高倍速光盘驱动器的制作方法

专利名称：：高倍速光盘驱动器的制作方法
技术领域：
：本发明涉及光盘驱动器的再生技术。
背景技术：
：本发明的应用范围不限于Blu-myDisc(BD)，但是在以下的说明中以BD为前提，另外，用语也以在BD中使用的用语作为基础。以BD为代表的现行的大部分光盘装置，为了抑制作为其光源来使用的激光二极管产生的噪声而采用高频叠加法(high-frequencymodulationmethod)。该技术在非专利文献1中被公开，另外，因为在本领域技术人员间公知，所以在以下的记述中仅叙述必要的事项，不详述除此以外的内容。当由光盘反射的激光入射到振荡中的激光二极管时，作为振荡状态不稳定的结果，产生显著的激光噪声。为避免这点而使用了高频叠加法。因为在激光二极管的驱动信号上叠加高频信号来使激光器脉冲发光，所以将其称为高频叠加法。发光波形如图2所示，交替地重复发光和消光。这里，激光脉冲的间隔(调制周期)和与其相对的发光期间的比例(占空比duty),是为使激光噪声达到最小而被调整的参数。即，选择频率和占空比，以使由光盘反射来的激光脉沖在激光器振荡中不入射到激光二极管。因为激光器的发光波形是图2那样的形状，所以假定基于再生用的光电二极管以及电流电压变换放大器的带宽限制都没有时，再生信号波形成为图3所示那样的形状。以后，把这样的由再生脉冲列组成的信号称为脉冲再生信号。这里，图3中的虚线是假定以与高频叠加时的激光脉冲的峰值相同的输出使激光器连续振荡时得到的再生，信号波形。即，脉冲再生信号的上侧包络线的形状成为基于连续光的再生波形。因此，通过包络线检波(envelopedetection),即通过使脉冲再生信号通过具有比叠加的高频电流的频率充分低的截止频率的低通滤波器，能够得到希望的再生波形。在现行的光盘装置中，通过由光电检测器和电流电压变换放大器组成的系统以及模拟均衡器(analogequalizer)的3带宽限制，实现了这点。图6(粗实线)表示脉冲再生信号的频谱的一例。叠加的高频信号的频率是400MHz，脉冲的占空比是0.2。位于直流附近的成分是连续再生信号。另外，因为把再生信号脉冲化是振幅调制的一种，所以观察叠加的高频信号的辉线语和在其附近被调制的再生信号成分。因此，以下在本说明书中把叠加的高频信号简称为载波(carrier)。作为载波频率的一例，在BD的情况下，400MHz左右是标准的。这只是由再生光学系统的光路长度所决定的，所以认为装置间没有大的差别。如果线记录密度一定，则通过光盘的转动速度来限制光盘的再生速度。另外，可实现的最大光盘转动速度受光盘强度限制，在直径12cm的聚碳酸酯(poly-carbonate)制的光盘的情况下,约为1OOOOrpm(revolutionsperminute)。因为在这以上的转速下，光盘被损坏的可能性高，这在本领域技术人员间是公知的。因此，可用BD实现的最大倍速估计为约12倍速。在2007年的现在，作为实用化的最大再生速度的民用光盘驱动器有BD的6倍速驱动器。非专利文献1「光学」第14巻5号、377—383頁当提高再生倍速时，当然再生信号带宽变宽。在BD的情况下，再生信号带宽的上限大体与2T标记-2T间隔(T:通道时钟周期)的重复信号频率相同，是通道时钟的1/4。因此，在1倍速下达到16.5MHz,在8倍速下达到D2MHz，在12倍速下达到198MHz。即，如果成为8倍速以上，则再生信号带宽的上限和载波频率相当接近。图4表示一般的光盘的信号处理系统的结构例。用拾取器(pick-up)102再生光盘101而得的信号，在用模拟均衡器103均衡后，通过AD变换器109变换为数字信号。然后，使用PLL(phaselockedloop)110使输入的再生信号的时钟与再生系统的通道时钟(AD变换器的采样时钟)同步，在用自适应均衡器106进行自适应均衡后，通过维特比解码器107解码为位流(bitstream)。此外，各元件的动作的细节对本领域技术人员来说是公知的，所以不详细叙述。当不使载波振幅充分衰减时，在载波频率比通道时钟频率即采样速度的1/2高的情况下，在用AD变换器把再生信号变换为数字信号时引起混淆(aliasing)。一般，当引起混淆时，被数字化了的信号不再现原来的模拟信号，所以以后的信号处理的结果不正确。因此，通常在输入AD变换器前需要使载波信号的电平(level)充分衰减。图5表示用记录型光盘驱动器进行记录时的发光波形的一例。在光盘中，因为通过使用激光加热记录膜来进行记录，所以投入记录膜的热量、即发光波形的控制十分重要。例如，发光脉沖的上升以及下降时间(上升时间risingtime，下降时间fallingtime)、过冲(over-shoot)的程度等对记录性能造成影响。发光波形大体由驱动激光二极管的电流的波形决定。通常，通过激光驱动器驱动在光盘驱动器上装载的激光二极管。在激光驱动器和激光二极管之间通过信号传输线路连接，该传输线路的传输特性对驱动信号波形造成影响。例如，通过脉冲的过冲所形成的细而高的波形，因为控制该形状困难，所以一般希望不发生过冲。在超过需要地扩宽传输线路的带宽时有容易产生过冲的倾向。因此，连接激光二极管和激光驱动器之间的传输线路的带宽不应该超过需要地扩展。如上所述，假定载波频率一定而提高再生倍速(readspeed)时，再生信号的带宽的上端与载波频率接近。其结果，难以通过由光电^r测器和电流电压变换放大器组成的系统以及模拟均衡器的带宽限制来分离两者。图6表示由8倍速中的脉冲再生信号频谱和电流电压变换放大器组成的系统以及模拟均衡器的带宽限制的例子。条件是，载波频率为400MHz、脉沖占空比为0.2。另外，假定光电检测器的带宽为200MHz、衰减特性为二阶的巴特沃思(Butterworth)。假定模拟均衡器的带宽以及衰减特性分别为264MHz、七阶的巴特沃思。图6中的粗曲线表示脉沖再生信号频谱，细实线表示模拟系统的带宽限制。脉冲再生信号频谱中位于直流附近的成分是连续再生信号。另外，因为将再生信号脉冲化是振幅调制的一种，所以有叠加的高频信号的辉线镨(line-likespectrum)、和在其附近被调制的再生信号成分。当不使该载波辉线i普充分衰减时，因为载波频率比信道时钟(在当前情况下是528MHz)即采样速度的1/2高，所以在用AD变换器把再生信号变换为数字信号时发生混淆。但是，通过提高再生倍速，当再生信号的带宽的上端与载波频率接近时，难以通过由光电检测器和电流电压变换放大器组成的系统以及模拟均衡器的带宽限制分离两者。在当前情况下，因为模拟系统的载波的衰减量是37dB，所以通过模拟系5统后剩余的载波的强度大到比得上再生信号谱强度。即，无法分离再生信号和载波。因为再生信号带宽的上端与载波频率接近，所以难以将两者分离，所以考虑通过提高载波频率使分离容易。但是，为提高载波频率，激光驱动器和激光二极管之间的带宽也需要扩宽到与载波频率相符的带宽。但是，由于上述理由，这有可能对记录性能造成恶劣影响。
发明内容为解决上述课题，基于本发明的光盘驱动器具有装备了数字低通滤波器的数字信号处理系统。另外，具有变更对光源进行脉沖调制时的载波频率的单元。另外，具有模拟均衡器。即，本发明的光盘驱动器的特征在于，具有光源、对光源进行脉冲调制的单元、模拟带宽限制单元、AD变换器、使用AD变换器的输出的数字PLL、数字低通滤波器和维特比解码器，光源的脉沖调制的频率比AD变换器的釆才羊频率的1/2大，比从采样频率中减去再生信号带宽后的频率小。根据本发明，不大幅度地提高载波频率，另外不追加特别的硬件，就能够实现高倍速光盘驱动器。另外，因为不需要大幅度提高载波频率，所以容易取得与记录系统的整合。图1是说明实施本发明的情况下的载波频率和通道时钟频率、再生信号带宽的关系的图。图2是通过高频叠加而被脉冲化了的读出光的波形的示意图。图3是由光盘反射的脉冲光的示意图。图4是说明一^L的光盘驱动器的再生信号处理系统的图。图5是表示记录时的发光图形的例子的图。图6是表示载波和再生信号的分离困难的例子的图。图7是表示实施本发明时必要的再生系统的结构例的图。图8是表示在实施本发明时必要的再生系统中，在数字低通滤波器中使用自适应均衡器的例子的图。图9是表示载波的混淆在自适应均衡器的衰减域中的情况下的再生信号6模拟结果的图。图10是表示载波的混淆在再生信号带宽内的情况下的再生信号模拟结果的图。图11是表示实施本发明的光盘驱动器的结构例的图。图12是说明最高IO倍速的CAV模式再生时的载波频率的设定例的图。符号说明1再生信号带宽，2FIR滤波器振幅传递特性，5数字低通滤波器，6PLL电路，7自适应均衡器，101光盘，102拾取器，103模拟均衡器，106自适应均纟lf器，107维特比解码器，108固件，109AD变换器，110PLL,111激光驱动器，112模拟前端IC,113组合LSI具体实施例方式图1表示实施本发明的一例。图1表示适合于解决上述问题的载波频率的条件。这里，fHF、fdk、frr分别表示载波频率、通道时钟频率、再生信号带宽上端频率。另外，图1中l表示再生信号带宽，2示意性地表示数字低通滤波器的振幅传递特性。另夕卜，在图1中，一起示意性地用带有箭头的射线表示载波的辉线谱3、以及通过采样而产生的混淆信号的辉线谱4。如图l所示，通过把载波频率置于用下式(1)指定的范围内，能够解决上述问题。fclk/2^f*HF<fclff2T(1)此时，在信号处理系统的结构中，以包含具有低通特性的数字低通滤波器(均衡器)为前提。图7表示那样的信号处理系统的例子。在该例中，在AD变换器109之后紧接着配置数字低通滤波器5，使用其输出在PLL电路6中进行PLL的相位比较。这里，所谓PLL电路，是在PLL的结构元件中汇集了相位比较器、环路滤波器、压控振荡器(VCO)的电路。此外，载波频率满足基于高频叠加法的激光噪声抑制条件(通过从拾取器内的激光二极管到光盘的光学距离决定)是当然的。当在由式(1)指定的范围内设定载波频率时，因为它比通道时钟频率的1/2高，所以引起混淆。简单地说明该种情况，因为载波频率信号是正弦波，所以其相位随时刻t以27lfHFt增加，与之对应，因为以通道时钟频率(相位以2兀fdkt增加)对其采样，所以对载波采样的相位以2兀(fk-fHF)t变化。即，采样后的数据与作为频率fdk-fHF的正弦波等价。因此，在以式(l)指定的范围内设定载波频率时，通过采样而被变换为用式(2)表示的频率范围内。当设载波的混淆信号的频率为f^w时，f2T<faliased<fdk/2(2)这里，如前所述，数字低通滤波器的传递特性，是使再生信号通过的低通滤波器。即，载波信号的混淆信号来到数字低通滤波器的阻止域(stop-band)。因此，载波信号的混淆信号通过数字低通滤波器被衰减。由此，能够补偿光电检测器和模拟均衡器的低通特性中不充分的载波衰减。即，通过积极地利用混淆现象把载波频率向数字低通滤波器的阻止域进行频率变换，能够用it字低通滤波器衰減载波。此外，图7中PLL将电路6置于数字低通滤波器5的后面，是为了在进行相位比较前〗吏载波衰减。作为图7中的数字低通滤波器，可以使用FIR(finiteimpulseresponse)滤波器。而且如图8所示，该FIR滤波器也可以是与维特比解码器联动的自适应均衡器。关于与维特比解码器联动的自适应均衡器，因为对于本领域技术人员而言是公知的技术，所以不详细叙述。自适应均衡器，因为为了接近维特比解码器要求的波形而均衡再生信号，所以成为f2T以上的频率区域被衰减的特性。在当前的情况下，因为载波是不需要的成分，所以可以期待自适应均衡器在抑制它的方向上起作用，很合适。图9表示在上述那样的情况下的再生^t拟的结果和自适应均衡器的振幅传递特性的例子。模拟条件，设定在BD25GB中放大器噪声以及光盘噪声(discnoise)振幅相对于再生信号振幅分别是-29dB和-19dB。另外，再生系统的结构使用图8所表示的结构。此时的自适应均衡器的抽头(tap)数是15,另夕卜，维特比解码器的PR类(PR-class)使用了PR(1,2,2，1)ML。在该模拟中，因为需要以通道时钟的2倍的速度对再生信号进行过采样(over-sample)后供给，所以载波作为通过AD变换而生成的混淆信号而输入。其振幅，相对于再生信号振幅为-14dB，频率为0.28fdk(模拟中的频率，用通道时钟频率来标准化)。模拟1RUB(recordingunitblock)量的数据的再生的结果是，2T-2T信号的分辨率低一些的BER(byteerrorrate)是0(0/65664)。图9(a)是此时的自适应均衡器输出信号的眼孔图样。图9(b)是同时的自适应均衡器的振幅传递特性。可知0.28fk附近成为强衰减域，在对与噪声相比振幅大的混淆信号进行衰减的方向上作用。另外，2T-2T信号频率(0.25fdk)也成为衰减一些的特性。图10是载波的混淆信号的频率是0.23&110即在再生信号带宽内出现时进行和上述同样的模拟的结果。其他条件和图9的情况相同。再生结果，在BER=1449/65664时成为极差的结果。图10(a)是此时的眼孔图样，可知整体上跳动(jitter)大，2T信号的振幅小。图10(b)是此时的自适应均衡器的振幅传递特性。可知虽然在抑制混淆信号的方向上作用，但是因为混淆信号存在于再生信号带宽内，所以同时抑制了再生信号的高频部分。从上述两例的比较，能够确认通过AD变换将载波频率变换到自适应均衡器的衰减域内的有效性。此外，本发明可应用的再生信号处理系统不限于使用了图4所示那样的维特比解码器的系统。例如，限幅均衡器(limit-equalizer)也使用AD变换器，因此，本发明也可以应用于使用限幅均衡器的再生信号处理系统中。表1表示满足本发明的条件的、几种倍速中的载波频率的设定范围。表1<table>tableseeoriginaldocumentpage9</column></row><table>在栽波频率是再生信号带宽上端约4倍以上时，能够用^t拟均衡器大幅度地衰减载波。因此，在载波频率是400MHz左右时，直到6倍速左右，可以使用模拟均衡器的衰减来分离再生信号和载波。另夕卜，在6倍速以下应用本发明时，需要使载波频率在297MHz以下。但是，当那样降低载波频率时，产生适合于激光噪声抑制的激光二极管和光盘之间的光学距离变长的问题。可以允许的激光二极管和光盘之间的光学距离，在驱动器设计上受限制，另一方面，再生倍速根据光盘的种类或者主机侧的要求而有各种变化，所以与再生倍速匹配地切换仅通过模拟均衡器的载波抑制和本发明的应用是现实的。发生载波的，通常是位于拾取器内的激光驱动器，所以为进行此事，需要在每次变更再生倍速时指示激光驱动器把载波频率变更为适当的值。图11表示这种情况。对激光驱动器111的指示从组合LSI(combined-LSI)113发出。组合LSI是组合了光盘驱动器中必要的微处理器、通道、错误修正处理(errorcorrection),各种反馈控制器、接口等主要功能的LSI。近年来的光盘驱动器的电路的大半，如图11所示，通过由组合LSI以及补充它的模拟前端IC112、激光驱动器等组成的芯片组来实现。实际上，由固件108指示光盘驱动器的动作。固件是微处理器执行的程序，除了内置于组合LSI中的各种功能外，也通过接口电路控制激光驱动器等的周边IC的动作。固件实际上被存储在组合LSI内的存储器内。当根据来自主机的请求来决定再生倍速时，该倍速所需要的周边IC的设定指示也由固件通过组合LSI执行。光盘的再生模式中有CAV(constantangularvelocity)模式。这是始终将光盘的旋转速度保持一定来进行再生的模式，与将线速度保持一定的再生模式比较，因为寻轨(seek)时不需要等待旋转速度的稳定，所以具有容易提高随机存取性能的优点。但是，根据在CAV模式下再生的半径，线速度变化，即通道频率或者再生信号带宽也变化。因此，在CAV模式再生中，在光盘的外周部，当再生速度达到载波和再生信号的分离困难的状态时，有必要应用本发明。但是，在直径是12cm的盘的情况下，在最内周和最外周，线速度约有2.4倍的不同。例如，在最外周用10倍速进行再生的CAV模式的情况下，在最内周是4.14倍速。假定载波频率是400MHz以上，则在最内周使用模拟均衡器能够充分衰减。另一方面，在最外周需要应用本发明。因此，在高速的CAV模式再生中，需要根据再生的光盘的半径来适时地变更载波频率。图12表示其一例。在图12中横轴是半径，左侧的纵轴是频率。这里，设在内周侧，即载波和再生信号能够用模拟均衡器充分分离的范围中的载波频率为450MHz。图12中的实曲线表示载波频率取450MHz时，载波频率对于各半径中的再生信号带宽上端频率的比。仅该曲线与右侧的纵轴对应。10用虚线表示的两条直线表示应用本发明时的载波频率的上限(max.mod.freq.)以及下限(min.mod.freq.)。粗实线(mod.freq.)表示实际的载波频率。如上所述，如果载波频率和再生信号带宽上端频率的比约为4以上，则可以使用模拟均衡器来衰减载波。但是，该值依存于脉冲的波形或者占空比、激光驱动器和激光二极管之间的传输路径带宽等。这里，在载波频率和再生信号带宽上端频率的比成为4的时刻切换载波频率。在从内周起进行再生的情况下，在半径为40mm时把载波频率从450MHz切换到320MHz。这是把载波频率的上限稍微降低的频率。这是因为当再生信号带宽上端频率和载波的混淆信号频率太接近时，自适应均衡器在抑制载波的混淆信号时也抑制了再生信号带宽的上端附近的缘故。若半径为40mm以下，在接近载波频率的下限直线前，将载波频率保持为320MHz。当半径达到55mm时，因为与载波频率下限大体一致，所以在这里把载波频率变更为350MHz。以后，保持该频率直到最外周为止。这样，在从最内周起再生光盘整面的过程中，仅变更两次载波频率即可。在驱动器具有不同最高速度的CAV再生模式的情况下，对于各种沖莫式准备了图12那样的载波频率变更程序。产业上的可利用性本发明可应用于全部光盘驱动器。权利要求1.一种光盘驱动器，其特征在于，具有光源、对所述光源进行脉冲调制的单元、模拟带宽限制单元、AD变换器、使用所述AD变换器的输出的数字PLL、数字低通滤波器、维特比解码器，所述光源的脉冲调制的频率比所述AD变换器的采样频率的1/2大，比从所述采样频率中减去再生信号带宽后的频率小。2.根据权利要求1所述的光盘驱动器，其特征在于，在数字PLL回路内包含所述AD变换器和所述数字低通滤波器。3.根据权利要求1所述的光盘驱动器，其特征在于，作为所述数字低通滤波器使用自适应均衡器。4.根据权利要求1所述的光盘驱动器，其特征在于，在使盘的旋转速度固定来进行再生时，根据正在进行再生的半径变更所述光源的脉冲调制频率。5.根据权利要求4所述的光盘驱动器，其特征在于，在所述采样频率对再生信号带宽上限频率的比变得比预先设定的值大时，把所漆光源的脉沖调制的频率设定为比所述AD变换器的采样频率的1/2大、比从所述采样频率中减去再生信号带宽后的频率小的频率。全文摘要本发明提供一种高倍速光盘驱动器。在高频叠加的载波频率保持一定的情况下提高再生倍速时，再生信号带宽的上端和载波频率接近的结果是，难以通过模拟系统的带宽限制来分离两者。另外，当通过提高载波频率谋求使两者的分离容易化时，有记录波形的控制变得困难的问题。通过使用AD变换时的混淆现象把载波频率变换到自适应均衡器的衰减域内，在防止向再生信号带宽的泄漏的同时抑制载波振幅。文档编号G11B7/125GK101499292SQ20091000391公开日2009年8月5日申请日期2009年1月23日优先权日2008年2月1日发明者菊川敦申请人:株式会社日立制作所;日立乐金资料储存股份有限公司