除在寻道控制切换到跟随控制时产生的电流阶差而不影响寻道控制系统的特性的位置控制方法、位置控制装置和介质存储装置。
为了实现这些目的，本发明的寻道控制方法具有以下步骤基于对象的目标位置和所述对象的当前位置来计算位置误差的步骤；根据所述位置误差执行寻道控制的步骤；以及当检测出到达所述目标位置附近时切换到跟随控制并执行所述跟随控制的步骤。执行所述跟随控制的步骤还具有以下步骤根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹的步骤；以及根据所述目标轨迹和所述位置误差基于二自由度当前观测器(current observer)控制来执行所述跟随控制的步骤。
本发明的介质存储装置具有头，至少用于读取存储介质的数据致动器，用于将所述头定位到所述存储介质的预定位置；以及控制单元，根据基于所述头的目标位置和从所述头获取的当前位置的位置误差来执行寻道控制，当检测出到达所述目标位置附近时切换到跟随控制并执行所述跟随控制，其中，所述控制单元根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹，并且根据所述目标轨迹和所述位置误差基于二自由度当前观测器控制来执行所述跟随控制。
本发明的寻道控制装置具有块，基于对象的目标位置和所述对象的当前位置来计算位置误差；控制单元，根据所述位置误差执行寻道控制，当检测出到达所述目标位置附近时切换到跟随控制并执行所述跟随控制，其中，所述控制单元根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹，并且根据所述目标轨迹和所述位置误差基于二自由度当前观测器控制来执行所述跟随控制。
在本发明中，优选的是，产生所述目标轨迹的步骤还具有基于所述二自由度当前观测器控制来计算在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流的步骤；以及根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与所计算的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹的步骤。
此外，在本发明中，优选的是，执行所述寻道控制的步骤还具有基于所述二自由度当前观测器控制根据到所述目标位置的位置轨迹来计算所述控制电流的步骤。
此外，在本发明中，优选的是，基于所述二自由度当前观测器控制执行所述跟随控制的步骤还具有以下步骤基于与所述当前观测器的当前采样的估计位置的估计位置误差来校正所述当前采样的估计位置的步骤；计算经校正的估计位置与所述当前采样的目标轨迹之间的差的步骤；基于所述差来计算所述致动器的输出值的步骤；以及基于经校正的估计位置和所述当前采样的输出值来计算用于计算下一输出值的估计位置的步骤。
此外，在本发明中，优选的是，计算所述致动器的输出值的步骤还具有以下步骤基于一个采样前的输出值和所述差来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置的步骤；以及基于经提前的所述估计位置来计算到所述致动器的输出值的步骤，其中，计算所述下一估计位置的步骤还具有基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值和一个采样前的输出值来计算用于计算下一输出值的估计位置的步骤。
此外，在本发明中，优选的是，产生所述目标轨迹的步骤还具有计算在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差的步骤。
此外，在本发明中，优选的是，产生所述目标轨迹的步骤还具有以下步骤计算在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差的步骤；以及根据所述差来产生目标位置轨迹的步骤。
当寻道控制切换到跟随控制时，电流阶差消除轨迹产生部基于电流值u(n)和u(n-1)之间的差来计算阶差的量的电流值Udiff，并将用于抵消该计算值的目标位置轨迹r′(n)(或者目标电流轨迹)提供给所述跟随控制，因此消除了所述电流阶差。在由二自由度控制系统构建的跟随控制中，提供目标位置轨迹r′(n)作为二自由度位置控制系统中的目标位置，因此不输入多余的扰动，并且控制系统不受影响。
另外，通过采用该电流阶差消除结构，切换条件可以更宽松。因此，与现有技术相比，可以在距目标位置更远的位置以更快的速度切换到跟随控制。结果，可以进一步减少寻道时间。
图1是描述根据本发明实施例的介质存储装置的框图。
图2是描述图1中的盘的位置信号的图。
图3是描述图2中的位置信号的细节的图。
图4是描述根据本发明实施例的寻道控制的转换的图。
图5是描述根据本发明第一实施例的位置控制系统的框图。
图6是描述图5中的阶差消除轨迹的图。
图7是描述图5中的电流阶差消除操作的图。
图8是描述图5中的跟随控制器的框图。
图9是描述本发明的另一阶差消除轨迹的图。
图10是描述本发明的又一阶差消除轨迹的图。
图11是描述本发明的又一阶差消除轨迹的图。
图12是描述本发明的又一阶差消除轨迹的图。
图13是描述本发明的又一阶差消除轨迹的图。
图14是描述根据本发明第二实施例的位置控制系统的当前观测器的框图。
图15是描述本发明的比较示例的图。
图16是本发明的示例的特性图。
图17是描述根据本发明第三实施例的位置控制系统的当前观测器的框图。
图18是描述根据本发明第三实施例的位置控制系统的电流轨迹的图。
图19是描述根据本发明第四实施例的位置控制系统的当前观测器的框图。
图20是描述根据本发明第五实施例的位置控制系统的当前观测器的框图。
图21是描述现有技术的寻道控制装置的框图。
图22是描述在根据现有技术进行切换时的电流阶差的图。
具体实施例方式 现在，将按照介质存储装置、位置控制系统的第一实施例、二自由度控制系统、第二实施例、第三实施例、第四实施例、第五实施例和其他实施例的顺序来描述本发明的实施例，但是本发明不限于这些实施例。
介质存储装置 图1是描述根据本发明实施例的介质存储装置的框图，图2是描述图1中的磁盘的位置信号的布置的图，图3是描述图1和图2中的磁盘的位置信号的图，而图4是描述寻道控制的控制转换的图。
图1示出了作为介质存储装置的磁盘装置。如图1所示，作为磁存储介质的磁盘4被安装在主轴电机5的旋转轴2上。主轴电机5使磁盘4旋转。致动器(VCM)1在末端具有磁头3，并且沿磁盘4的半径方向移动磁头3。
致动器1包括音圈电机(VCM)，该音圈电机以所述旋转轴为中心旋转。在图1中，两个磁盘4安装在磁盘装置上，四个磁头3由同一致动器1同时驱动。
磁头3具有读取元件和写入元件。磁头3包括叠放在滑块(slider)上包括磁电阻(MR)元件的读取元件；和叠放在所述读取元件上的包括写入线圈的写入元件。
位置检测电路7将由磁头3读取的位置信号(模拟信号)转换为数字信号。读/写(R/W)电路10控制磁头3的读取和写入。主轴电机(SPM)驱动电路8驱动主轴电机5。音圈电机(VCM)驱动电路6向音圈电机(VCM)1提供驱动电流，并驱动VCM 1。
微控制器(MCU)14从来自位置检测电路7的数字位置信号中检测(解调)当前位置，并且根据检测出的当前位置和目标位置之间的误差来计算VCM驱动命令值。换言之，微控制器14执行位置解调和伺服控制，所述伺服控制包括将在图5中及以后描述的寻道控制和跟随抑制。只读存储器(ROM)13存储MCU 14的控制程序。随机存取存储器(RAM)12存储用于MCU 14的处理的数据。
硬盘控制器(HDC)11根据伺服信号的扇区号来判断在一条轨道中的位置，并且记录/再现数据。缓冲用随机存取存储器(RAM)15临时存储读取数据或写入数据。HDC 11通过接口IF(例如USB(通用串行总线)、ATA或SCSI(小型计算机接口))与主机进行通信。总线9将这些组成元件连接起来。
如图2所示，在磁盘4上，伺服信号(位置信号)16从外圆周向内圆周以相等的间隔沿圆周方向布置在各条轨道上。每条轨道具有多个扇区，图2中的实线表示记录有伺服信号16的位置。如图3所示，位置信号包括伺服标记ServoMark、轨道号GrayCode(格雷码)、索引Index和偏移信息(伺服脉冲串)PosA、PosB、PosC和PosD。图3中的虚线表示轨道中心。
由头3读取图3中的位置信号，利用轨道号GrayCode和偏移信息PosA、PosB、PosC和PosD来检测磁头在半径方向上的位置。另外，根据索引信号Index来获取磁头在圆周方向上的位置。
例如，将检测到索引信号时的扇区号设置为第0号，每次当检测到伺服信号时对该扇区号进行累加，以获取轨道的各扇区的扇区号。伺服信号的扇区号被用作记录/再现数据时的基准。一条轨道中有一个索引信号。可以设置扇区号，而不是索引信号。
图1中的MCU 14通过位置检测电路7确认致动器1的位置，执行伺服计算，并且向VCM 1提供适当的电流。换言之，如图4所示，在寻道控制中，通过粗略控制、稳定控制(settling control)和跟随控制的转换，将头移动到目标位置。对于所有这些控制，都必须检测头的当前位置。这里，将稳定控制作为跟随控制的一部分进行描述。
为了如此确认位置，预先将伺服信号记录在磁盘上，如图2所示。换言之，如图3所示，将指示伺服信号的起始位置的伺服标记、指示轨道号的格雷码、索引信号、以及指示偏移的信号PosA至PosD预先记录在磁盘上。这些信号由磁头读取，并且这些伺服信号被位置检测电路7转换为数字值。
位置控制系统的第一实施例 图5是描述本发明的位置控制系统的第一实施例的框图，并且是图1中的MCU 14实现的位置控制系统的框图。图6是描述图5中的阶差消除轨迹的图，图7是描述图5和图6中的电流阶差消除操作的图。
如图5所示，位置控制部20控制受控物(对象)40(在图1的情况下为致动器1)。控制部20具有位置误差计算部42，用于计算受控物40的实际位置和目标位置Lseek之间的位置误差“e”；目标轨迹产生部44，根据目标位置(或者移动距离)Lseek产生目标轨迹r(n)；两个控制器22和24；稳定判断部26；位置误差切换部30；输出切换部32。
位置控制部20还具有保持块34，用于在各采样中保持用于寻道控制的控制器24的输出值；和电流阶差消除轨迹产生部28，根据来自保持块34的电流值和用于跟随控制的控制器22的电流输出值u(n)之间的差来产生电流阶差消除轨迹r′(n)。
如图5所示，在寻道控制中，寻道控制器24根据来自目标轨迹产生部44的目标轨迹r(n)和来自切换部30的位置误差“e”来计算输出电流值，并经由切换部32来驱动受控物40(1，3)。
稳定判断部26判断位置误差“e”是否满足预定的稳定判断条件(例如，零)。如果判断出满足稳定判断条件，则稳定判断部26判断出对象到达目标位置附近，并将两个切换部30和32切换到跟随控制器22。由此，跟随控制开始。
在切换之后的当前采样中，跟随控制器22根据来自切换部30的位置误差“e”，计算输出电流值。另外，根据来自稳定判断部26的切换指令，电流阶差消除轨迹产生部28保持刚好在切换之前由寻道控制器24提供给致动器1的电流值u(n-1)，并且获取由跟随控制器22计算的输出值(电流值)u(n)。
电流阶差消除轨迹产生部28根据电流值u(n)和u(n-1)之间的差来计算阶差量的电流值Udiff，并且将用于抵消该所计算的值的目标位置轨迹r′(n)(或者目标电流轨迹)提供给跟随控制器22。
跟随控制器22由二自由度控制系统构成，其中，将所计算的输出值用作反馈控制值，并将所提供的目标位置轨迹r′(n)(或者目标电流轨迹)输出到受控物40作为前馈值。
该目标位置轨迹r′(n)(或者目标电流轨迹)是初始值为所计算出的值Udiff的轨迹，并且在指定时间之后收敛到“0”。图6示出了要产生的目标位置轨迹的示例，其中，采用初始值为所计算出的Udiff的三角形波。在图6中，由直线表示目标位置轨迹，该目标位置轨迹的初始值为所计算出的Udiff，并在10个采样之后变成“0”。
如图7所示，如果在采样n处将寻道控制系统切换到跟随控制系统，则在采样n中由跟随控制系统计算的输出到致动器1的电流具有由图7中的实线表示的阶差Udiff。
这里，在切换时，电流阶差消除轨迹产生部28根据输出电流u(n)和u(n-1)之间的差来计算阶差量的电流值Udiff，并且将用于抵消所计算出的值的目标位置轨迹r′(n)提供给跟随控制器22。
因此，如图7中的虚线所示，消除了输出电流中的电流阶差。这里，由二自由度控制系统构成跟随控制器22，提供目标位置轨迹r′(n)作为二自由度控制系统的目标位置。由于跟随控制器22被设计为二自由度系统，并且提供目标位置轨迹作为目标位置，所以该控制系统工作稳定。另外，响应是可以预测的。换言之，不输入不必要的干扰，控制系统不受影响。
在现有技术中，由于产生了上述电流阶差，所以在将寻道控制切换到跟随控制时的情况下，对位置和速度的限制严格。然而，如果采用这种电流阶差消除结构，则切换条件可以更宽松。因此，与现有技术相比，可以在距目标位置更远的位置以更快的速度切换到跟随控制。结果，可以进一步减少寻道时间。
二自由度控制系统的描述 图8是描述图5中的跟随控制器22的框图，并且示出了采用当前观测器的二自由度位置控制系统。首先将描述当前观测器。磁盘装置的致动器是旋转型的。然而，可将其转换为并表示为式(1)中所示的线性致动器的状态等式。这里，“x”是位置(m)，“v”是速度(m/s)，“u”是电流(安培)，Bl是力常数(N/m)，“m”是等效质量(Kg)，“u”是输出，并且“s”是拉普拉斯(Laplace)算子。
如果采样周期是T(s)，电流的最大值为Imax(安培)，轨道宽度为Lp(m/轨道)，并且将位置的单位转换成轨道，将速度的单位转换成“轨道/采样”并将电流的单位转换为Imax＝“1”，并且将式(1)表示为数字状态等式，则得到下面的式(2)。
现在，为了估计稳定状态偏置(bias)，假定下面的式(3)，其中稳定状态偏置是常量。这里，“s”是拉普拉斯算子。
sb＝0...(3) 将其转换到数字空间，得到下面的式(4)。
b(n+1)＝b(n)...(4) 将下面的式(5)的二次表达式的特征设置为扰动模型。
将式(5)的扰动模型的模拟状态等式表示为下面的式(6)。
将该式(6)转换到数字空间，得到下面的式(7)。
如果将式(2)、式(4)和式(7)整合成扩展模型，则得到下面的式(8)。这里，包括了式(4)中的稳定状态偏置和表示为式(7)中的二次表达式的扰动。
将式(8)中的包括致动器模型以及一个或多个扰动模型的扩展模型简化并表示为式(9)。
X(n+1)＝A·X(n)+B·u(n)...(9) y(n)＝C·X(n) 式(9)是用X(n+1)、X(n)、A、B和C对式(8)中矩阵进行简化而得到的。根据式(9)，将估计的观测器表示为下面的式(10)。
X(n+1)＝A·X(n)+B·u(n)+L·(y(n)-C·X(n))...(10) u(n)＝-F·X(n) 该式是直接被转换成数字表达式的模拟控制观测器的表达式，其中L是状态估计增益，其包括四个状态估计增益，即，位置、速度、偏置和扰动(因为存在两个扰动，所以在式(8)的情况下有五个状态估计增益)。F是反馈增益，并且包括五个反馈增益。
在该式中，观测位置y(n)未被反映到当前采样的电流输出u(n)中。换言之，因为这是估计的观测器格式，所以响应延迟了一个采样。为了补偿这一个采样的延迟，通常使用当前观测器。当前观测器由式(11)表示。这里，y(n)是当前采样的观测位置。
Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) u(n)＝-F·Xh(n)...(11) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B·u(n) 这样，建立了在一个采样中进行一次运算并且改变一次驱动电流的当前观测器。然后，根据该当前观测器，构造二自由度控制系统。
如果将二自由度控制的前馈添加到式(11)，则得到式(12)、式(13)和式(14)。
Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n))...(12) u(n)＝-F·(Xh(n)-CT·r(n))...(13) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B·u(n)...(14) 换言之，与式(11)相比，作为前馈项的(C^T·r(n))被添加到输出u(n)的计算中，如式(13)中所示。式(12)中的C和式(13)中的C^T(C的转置)由下面的式(15)和式(16)给出。
C＝(10000)...(15) 将参照图8中的框图对此进行描述。在计算块52中计算当前采样n中的观测位置y(n)与在前一采样中估计的当前采样中的预测位置C·Xb(n)之间的差，从而产生估计位置误差er[n]。在乘法块54中，将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L，以产生校正值。
在加法块56中，将该校正值与Xb[n](诸如预测位置和预测速度)相加。由此，产生了式(12)中的Xh(n)(诸如当前采样中的估计位置和估计速度)。在正常状态反馈的情况下，将估计状态的估计位置Xh(n)乘以一增益，将估计速度乘以一增益，并确定其总和以产生状态反馈电流。
在该二自由度控制中，仍然使用将估计速度乘以增益得到的值，但是差别在于，在加法块58中计算估计位置Xh(n)和目标位置轨迹r(n)之间的差值，在乘法块60中将该结果乘以反馈增益F，并将所述结果用于状态反馈。换言之，计算了式(13)。
另一方面，在乘法块62和64中以及加法块66中根据当前采样中的估计状态Xh(n)和输出值u(n)，如式(14)中所示地计算下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)。
这里，计算块70用矩阵C^T乘以目标位置轨迹r(n)，并且延迟块68将估计状态Xb(n+1)延迟一个采样。A、B、C、C^T、L和F是位置x、速度v、偏置值b和扰动值d1和d2的矩阵。A、B和L是状态估计增益，F是反馈增益。
在由式(12)、式(13)、式(14)和图8表示的当前观测器中，可以仅通过用式(16)的C^T乘以目标轨迹r(n)并将该结果与正常当前观测器相加来实现二自由度控制。
现在，将描述在采用二自由度控制的控制系统中的上述阶差消除位置轨迹r′(n)。在切换到跟随控制时，式(13)的目标轨迹r(n)是“0”，所以由下面的式(17)给出电流阶差Udiff。
Udiff＝u(n)-u(n-1)...(17) 为了消除采用式(13)的最终输出中的电流阶差，必须满足式(18)。
Udiff＝F·CT·r′(n)...(18) 因此，由下面的式(19)给出电流阶差消除位置轨迹r′(n)。
r′(n)＝-Udiff/(F·CT)...(19) 因此，如果将二自由度当前观测器用于跟随控制，则可以容易地高速计算阶差消除位置轨迹r′(n)。当前观测器可以计算在按照下面的计算顺序开始跟随控制时不会引起电流阶差的输出电流。
首先，根据式(12)计算Xh(n)。接着，在式(13)中，假设r(n)为“0”来计算u(n)。根据该计算出的u(n)和保持电路34的寻道控制的最终电流值u(n-1)，利用式(17)来计算阶差电流值Udiff。接着，利用式(19)来计算电流阶差消除位置轨迹r′(n)的初始值。
假设r(n)为r′(n)，利用式(13)来计算输出电流u(n)，接着利用式(14)来计算Xb(n+1)。
这样，如果采用二自由度当前观测器，则可以输出已经消除了位于切换点的阶差的输出电流。
现在，将描述另一电流阶差消除轨迹。图9示出了二次函数轨迹。在图9中，上面的图示出了加速度相对于时间的特性，中间的图示出了速度相对于时间的特性，下面的图示出了位置相对于时间的特性。该二次函数轨迹是积分了两次的矩形波，并且可以采用图9中的位置轨迹。与图6中的三角形波相比，该二次函数轨迹表现出稍多一些的曲线特性。
图10示出了梯形轨迹。在图10中，上面的图是加速度相对于时间的特性，中间的图是速度相对于时间的特性，下面的图是位置相对于时间的特性。与图6中的三角形波相比，梯形位置轨迹表现出稍多一些的曲线位置特性。
图11是正弦波轨迹。在图11中，上面的图是加速度相对于时间的特性，中间的图是速度相对于时间的特性，下面的图是位置相对于时间的特性。与图6中的三角形波相比，正弦位置轨迹表现出稍多一些的曲线位置特性。
图12示出了SMART轨迹。在图12中，上面的图是加速度相对于时间的特性，中间的图是速度相对于时间的特性，下面的图是位置相对于时间的特性。该SMART轨迹是在上述专利文献1中介绍的改进型正弦波轨迹。与图6中的三角形波相比，SMART轨迹表现出稍多一些的曲线位置特性。
图13示出了SMART-Like轨迹。图13示出了加速度相对于时间的特性，中间的图是速度相对于时间的特性，下面的图是位置相对于时间的特性。该SMART-Like轨迹是在上述专利文献2中介绍的进一步改进的正弦波轨迹，并且与图6中的三角形波相比，SMART-Like轨迹表现出稍多一些的曲线位置特性。
这样，将初始值设置为r′(n)，可以根据所需特性采用各种形式的阶差消除轨迹。
位置控制系统的第二实施例 图14是描述根据本发明第二实施例的位置控制系统的框图，并且用相同的附图标记来表示与图5和图8中的组成元件相同的组成元件。二自由度控制的优点之一是通过相同的结构来实现寻道控制和跟随控制。在本实施例中，采用图5中的基本结构，但是用一个当前观测器来构建寻道控制器24和跟随控制器22。
在图14中，控制器22和24构成一个当前观测器。该当前观测器的结构与图8中所示的相同。计算块52计算当前采样n中的观测位置y(n)与在前一采样中估计的当前采样中的估计位置C·Xb(n)之间的差，从而产生估计位置误差er[n]。
在乘法块54中，将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L，从而产生校正值。在加法块56中，将该校正值与Xb[n](诸如预测位置和预测速度)相加。由此，利用式(12)产生Xh(n)，诸如当前采样中的估计位置和估计速度。
在该二自由度控制中，在加法块58中计算估计位置Xh(n)和目标位置轨迹r(n)之间的差值，在乘法块60中将该结果乘以反馈增益F，并将所述结果用于状态反馈。换言之，计算了式(13)。
另一方面，利用式(14)，根据当前采样中的估计状态Xh(n)和输出值u(n)，在乘法块62和64以及加法块66中计算下一采样(n+1)中的估计状态Xb(n+1)。这里，计算块70用矩阵C^T乘以目标位置轨迹r(n)，并且延迟块68将估计状态Xb(n+1)延迟一个采样。
由式(12)、式(13)、式(14)以及图14表示的当前观测器可以仅通过将目标轨迹r(n)乘以式(16)的C^T并将该结果与正常当前观测器相加来实现二自由度控制。
该位置控制系统还具有目标轨迹产生部44，其根据目标位置(或者移动距离)Lseek来产生目标轨迹r(n)；和电流阶差消除轨迹产生部28，其根据切换之前在采样时的电流值u(n-1)和切换之后在采样时的电流输出值u(n)之间的差，来产生电流阶差消除轨迹r′(n)。该位置控制系统还具有开关46，该开关46根据将寻道控制切换到跟随控制的指令，将目标轨迹产生部44的目标轨迹r(n)切换为电流阶差消除轨迹产生部28的电流阶差消除轨迹r′(n)，并将r′(n)输出到计算块70。
该位置控制系统还具有设定表48，该设定表48根据是寻道控制还是跟随控制，改变同一当前观测器的控制特性。设定表48存储用于寻道控制的状态估计增益Ls和反馈增益Fs以及用于跟随控制的状态估计增益Lf和反馈增益Ff。
在设定表48中，根据从寻道控制到跟随控制的切换指令，在寻道控制的情况下将用于寻道控制的状态估计增益Ls和反馈增益Fs设置在计算块54和60中，而在跟随控制的情况下将用于跟随控制的状态估计增益Lf和反馈增益Ff设置在计算块54和60中。
根据该结构的操作，在寻道控制中，将来自目标轨迹产生部44的目标轨迹r(n)经由开关46输入到计算块70，并从设定表48将用于寻道控制的状态估计增益Ls和反馈增益Fs设置在计算块54和60中。
如图8所示，对式(12)、式(13)和式(14)进行了计算，计算输出电流值u(n)，并驱动受控物40(1，3)。
当稳定判断部26(见图5)判断出位置误差e满足预定的稳定判断条件(例如，零)时，稳定判断部26判断出对象到达目标位置附近，并将寻道控制切换为跟随控制。换言之，根据设定表48将用于跟随控制的状态估计增益Lf和反馈增益Ff设置在计算块54和60中。
如图8所示，阶差消除轨迹产生部28对式(19)进行计算以产生阶差消除轨迹r′(n)，并切换开关46。如图8所示，对式(12)、式(13)和式(14)进行计算，计算输出电流值u(n)，并驱动受控物40(1，3)。
这样，利用也用于寻道的二自由度当前观测器，可以通过更简单的结构实现寻道控制、跟随控制和阶差消除控制。
另外，如果在将寻道控制切换为跟随控制的时间点处用位置误差y(n)来替换式(12)的估计状态Xb(n)中的估计位置，则可以更精确地消除阶差。换言之，进行设置，以使得在将寻道控制切换到跟随控制之后采样中的估计位置误差立即变成“0”。
现在，将描述采用实际的2.5英寸磁盘装置进行的实验的示例。图15是没有消除电流阶差的传统位置控制系统中的电流波形和位置的特性图，图16是消除了电流阶差的根据本发明的控制系统中的电流波形和位置的特性图。
图15和图16都从上向下地示出了寻道时间、电流波形和位置误差波形。这里，位置误差在±1的范围内重复。在图15中，在寻道控制被切换为跟随控制时，在寻道波形中可以看到电流阶差CST，而在图16中，在寻道波形中没有看到电流阶差。
如上所述，在现有技术中，从图15中可看出，电流阶差的产生会引起噪声。另外，在从寻道控制切换为跟随控制的情况下对位置和速度的限制严格。然而，如果采用本发明的解决电流阶差的装置，则可以防止噪声的产生，条件可以更宽松，并且与现有技术相比，可以在距目标位置更远的位置以更快的速度切换到跟随控制。结果，与图15中示出的情况相比，可以进一步减少寻道时间。
位置控制系统的第三实施例 图17是描述根据本发明第三实施例的位置控制系统的框图，并且用相同的附图标记来表示与图5、图8和图14中的组成元件相同的组成元件。根据式(13)到(19)，基于电流阶差Udiff来产生阶差消除轨迹r′(n)，但是可以提供电流阶差自身作为电流轨迹。换言之，将式(14)变换为下面的式(20)，利用电流提供阶差消除轨迹。
u(n)＝-F·Xh(n)+Uff(n)...(20) 在图17中，控制器22和24构成一个当前观测器。该当前观测器的结构与图8所示的结构相同。在计算块52中计算当前采样n中的观测位置y(n)与在前一采样中估计的当前采样中的预测位置C·Xb(n)之间的差，以产生估计位置误差er[n]。
在乘法块54中，将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L，以产生校正值。在加法块56中，将该校正值与Xb[n](诸如预测位置和预测速度)相加。由此，利用式(12)产生了Xh(n)，诸如当前采样中的估计位置和估计速度。
在该二自由度控制中，在加法块58中计算估计位置Xh(n)和目标位置轨迹r(n)之间的差值，在乘法块60中将该结果乘以反馈增益F，并将该结果用于状态反馈。换言之，计算了式(13)。
另一方面，利用式(14)，根据当前采样中的估计状态Xh(n)和输出值u(n)，在乘法块62和64以及加法块66中计算下一采样(n+1)中的估计状态Xb(n+1)。这里，计算块70将目标位置轨迹r(n)乘以矩阵C^T，并且延迟块68将估计状态Xb(n+1)延迟一个采样。
由式(12)、式(13)、式(14)以及图17表示的当前观测器可以仅通过将目标轨迹r(n)乘以式(16)的C^T并将该结果与正常当前观测器相加来实现二自由度控制。
该位置控制系统还具有目标轨迹产生部44，其根据目标位置(或者移动距离)Lseek来产生目标轨迹r(n)；和电流阶差消除轨迹产生部28-1，其根据切换之前在采样时的电流值u(n-1)和切换之后在采样时的电流输出值u(n)，来计算阶差电流值，并使用该阶差电流值作为初始值来产生阶差消除电流轨迹Uff(n)。
该位置控制系统还具有开关46，根据将寻道控制切换到跟随控制的指令，切断目标轨迹产生部44的目标轨迹r(n)的输入；开关72，切换到电流阶差消除轨迹产生部28-1的阶差消除电流轨迹Uff(n)并将Uff(n)输出到加法块74。
该位置控制系统还具有设定表48，该设定表48根据是寻道控制还是跟随控制，改变同一当前观测器的控制特性。设定表48存储用于寻道控制的状态估计增益Ls和反馈增益Fs以及用于跟随控制的状态估计增益Lf和反馈增益Ff。
在设定表48中，根据从寻道控制到跟随控制的切换指令，在寻道控制的情况下将用于寻道控制的状态估计增益Ls和反馈增益Fs设置在计算块54和60中，而在跟随控制的情况下将用于跟随控制的状态估计增益Lf和反馈增益Ff设置在计算块54和60中。
根据该结构的操作，在寻道控制中，将来自目标轨迹产生部44的目标轨迹r(n)经由开关46输入到计算块70，并从设定表48将用于寻道控制的状态估计增益Ls和反馈增益Fs设置在计算块54和60中。
如图8所示，对式(12)、式(13)和式(14)进行了计算，计算输出电流值u(n)，并驱动受控物40(1，3)。
当稳定判断部26(见图5)判断出位置误差e满足预定的稳定判断条件(例如，零)时，稳定判断部26判断出对象到达目标位置附近，并将寻道控制切换为跟随控制。换言之，从设定表48将用于跟随控制的状态估计增益Lf和反馈增益Ff设置在计算块54和60中。
如图8所示，阶差消除轨迹产生部28计算式(17)以产生阶差消除位置轨迹Uff(n)，并切换开关46和72。图18是描述电流轨迹Uff(n)的图。产生这样的电流轨迹Uff(n)，其初始值是式(17)的计算结果并且例如在10个采样内变为“0”。这里，采用了三角形波，但是就像上述位置轨迹的情况那样，也可以采用其他轨迹，例如二次函数轨迹。
另外，如图8和图14所示，计算了式(12)、式(20)和式(14)，计算输出电流值u(n)，并驱动受控物40(1，3)。
这样，也可以通过提供电流轨迹而不是位置轨迹来实现本发明。通过同样利用用于寻道控制的二自由度当前观测器，可以用更简单的结构实现寻道、跟随和阶差消除控制。
位置控制系统的第四实施例 图19是描述本发明的位置控制系统的第四实施例的框图，其中仅示出了当前观测器。根据本实施例，在采样伺服控制中，由于计算时间和模拟驱动电路的延迟，从采样时间到输出产生了延迟。这意味着产生了输出延迟。
在本实施例中，示出了考虑了输出延迟的当前观测器的结构。因此，可将该二自由度当前观测器应用于图5和图8中的跟随控制器以及图14和图17中的寻道和跟随共用的结构。
首先，以与式(9)相同的方式确定从采样时间n延迟(提前)了Td的时间处的状态变量X，然后将其表示为下面的式(21)。
X(n+Td/T)＝Ad·X(n)+Bd·u(n-1)...(21) 如果就像式(2)那样将式(21)表示为致动器模型，则其被表示为式(22)。在式(22)中，通过将作为时间单位的Td除以采样周期T，从而将Td转换成采样计数n。
由下面的式(23)给出始终是常量的稳定状态偏置b。
b(n+Td/T)＝b(n)...(23) 可以根据式(5)以与式(6)和(7)相同的方式对其他扰动模型进行变换。对于这种变换，使用z变换。如果将当前观测器的上述的式(10)与上式组合，则可建立下面的式(24)。
Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) Xh(n+Td/T)＝Ad·Xh(n)+Bd·u(n-1) u(n)＝-F·Xh(n+Td/T)...(24) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B1·u(n)+B2·u(n-1) 在式(24)中，Xh(n)是当前采样n的估计状态，Xh(n+Td/T)是从当前采样n提前了Td的估计状态。
在式(24)中，确定当前采样n的估计状态Xh(n)，然后基于当前采样n的估计状态Xh(n)和前一采样的输出值u(n-1)来计算考虑了延迟的提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)。
这里，为了估计下一采样的状态，通常如式(11)所示地使用当前采样的输出u(n)，但是在该示例(该示例为在一个采样中输出一次的单速率控制)中，在采样时间点不计算u(n)。因此，使用在前一采样中已计算出的输出u(n-1)，并计算提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)。基于计算出的提前了时间Td的状态Xh(n+Td/T)，计算当前采样n的输出u(n)。
对于下一采样的估计状态Xb(n+1)，与式(10)不同，对于式(24)使用u(n)和u(n-1)。这里，由下面的式(25)给出式(24)的估计状态Xb(n+1)的位置x(n+1)和速度v(n+1)。
式(25)中u(n)的系数是式(24)中的B1，并且式(25)中u(n-1)的系数是式(24)中的B2。
如果将二自由度控制的前馈添加到式(24)，则得到式(26)。换言之，与式(24)相比，作为前馈项的(C^T·r(n))被添加到Xh(n+Td/T)的计算中。
Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) Xh(n+Td/T)＝Ad·(Xh(n)-CT·r(n))+Bd·u(n-1) u(n)＝-F·Xh(n+Td/T)...(26) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B1·u(n)+B2·u(n-1) 在此情况下，根据传统二自由度控制的式(13)，将前馈项直接添加到输出u(n)的计算式中。然而，如果这样使用，则在不同的采样时间点从Xh(n+Td/T)减去(C^T·r(n))，这使得计算序列复杂并且使得高速计算困难。此外，状态估计序列变化，从而保持整个系统的稳定性会变得困难。
因此，在相同的采样时间点将前馈项(C^T·r(n))添加到Xh(n)，并且计算在提前状态下的Xh(n+Td/T)。
另外，将式(26)中的第二个表达式代入第三个表达式以简化式(26)，得到下面的式(27)。
Xh(n)＝Xb(n)+L(y(n)-C·Xb(n)) u(n)＝-F·Ad·(Xh(n)-CT·r(n))-F·Bd·u(n-1)...(27) Xb(n+1)＝A·Xh(n)+B1·u(n)+B2·u(n-1) 图19是将式(27)模块化后的框图。用相同的附图标记来表示与图8、图14和图17中的组成元件相同的组成元件。如图19所示，载入当前采样n中的观测位置(位置误差)y(n)，在计算块52中计算在前一采样中估计的当前采样中的预测位置C·Xb(n)与观测位置y(n)之间的差，并且产生估计位置误差er[n]。在乘法块54中将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L，以产生校正值。
在加法块56中，将该校正值与当前采样的估计状态Xb[n](诸如预测位置和预测速度)相加。由此，产生了式(27)中的当前采样的估计状态Xh(n)，诸如估计位置和估计速度。
在二自由度控制中，在加法块58中计算估计状态(位置)Xh(n)和目标位置轨迹r(n)之间的差值，并在乘法块76中将该结果乘以系数矩阵-F·Ad。另一方面，在乘法块78中将被延迟块82延迟了的一个采样前的输出u(n-1)乘以系数矩阵-F·Bd。在加法块80中将该结果与乘法块76的结果相加，以计算式(27)中的第二个表达式的输出值u(n)。
另一方面，基于当前采样的估计状态Xh(n)、输出值u(n)以及被延迟块34延迟的前一采样的输出值u(n-1)，在乘法块62、64-1和64-2以及加法块66中，按式(27)的第三个表达式所示地计算下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)。
在延迟块68中延迟下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)，并且在乘法块50中，将延迟块68的输出乘以C，以计算当前采样中的估计位置x(n)。
如上所述，在该用于防止越程(overrun)的二自由度控制系统中，考虑了二自由度控制的输出延迟(计算延迟和驱动放大器、D/A转换器等的硬件延迟)，并且计算从采样时间点提前了一延迟量的Td的估计状态，然后基于该估计状态计算输出，因此，即使在计算期间状态从采样时间点起有了改变，也可防止输出延迟的影响，因此可以进行高度精确的位置控制，并可防止越程。
此外，因为在相同的采样时间计算二自由度项，所以可以防止计算序列变得复杂，并且可以高速进行计算。此外，可以遵从状态估计序列，因而可以保持整个系统的稳定性。
位置控制系统的第五实施例 图20是描述根据本发明第五实施例的二自由度位置控制系统的框图。多速率控制在一个采样中改变电流两次或三次。改变两次被称为“双重多速率结构”，改变三次被称为“三重多速率结构”。
多速率控制具有用于以单速率估计状态的单速率状态估计以及用于以多速率估计状态的多速率状态估计。在这两种情况下，在一个采样中都要按u(n)和u(n+0.5)计算并改变电流两次。
首先，将描述单速率状态估计的多速率控制。在多速率控制中，在一个采样中输出作为u(n)和u(n+0.5)的电流输出值。因此，基本上将式(26)计算了两次。换言之，执行了下面的式(28)和式(29)。
换言之，计算第一式(28)来计算输出u(n)和下一状态Xb(n+0.5)。式(28)与式(26)基本相同，但是因为电流在一个采样中改变两次，所以使用u(n-1)和u(n-0.5)来计算Xh(n+Td/T)和Xb(n+0.5)。
如式(29)所示，将采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)假定为式(28)中的估计状态Xb(n+0.5)，并且像式(28)的情况那样，使用目标轨迹r(n+0.5)来计算输出u(n+0.5)和下一状态Xb(n+1)。
这里，式(28)和式(29)中的系数B 1、B2和B3取决于添加了延迟的Td与T/2(＝n+0.5)的比较，并且如果Td＜T/2，则由下面的式(30)确定。
在0≤Td＜T/2的情况下， 另一方面，如果T/2＜Td＜T，则系数B1、B2和B3由下面的式(31)确定。
在T/2＜Td＜T的情况下， 换言之，式(30)和(31)的u(n)的系数是式(28)和(29)的B1，u(n-0.5)的系数是B2，并且u(n-1)的系数是B3。因此，如果Td＜T/2，则系数B3为“0”，而如果T/2＜Td，则B1为“0”。
现在将描述多速率状态估计的多速率控制。在该多速率控制中，在一个采样中也输出电流输出值u(n)和u(n+0.5)。因此，在多速率状态估计中，基本上对式(24)也计算两次。换言之，执行下面的式(32)和(33)。
首先，为了计算输出u(n)和下一状态Xb(n+0.5)，对式(32)进行计算。该式(32)与式(26)基本相同，但是电流在一个采样中改变两次，因此使用u(n-1)和u(n-0.5)来计算Xh(n+Td/T)和Xb(n+0.5)。通过(y(n)-C·Xb(n))对估计位置误差e(n)进行单独计算。
如式(33)所示，根据将式(32)中的e(n)乘以L2时得到的值，将采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)校正为式(32)中的估计状态Xb(n+0.5)。此外，像式(33)那样，使用目标轨迹r(n+0.5)，计算输出u(n+0.5)和下一状态Xb(n+1)。
这里，式(32)和式(33)中的系数B1、B2和B3取决于添加了延迟的Td与T/2(＝n+0.5)的比较，并且如果Td＜T/2，则系数B1、B2和B3由式(30)确定，如果T/2＜Td，则系数B1、B2和B3由式(31)确定。
与式(28)和式(29)中的单速率状态估计的差异在于使用将式(32)中的e(n)乘以L2时得到的值，将采样(n+0.5)的估计状态Xh(n+0.5)校正为式(32)中的估计状态Xb(n+0.5)，如式(33)所示。这样，就像第一次那样，多速率状态估计用在采样时观测到的位置误差来校正第二估计状态。
如果将式(32)和式(33)中的Xh(n+Td/T)和Xh(n+0.5+Td/T)代入式(32)和式(33)中的其他表达式，则可将式(32)和式(33)变换成下面的式(34)。
在式(34)中，将式(32)的Xh(n+Td/T)整合到对式(32)的u(n)的计算中，并且将式(33)的Xh(n+0.5+Td/T)整合到对式(33)的u(n+0.5)的计算中。随着表达式的数量减少，计算时间自然减少，并且响应变得更快。
当式(34)中L2为“0”时，这表示在式(28)和式(29)中描述的单速率状态估计式，当L2不为“0”时，这表示多速率状态估计式。
图20是将式(34)模块化的框图。图20的结构基本上是串联的两个图19中的结构。如图20所示，载入当前采样n中的观测位置(位置误差)y(n)，在计算块52-1中计算在前一采样中估计的当前采样中的预测位置C·Xb(n)与观测位置y(n)之间的差，以产生估计位置误差er[n]。在乘法块54-1中，将该估计位置误差er[n]乘以估计增益L1，以产生校正值。
在加法块56-1中，将该校正值与当前采样的估计状态Xb[n](诸如预测位置和预测速度)相加。由此，产生了式(34)中的当前采样的估计状态Xh(n)，诸如估计位置和估计速度。
在该二自由度控制中，在加法块58-1中计算估计状态(位置)Xh(n)和目标位置轨迹r(n)之间的差值，并在乘法块76-1中将该结果乘以系数矩阵-F·Ad。另一方面，在乘法块78-2中将输出u(n-1)乘以系数矩阵-F·Bd2，并在乘法块78-1中将输出u(n-0.5)乘以系数矩阵-F·Bd1。在加法块80-1中将三个乘法块76-1、78-1和78-2的输出相加，从而得到式(34)中的第三个表达式的输出值u(n)。
另一方面，在加法块66-1中，按照式(34)中的第四个表达式通过将以下值相加来计算下一采样(n+0.5)的估计状态Xb(n+0.5)在乘法块62-1中将当前采样的估计状态Xh(n)乘以系数矩阵A时得到的值、在乘法块64-1中将输出值u(n)乘以系数矩阵B1时得到的值、在乘法块64-3中将输出值u(n-0.5)乘以系数矩阵B2时得到的值、以及在乘法块64-2中将在延迟块82-1中被延迟的前一采样的输出值u(n-1)乘以系数矩阵B3时得到的值。
然后，在乘法块54-2中将在计算块52中计算出的估计位置误差er[n]乘以估计增益L2，以产生校正值。在加法块56-2中，将该校正值与当前采样的估计状态Xb[n+0.5](诸如预测位置和预测速度)相加。由此，产生了式(34)中的当前采样的估计状态Xh(n+0.5)，诸如估计位置和估计速度。
在多速率控制中，在加法块58-2中计算估计状态(位置)Xh(n+0.5)和目标位置轨迹r(n+0.5)之间的差值，并在乘法块76-2中将该结果乘以系数矩阵-F·Ad。
另一方面，在乘法块78-4中将输出u(n-0.5)乘以系数矩阵-F·Bd2，并在乘法块78-3中将输出u(n)乘以系数矩阵-F·Bd1。在加法块80-2中将三个乘法块76-2、78-3和78-4的输出相加，从而得到式(34)中的第六个表达式的输出值u(n+0.5)。
另一方面，在加法块66-2中，按照式(34)中的第七个表达式通过将以下值相加来计算下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)在乘法块62-2中将当前采样的估计状态Xh(n+0.5)乘以系数矩阵A时得到的值、在乘法块64-4中将输出值u(n+0.5)乘以系数矩阵B1时得到的值、在乘法块64-6中将输出值u(n)乘以系数矩阵B2时得到的值、以及在乘法块64-5中将在延迟块82-2中被延迟的前一采样的输出值u(n-0.5)乘以系数矩阵B3时得到的值。
在延迟块68中，下一采样(n+1)的估计状态Xb(n+1)被延迟，并且在乘法块50-1中，将延迟块68的输出乘以C以计算当前采样的估计位置x(n)。
这样，在相同的采样时间计算二自由度控制项，因此在该多速率控制中可以防止计算序列变得复杂，并且可以以高速进行计算。此外，可以遵从状态估计序列，从而可以保持整个系统的稳定性。
在图20的块中，如果将乘法块54-2中的L2设置为“0”，则其变成单速率状态估计的结构，因此图20的结构可用于单速率状态估计和多速率状态估计两者。
在这种情况下，图5中描述的目标轨迹产生部44每0.5个采样时间产生目标轨迹r。换言之，产生了r(n)和r(n+0.5)。按照相同的方式，上述电流阶差消除轨迹产生部28每0.5个采样时间也产生电流阶差消除轨迹r′。换言之，产生了r′(n)和r′(n+0.5)。
其他实施例 在以上实施例中，使用磁盘装置的头定位装置的示例描述了位置控制，但是可将本发明应用于其他盘装置，诸如光盘装置。虽然考虑了扰动模型，但是还可将本发明应用于不考虑扰动模型时的情况。
使用这些实施例描述了本发明，但是可以在本发明的实质性特征范围内以各种方式对本发明进行修改，并且不应将这些变型排除在本发明的范围之外。
当寻道控制被切换为跟随控制时，根据电流值u(n)和u(n-1)之间的差来计算阶差的量的电流值Udiff，并将用于抵消该计算值的目标位置轨迹(或者目标电流轨迹)提供给跟随控制，从而消除了输出电流的电流阶差。在由二自由度控制系统构建的跟随控制中，提供目标位置轨迹作为二自由度位置控制系统中的目标位置，因此不输入多余的扰动，并且控制系统不受影响。另外，通过采用该电流阶差消除结构，切换条件可以更宽松，并且与现有技术相比，可以在距离目标位置更远的位置以更快的速度切换到跟随控制。结果，可以进一步减少寻道时间。
本申请基于并要求于2006年9月28日提交的第2006-264679号在先日本专利申请的优先权，通过引用将其全部内容合并于此。
权利要求
1.一种寻道控制方法，用于利用致动器来执行使对象到达目标位置的寻道控制，所述方法包括以下步骤
基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置来计算位置误差的步骤；
根据所述位置误差执行寻道控制的步骤；以及
当检测出到达所述目标位置附近时切换到跟随控制并执行所述跟随控制的步骤，
其中，执行所述跟随控制的步骤还包括
根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹的步骤；以及
根据所述目标轨迹和所述位置误差基于二自由度当前观测器控制来执行所述跟随控制的步骤。
2.根据权利要求1所述的寻道控制方法，其中，产生所述目标轨迹的步骤包括以下步骤
基于所述二自由度当前观测器控制计算在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流的步骤；以及
根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与所计算的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹的步骤。
3.根据权利要求1所述的寻道控制方法，其中，执行所述寻道控制的步骤包括基于所述二自由度当前观测器控制根据到所述目标位置的位置轨迹来计算所述控制电流的步骤。
4.根据权利要求1所述的寻道控制方法，其中，基于所述二自由度当前观测器控制执行所述跟随控制的步骤包括以下步骤
基于与所述当前观测器的当前采样的估计位置的估计位置误差来校正所述当前采样的估计位置的步骤；
计算经校正的估计位置与所述当前采样的目标轨迹之间的差的步骤；
基于所述差来计算所述致动器的输出值的步骤；以及
基于经校正的估计位置和所述当前采样的输出值来计算用于计算下一输出值的估计位置的步骤。
5.根据权利要求1所述的寻道控制方法，其中，产生所述目标轨迹的步骤包括计算在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差的步骤。
6.根据权利要求1所述的寻道控制方法，其中，产生所述目标轨迹的步骤包括以下步骤
计算在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差的步骤；以及
根据所述差来产生目标位置轨迹的步骤。
7.一种介质存储装置，所述介质存储装置包括
头，至少用于读取存储介质的数据；
致动器，用于将所述头定位到所述存储介质的预定位置；以及
控制单元，根据基于所述头的目标位置和从所述头获取的当前位置的位置误差来执行寻道控制，当检测出到达所述目标位置附近时切换到跟随控制，并执行所述跟随控制，
其中，所述控制单元根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹，并且根据所述目标轨迹和所述位置误差基于二自由度当前观测器控制来执行所述跟随控制。
8.根据权利要求7所述的介质存储装置，其中，所述控制单元基于所述二自由度当前观测器控制来计算在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流，并根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与所计算出的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹。
9.根据权利要求7所述的介质存储装置，其中，所述控制单元基于所述二自由度当前观测器控制根据到所述目标位置的位置轨迹来计算控制电流并进行寻道控制。
10.根据权利要求7所述的介质存储装置，其中，所述控制单元基于与所述当前观测器的当前采样的估计位置的估计位置误差来校正所述当前采样的估计位置，计算经校正的估计位置与所述当前采样的目标轨迹之间的差，基于所述差来计算所述致动器的输出值，并基于经校正的估计位置和所述当前采样的输出值来计算用于计算下一输出值的估计位置。
11.根据权利要求10所述的介质存储装置，其中，所述控制单元基于一个采样前的输出值和所述差来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置，基于经提前的所述估计位置计算到所述致动器的输出值，并基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值和一个采样前的输出值来计算用于计算下一输出值的估计位置。
12.根据权利要求7所述的介质存储装置，其中，所述控制单元计算在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差。
13.根据权利要求7所述的介质存储装置，其中，所述控制单元计算在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差，并根据所述差来产生目标位置轨迹。
14.一种寻道控制装置，用于利用致动器来执行使对象到达目标位置的寻道控制，所述寻道控制装置包括
块，基于所述对象的目标位置和所述对象的当前位置来计算位置误差；
控制单元，根据所述位置误差执行寻道控制，当检测出到达所述目标位置附近时切换到跟随控制，并执行所述跟随控制，
其中，所述控制单元根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹，并且根据所述目标轨迹和所述位置误差基于二自由度当前观测器控制来执行所述跟随控制。
15.根据权利要求14所述的寻道控制装置，其中，所述控制单元基于所述二自由度当前观测器控制来计算在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流，并且根据在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与所计算的所述跟随控制的控制电流之间的差来产生目标轨迹。
16.根据权利要求14所述的寻道控制装置，其中，所述控制单元基于所述二自由度当前观测器控制根据到所述目标位置的位置轨迹来计算所述控制电流。
17.根据权利要求14所述的寻道控制装置，其中，所述控制单元基于与所述当前观测器的当前采样的估计位置的估计位置误差来校正所述当前采样的估计位置，计算经校正的估计位置与所述当前采样的目标轨迹之间的差，基于所述差来计算所述致动器的输出值，并基于经校正的估计位置和所述当前采样的输出值来计算用于计算下一输出值的估计位置。
18.根据权利要求17所述的寻道控制装置，其中，所述控制单元基于一个采样前的输出值和所述差来计算从采样时间点提前了预定时间的估计位置，基于经提前的所述估计位置来计算到所述致动器的输出值，并基于经校正的估计位置、所述当前采样的输出值和一个采样前的输出值来计算用于计算下一输出值的估计位置。
19.根据权利要求14所述的寻道控制装置，其中，所述控制单元计算在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差。
20.根据权利要求14所述的寻道控制装置，其中，所述控制单元计算在所述切换之前的所述寻道控制的控制电流与在所述切换之后的所述跟随控制的控制电流之间的差，并根据所述差来产生目标位置轨迹。
全文摘要
本发明公开了一种寻道控制方法、寻道控制装置和介质存储装置。在基于执行二自由度控制的当前观测器控制的寻道控制装置中，防止了在寻道控制切换到跟随控制时产生电流阶差。当寻道控制切换到跟随控制时，电流阶差消除轨迹产生部基于电流值u(n)和u(n-1)之间的差计算阶差的量的电流值Udiff，并将用于抵消该计算值的目标位置轨迹r′(n)(或目标电流轨迹)提供给跟随控制器。因此，消除了输出电流的电流阶差。
文档编号G11B21/08GK101154424SQ200710104838
公开日2008年4月2日 申请日期2007年5月22日 优先权日2006年9月28日
发明者高石和彦 申请人:富士通株式会社