带通滤波器、使用它的高频模块及使用它们的无线通信机器的制作方法

专利名称：带通滤波器、使用它的高频模块及使用它们的无线通信机器的制作方法
技术领域：
本发明涉及带通滤波器、使用它的高频模块及使用它们的无线通信机
器，特别是宜于在UWB (Ultra Wide Band)中使用的具有非常宽的通带的带通滤波器、使用它的高频模块及使用它们的无线通信机器。
背景技术：
近年来，作为新的通信单元，UWB令人注目。UWB是在10m左右的短距离中，使用宽广的频带，实现大容量的数据传输的技术。例如根据美国FCC (Federal Communication Commission)的规定，正在计划使用3.1 10.6GHz的频带。这样，UWB的特征在于使用非常宽广的频带。在日本及ITU—R，以避开在IEEE802.11.a中使用的5.3GHz的形式，分割成使用3.1 4.7GHz左右的带域的LowBand (低带)和使用6GHz 10.6GHz左右的带域的HighBand (高带)的标准，已经问世。因此，要求LowBand(低带)的滤波器在2.5GHz和5.3GHz中具有急剧衰减的特性。
近年来，正在积极地进行有关这种可以在UWB中使用的超宽带域的滤波器的研究。例如有报告称利用应用方向性结合器的原理的带通滤波器，可以获得通带宽度成为比带域(带域宽度/中心频率)超过100%的宽带域的特性(例如参照非专利文献《7一夕口7卜y 、;/7。-CPW :/口一 K廿一 K結合構造^用V、/i超広帯域/0 K八。77^》夕(使用微波传输带-CPW垂射(broadside)耦合结构的超宽带域带通滤波器)》2005年3月电子信息通信学会综合大会讲演论文集C—2—114p.147)。
另一方面，作为现有技术广泛使用的滤波器，同时设置多个l/4波长带状线谐振器使其相互耦合后构成的带通滤波器，已经广为人知(例如参照特开2004—180032号公报)。另外，具备使短接端和开放端相互错开的交叉指型地配置的多个谐振器内导体(1/4波长带状线路型谐振器)，在与设置各谐振器内导体的层不同的别的层，埋设连接邻接的谐振器内导体的短接端附近的谐振器外导体间的短接端连接图案的结构的层叠电介质滤波器，已经广为人知(例如参
照JP特开平11 — 88009号公报)。
可是，上述带通滤波器，各有缺点，不适合于UWB用的带通滤波器。例如所述非专利文献公布的带通滤波器，存在着通带宽度过宽的问题。就是说，UWB最终使用3.1 10.6GHz的频带，而当初计划使用3.1 4.9GHz的频带，比带域成为45%。因此，要求被它使用的滤波器具有比带域为30%左右的通带宽度。另外，需要考虑和W—LAN(正EE802.11.a)之间的影响，要求5.15GHz中的衰减。因此，非专利文献公布的通带宽度为比带域具有超过100%的那种特性的带通滤波器，通带宽度过宽而不能够使用。
另外，现有技术的使用1/4波长谐振器的带通滤波器的通带宽度过于狭窄，即使是特开2004 — 180032号公报公布的实现了宽带域化的带通滤波器的通带宽度的比带域也不到10%。因此，不能够作为要求比带域相当于30%以上的UWB用的带通滤波器使用。
进而，在参照特开平11一88009号公报公布的带通滤波器中，也只能使与通带相比的低域侧或高域侧中的某一个产生衰减极，所以不能够作为需要使通带的两侧急剧衰减极的UWB用的带通滤波器使用
发明内容
本发明就是针对现有技术的那些问题研制的，其目的在于提供超宽带域而且作为UWB用的带通滤波器使用具有适当的通带宽度的带通滤波器使用的带通滤波器、使用它的高频模块及使用它们的无线通信机器。
本发明的带通滤波器，其特征在于是具备层叠体(该层叠体层叠多
个电介质层)、
第1接地电极(该第1接地电极在该层叠体的下面配置，与接地电位连接)、第2接地电极(该第2接地电极在所述层叠体的上面配置，与接地电位连接)、
带状的多个谐振电极(这些带状的多个谐振电极在所述层叠体的1个层间相互电磁场耦合地横向排列配置， 一端分别与接地电位连接，作为1/4波长谐振器发挥作用)、
带状的输入耦合电极(这些带状的输入耦合电极在与所述层叠体的所述1个层间不同的层间配置，与所述多个谐振电极中输入级的谐振电极电磁场耦合)、
带状的输出耦合电极(这些带状的输出耦合电极在与所述层叠体的所述1个层间不同的层间配置，与所述多个谐振电极中输出级的谐振电极电磁场耦合)的带通滤波器，
所述多个谐振电极，各自的所述一端和另一端交错配置；
所述输入耦合电极，与跨越所述输入级的谐振电极的长度方向的一半以上的区域相对地配置，而且供给从外部电路输入的电信号的位置，与长度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一侧；
所述输出耦合电极，与跨越所述输出级的谐振电极的长度方向的一半以上的区域相对地配置，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，与长度方向的中央相比，靠近所述输出级的谐振电极的所述另一端的一侧。
另外，在本发明中，其特征在于配置环状接地电极，该环状接地电极在所述一个层间，包围所述多个谐振电极的周围的环状地形成，与所述多个谐振电极的所述一端连接的接地电位连接。
进而，在本发明中，其特征在于与所述多个谐振电极的每一个对应
地配置辅助谐振电极，该辅助谐振电极，在与所述一个层间不同的层间，具有与所述环状接地电极相对的区域和与所述谐振电极相对的区域地配置，与所述谐振电极相对的区域利用第1贯通导体与所述谐振电极的所述另一端侧连接，所述第1贯通导体贯通位于所述谐振电极相对的区域与所述谐振电极之间的所述电介质层。
另外进而，在本发明中，其特征在于，具备辅助输入耦合电极，该辅助输入耦合电极在与所述1个层间不同的层间进而不同的层间，具有与所述多个辅助谐振电极中与所述输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输入耦合电极相对的区域地配置，与所述输入耦合电极相对的区域利用第2贯通导体与所述输入耦合电极的长度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一侧连接，所述第2贯通导体贯通位于所述输入耦合电极相对的区域与所述输入耦合电极之间的所述电介质层；
辅助输出耦合电极，该辅助输出耦合电极在与所述1个层间不同的层间进而不同的层间，具有与所述多个辅助谐振电极中与所述输出级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输出耦合电极相对的区域
地配置，与所述输出耦合电极相对的区域利用第3贯通导体与所述输出耦
合电极的长度方向的中央相比，靠近所述输出级的谐振电极的所述另一端
的一侧连接，所述第3贯通导体贯通位于所述输出耦合电极相对的区域与所述输出耦合电极之间的所述电介质层。
本发明的带通滤波器，其特征在于是具备层叠体(该层叠体层叠多
个电介质层)、
第1接地电极(该第1接地电极在该层叠体的下面配置，与接地电位连接)、
第2接地电极(该第2接地电极在所述层叠体的上面配置，与接地电
位连接)、
带状的4个以上的谐振电极(这些带状的4个以上的谐振电极在所述层叠体的1个层间相互电磁场耦合地横向排列配置， 一端分别与接地电位连接，作为1/4波长谐振器发挥作用)、
带状的输入耦合电极(这些带状的输入耦合电极在与比所述层叠体的所述1个层间靠上一侧的层间配置，与所述4个以上的谐振电极中输入级的谐振电极电磁场耦合)、
带状的输出耦合电极(这些带状的输出耦合电极在与比所述层叠体的所述1个层间靠上一侧的层间配置，与所述4个以上的谐振电极中输出级的谐振电极电磁场耦合)、
谐振电极耦合导体(该谐振电极耦合导体在与比所述层叠体的所述1个层间靠下侧的层间配置， 一端通过第1贯通导体作媒介，在所述输入级的谐振电极的所述一端的附近，与接地电位连接，另一端通过第1贯通导体作媒介，在所述输出级的谐振电极的所述一端的附近，与接地电位连接， 具有与各自的谐振电极相对的区域，从而使所述输入级的谐振电极及所述 输出级的谐振电极大致均等地电磁场耦合)的带通滤波器，
所述4个以上的谐振电极，各自的所述一端和另一端交错配置； 所述输入耦合电极，与跨越所述输入级的谐振电极的长度方向的一半 以上的区域相对地配置，而且供给从外部电路输入的电信号的位置，和与 长度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一侧连
接；
所述输出耦合电极，与跨越所述输出级的谐振电极的长度方向的一半 以上的区域相对地配置，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，和与 长度方向的中央相比，靠近所述输出级的谐振电极的所述另一端的一侧连接。
另外，在本发明中，其特征在于所述谐振电极耦合导体，由与所述 输入级的谐振电极相对的输入级耦合区域、与所述输出级的谐振电极相对 的输出级耦合区域、将所述输入级耦合区域及所述输出级耦合区域分别与 这些区域正交连接的连接区域构成。
进而，在本发明中，其特征在于配置环状接地电极，该环状接地电 极在所述一个层间，包围所述4个以上的谐振电极的周围的环状地形成， 与所述谐振电极的所述一端连接的接地电位连接。
另外进而，在本发明中，其特征在于与所述4个以上的谐振电极的 每一个对应地配置辅助谐振电极，该辅助谐振电极，在与所述一个层间不 同的层间，具有与所述环状接地电极相对的区域和与所述谐振电极相对的 区域地配置，与所述谐振电极相对的区域利用第2贯通导体与所述谐振电
极的所述另一端侧连接，所述第2贯通导体贯通位于所述谐振电极相对的
区域与所述谐振电极之间的所述电介质层。
另外进而，在本发明中，其特征在于，具备辅助输入耦合电极，该 辅助输入耦合电极在与所述1个层间及配置所述辅助谐振电极的层间不同 的层间，具有与所述4个以上的辅助谐振电极中与所述输入级的谐振电极 连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输入耦合电极相对的区域地配
置，与所述输入耦合电极相对的区域利用第3贯通导体与所述输入耦合电极的长度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一 侧连接，所述第3贯通导体贯通位于所述输入耦合电极相对的区域与所述 输入耦合电极之间的所述电介质层；
辅助输出耦合电极，该辅助输出耦合电极在与所述1个层间及配置所 述辅助谐振电极的层间不同的层间，具有与所述4个以上的辅助谐振电极 中与所述输出级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输
出耦合电极相对的区域地配置，与所述输出耦合电极相对的区域利用第4
贯通导体与所述输出耦合电极的长度方向的中央相比，靠近所述输出级的
谐振电极的所述另一端的一侧连接，所述第4贯通导体贯通位于所述输出
耦合电极相对的区域与所述输出耦合电极之间的所述电介质层。
本发明的带通滤波器，其特征在于是具备层叠体(该层叠体层叠多 个电介质层)、
第1接地电极(该第1接地电极在该层叠体的下面配置，与接地电位 连接)、
第2接地电极(该第2接地电极在所述层叠体的上面配置，与接地电
位连接)、
带状的4个以上的第1谐振电极(这些带状的4个以上的第1谐振电 极在所述层叠体的l个层间相互电磁场耦合地横向排列配置， 一端分别与 接地电位连接，作为1/4波长谐振器发挥作用)、
带状的输入耦合电极(这些带状的输入耦合电极在与比所述层叠体的 所述1个层间靠上一侧的层间配置，与所述4个以上的谐振电极中输入级 的谐振电极电磁场耦合)、
带状的输出耦合电极(这些带状的输出耦合电极在与比所述层叠体的 所述1个层间靠上一侧的层间配置，与所述4个以上的谐振电极中输出级 的谐振电极电磁场耦合)、
谐振电极耦合导体(该谐振电极耦合导体在与比所述层叠体的所述1 个层间靠下侧的层间配置， 一端通过第1贯通导体作媒介，在所述输入级 的谐振电极的所述一端的附近，与接地电位连接，另一端通过第l贯通导 体作媒介，在所述输出级的谐振电极的所述一端的附近，与接地电位连接, 具有与各自的谐振电极相对的区域，从而使所述输入级的谐振电极及所述输出级的谐振电极大致均等地电磁场耦合)、
1个以上的第2谐振电极(这些1个以上的第2谐振电极在比所述层 叠体的1个层间靠下侧、与配置所述谐振电极耦合导体的层间不同的层间， 与所述第1谐振电极平行地配置， 一端通过第2贯通导体作媒介，与所述 接地电位连接，与所述第l谐振电极不同的长度带状地形成，在通带的外 侧，在截止频率附近具有谐振频率)的带通滤波器，
所述4个以上的谐振电极，各自的所述一端和另一端交错配置；
所述输入耦合电极，与跨越所述输入级的谐振电极的长度方向的一半 以上的区域相对地配置，而且供给从外部电路输入的电信号的位置，与长 度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一侧；
所述输出耦合电极，与跨越所述输出级的谐振电极的长度方向的一半 以上的区域相对地配置，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，与长 度方向的中央相比，靠近所述输出级的谐振电极的所述另一端的一侧。
另外，在本发明中，其特征在于所述谐振电极耦合导体，由与所述 输入级的谐振电极相对的输入级耦合区域、与所述输出级的谐振电极相对 的输出级耦合区域、将所述输入级耦合区域及所述输出级耦合区域分别与 这些区域正交连接的连接区域构成。
进而，在本发明中，其特征在于在具备偶数个所述第1谐振电极的 同时，还具备偶数个所述第2谐振电极；从上面看，将连接所述输入级的 谐振电极的一端及所述输出级的谐振电极的一端的线段和连接所述输入 级的谐振电极的另一端及所述输出级的谐振电极的另一端的线段的交点
作为中心，点对称地配置这些第2谐振电极。
进而另外，在本发明中，其特征在于配置环状接地电极，该环状接
地电极在所述一个层间，包围所述4个以上的第1谐振电极的周围的环状
地形成，与所述第l谐振电极的所述一端连接，且与接地电位连接。
进而另外，在本发明中，其特征在于与所述4个以上的第l谐振电 极的每一个对应地配置辅助谐振电极，该辅助谐振电极，在与所述一个层 间不同的层间，具有与所述环状接地电极相对的区域和与所述第1谐振电
极相对的区域地配置，与所述第1谐振电极相对的区域利用第3贯通导体 与所述第1谐振电极的所述另一端侧连接，所述第3贯通导体贯通位于所述第1谐振电极相对的区域与所述第1谐振电极之间的所述电介质层。
另外进而，在本发明中，其特征在于，具备辅助输入耦合电极，该 辅助输入耦合电极在与所述1个层间及配置所述辅助谐振电极的层间不同 的层间，具有与所述4个以上的辅助谐振电极中与所述输入级的谐振电极 连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输入耦合电极相对的区域地配 置，与所述输入耦合电极相对的区域利用第4贯通导体与所述输入耦合电 极的长度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一 侧连接，所述第4贯通导体贯通位于所述输入耦合电极相对的区域与所述 输入耦合电极之间的所述电介质层；
辅助输出耦合电极，该辅助输出耦合电极在与所述1个层间及配置所
述辅助谐振电极的层间不同的层间，具有与所述4个以上的辅助谐振电极
中与所述输出级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输
出耦合电极相对的区域地配置，与所述输出耦合电极相对的区域利用第5
贯通导体与所述输出耦合电极的长度方向的中央相比，靠近所述输出级的
谐振电极的所述另一端的一侧连接，所述第5贯通导体贯通位于所述输出 耦合电极相对的区域与所述输出耦合电极之间的所述电介质层。
本发明的高频模块，其特征在于是具备上述各结构中的某一个的带
通滤波器。
本发明的无线通信机器，其特征在于使用上述各结构中的某一个的 带通滤波器或上述结构的本发明的高频模块。
本发明的带通滤波器，其特征在于 一端与接地电位连接，作为1/4 波长谐振器发挥作用的带状的多个谐振电极，在层叠体的1个层间相互电 磁场耦合地横向排列，而且多个谐振电极的各自的一端和另一端交错配 置。由于多个谐振电极的各自的一端和另一端交错配置，由于多个谐振电 极交叉指型地耦合，将磁场作用下的耦合和电场作用下的耦合相加，所以 与梳状线型耦合时相比，产生更强的耦合。这样地将各自的谐振模式中的 谐振频率之间的频率间隔，作为旨在获得远远超过用利用了现有技术的
1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域的、对于UWB用的带通滤波器 而言是适当的比带域的40%左右的宽阔的通带宽度的适度的频率间隔。
采用本发明后，输入耦合电极，与跨越输入级的谐振电极的长度方向的一半以上的区域相对地配置，而且供给从外部电路输入的电信号的位 置，与长度方向的中央相比，靠近输入级的谐振电极的另一端的一侧；输 出耦合电极，与跨越输出级的谐振电极的长度方向的一半以上的区域相对 地配置，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，与长度方向的中央相 比，靠近输出级的谐振电极的另一端的一侧。采用这种结构后，由于输入 耦合电极和输入级的谐振电极交叉指型地耦合，同样输出耦合电极和输出 级的谐振电极交叉指型地耦合，所以和上述谐振电极彼此时的情况一样， 将磁场作用下的耦合和电场作用下的耦合相加，产生强的耦合。这样即使 是远远超过用利用了现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域 的宽阔的通带，也能够不增大位于各自的谐振模式的谐振频率之间的频率 中的插入损失，能够获得跨越宽阔的通带的整个区域平坦，而且具有低损 失的通过特性的带通滤波器。
采用本发明后，在配置环状接地电极(该环状接地电极在一个层间， 包围多个谐振电极的周围的环状地形成，与多个谐振电极的一端连接且与 接地电位连接)时，因为在谐振电极的长度方向的两侧存在与接地电位连 接的电极，所以能够很容易地将交错配置的各个谐振电极的一端与接地电 位连接。
采用本发明后，在与多个谐振电极的每一个对应地配置辅助谐振电极
(该辅助谐振电极被具有与环状接地电极相对的区域地配置，利用第1贯 通导体与谐振电极的另一端侧连接)时，在各个谐振电极和环状接地电极
的相对部中，由于在两者之间产生静电电容，所以能够縮短谐振电极的长 度，能够获得小型的带通滤波器。
采用本发明后，在具备辅助输入耦合电极(该辅助输入耦合电极具有 与输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域地配置，与输入耦合 电极连接)和辅助输出耦合电极(该辅助输出耦合电极具有与输出级的谐 振电极连接的辅助谐振电极相对的区域地配置，与输出耦合电极连接)时， 在与输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极和辅助输入耦合电极之间产 生电磁场耦合，与输入级的谐振电极和输入耦合电极之间产生电磁场耦合 相加，同样在与输出级的谐振电极连接的辅助谐振电极和辅助输出耦合电 极之间产生电磁场耦合，与输出级的谐振电极和输出耦合电极之间产生电磁场耦合相加。这样，由于输入耦合电极和输入级的谐振电极之间的电磁 场耦合及输出耦合电极和输出级的谐振电极之间的电磁场耦合更加强，所 以即使是非常宽阔的通带宽度，也能够获得进一步降低位于各自的谐振模 式的谐振频率之间的频率中的插入损失的增加，能够获得跨越宽阔的带宽 的整个区域平坦，而且具有低损失的通过特性的带通滤波器。
此外，辅助输入耦合电极利用第2贯通导体，和与输入耦合电极的长 度方向的中央相比，靠近输入级的谐振电极的另一端的一侧连接；同样，
辅助输出耦合电极利用第3贯通导体，和与输出耦合电极的长度方向的中
央相比，靠近输出级的谐振电极的另一端的一侧连接。这样，即使从外部 输入的电信号通过辅助输入耦合电极作媒介供给输入耦合电极、从输出耦 合电极获得的电信号通过辅助输出耦合电极作媒介向外部电路输出时，输 入耦合电极和输入级的谐振电极也被交叉指型地耦合，输出耦合电极和输 出级的谐振电极也被交叉指型地耦合，能够产生将磁场作用下的耦合和电 场作用下的耦合相加的强的耦合。
本发明的带通滤波器， 一端与接地电位连接、作为1/4波长谐振器发 挥作用的带状的4个以上的谐振电极，在层叠体的1个层间相互电磁场耦 合地横向排列，而且4个以上的谐振电极的各自的一端和另一端交错配置。 由于4个以上的谐振电极各自的一端和另一端交错配置，所以被交叉指型 地耦合，将磁场作用下的耦合和电场作用下的耦合相加，所以与梳状线型 耦合时相比，产生更强的耦合。这样地将各自的谐振模式中的谐振频率之 间的频率间隔，作为旨在获得远远超过用利用了现有技术的1/4波长谐振 器的滤波器可以实现的区域的、对于UWB用的带通滤波器而言是适当的 比带域的30%左右的宽阔的通带宽度的适度的频率间隔。
而且，用两端与接地电位连接的谐振电极耦合导体将输入级的谐振电 极和输出级的谐振电极之间耦合后，输入级的谐振电极和输出级的谐振电 极成为L性的耦合，另外4个以上的谐振电极的相邻的谐振电极之间成为 C性的耦合，所以能够构成所谓模拟椭圆函数滤波器。这样，能够在滤波 器的两侧形成衰减极。
采用本发明后，输入耦合电极被与跨越输入级的谐振电极的长度方向 的一半以上的区域相对地配置，而且供给从外部电路输入的电信号的位置，与长度方向的中央相比，靠近输入级的谐振电极的所述另一端的一侧； 输出耦合电极则被与跨越输出级的谐振电极的长度方向的一半以上的区 域相对地配置，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，与长度方向的 中央相比，靠近输出级的谐振电极的另一端的一侧。采用这种结构后，由 于输入耦合电极和输入级的谐振电极被交叉指型耦合，同样输出耦合电极 和输出级的谐振电极也被交叉指型耦合，所以和上述谐振电极彼此的情况 一样，在电场作用下的耦合和在磁场作用下的耦合相加，产生强的耦合。 因此即使是远远超过用利用了现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实 现的区域的宽阔大的带宽，也能够获得不使位于各自的谐振模式的谐振频 率之间的频率中的插入损失增大的、跨越宽阔大的带宽的整个区域平坦， 而且具有低损失的通过特性的带通滤波器。
采用本发明后，在配置环状接地电极(该环状接地电极在一个层间包 围4个以上的谐振电极的周围的环状地形成，与谐振电极的一端连接的接 地电位连接)时，因为在谐振电极的长度方向的两侧存在与接地电位连接 的电极，所以能够很容易地将互不相同地配置的各个谐振电极的一端与接 地电位连接。
采用本发明后，在与4个以上的谐振电极的每一个对应地配置辅助谐 振电极(该辅助谐振电极被具有与环状接地电极相对的区域地配置，利用
第2贯通导体与谐振电极连接)时，在各个辅助谐振电极和环状接地电极
的相对部中，由于在两者之间产生静电电容，所以能够縮短各个谐振电极 的长度，能够获得小型的带通滤波器。
采用本发明后，在具备辅助输入耦合电极(该辅助输入耦合电极具有 与输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域地配置，与输入耦合 电极连接)和辅助输出耦合电极(该辅助输出耦合电极具有与输出级的谐 振电极连接的辅助谐振电极相对的区域地配置，与输出耦合电极连接)时， 在与输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极和辅助输入耦合电极之间产 生电磁场耦合，与输入级的谐振电极和输入耦合电极之间产生电磁场耦合 相加，同样在与输出级的谐振电极连接的辅助谐振电极和辅助输出耦合电 极之间产生电磁场耦合，与输出级的谐振电极和输出耦合电极之间产生电 磁场耦合相加。这样，由于输入耦合电极和输入级的谐振电极之间的电磁场耦合及输出耦合电极和输出级的谐振电极之间的电磁场耦合更加强，所 以即使是非常宽阔的通带宽度，也能够获得进一步降低位于各自的谐振模 式的谐振频率之间的频率中的插入损失的增加，能够获得跨越宽阔的带宽 的整个区域平坦，而且具有低损失的通过特性的带通滤波器。
此外，辅助输入耦合电极利用第3贯通导体，和与输入耦合电极的长 度方向的中央相比，靠近输入级的谐振电极的另一端的一侧连接；同样，
辅助输出耦合电极利用第4贯通导体，和与输出耦合电极的长度方向的中
央相比，靠近输出级的谐振电极的另一端的一侧连接。这样，即使从外部 输入的电信号通过辅助输入耦合电极作媒介供给输入耦合电极、从输出耦 合电极获得的电信号通过辅助输出耦合电极作媒介向外部电路输出时，输 入耦合电极和输入级的谐振电极也被交叉指型地耦合，输出耦合电极和输 出级的谐振电极也被交叉指型地耦合，能够产生将磁场作用下的耦合和电 场作用下的耦合相加的强的耦合。
本发明的带通滤波器， 一端与接地电位连接、作为1/4波长谐振器发 挥作用的带状的4个以上的第1谐振电极，在层叠体的l个层间相互电磁 场耦合地横向排列，而且4个以上的第1谐振电极的各自的一端和另一端 交错配置。由于4个以上的第1谐振电极各自的一端和另一端交错配置， 所以被交叉指型地耦合，将磁场作用下的耦合和电场作用下的耦合相加， 所以与梳状线型耦合时相比，产生更强的耦合。这样地将各自的谐振模式 中的谐振频率之间的频率间隔，作为旨在获得远远超过用利用了现有技术 的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域的、对于UWB用的带通滤波 器而言是适当的比带域的30%左右的宽阔的通带宽度的适度的频率间隔。
而且，用两端与接地电位连接的谐振电极耦合导体将输入级的谐振电 极和输出级的谐振电极之间耦合后，输入级的谐振电极和输出级的谐振电 极成为L (电感)性的耦合，另外4个以上的第1谐振电极的相邻的谐振 电极之间成为C (电容)性的耦合，所以能够构成所谓模拟椭圆函数滤波 器或椭圆函数滤波器。这样，能够在滤波器的两侧(与通带相比的低域侧 及高域侧)形成衰减极。
另夕卜，作为反作用谐振器(切口滤波器)发挥作用，在通带的外侧设 置1个以上的第2谐振极(该第2谐振极在截止频率附近具有谐振频率)，从而在由谐振电极耦合导体形成的衰减极和截止频率之间，进而形成衰减 极，能够获得更加急剧的衰减特性。
采用本发明后，输入耦合电极被与跨越输入级的谐振电极的长度方向 的一半以上的区域相对地配置，而且供给从外部电路输入的电信号的位 置，与长度方向的中央相比，靠近输入级的谐振电极的所述另一端的一侧； 输出耦合电极则被与跨越输出级的谐振电极的长度方向的一半以上的区 域相对地配置，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，与长度方向的 中央相比，靠近输出级的谐振电极的另一端的一侧。采用这种结构后，由 于输入耦合电极和输入级的谐振电极被交叉指型耦合，同样输出耦合电极 和输出级的谐振电极也被交叉指型耦合，所以和上述谐振电极彼此的情况 一样，在电场作用下的耦合和在磁场作用下的耦合相加，产生强的耦合。 因此即使是远远超过用利用了现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实 现的区域的宽阔的带宽，也能够获得不使位于各自的谐振模式的谐振频率 之间的频率中的插入损失增大的、跨越宽阔的带宽的整个区域平坦，而且 具有低损失的通过特性的带通滤波器。
采用本发明后，在配置环状接地电极(该环状接地电极形成在一个层
间包围4个以上的谐振电极的周围的环状，与谐振电极的一端连接且与接
地电位连接)时，因为在谐振电极的长度方向的两侧存在与接地电位连接 的电极，所以能够很容易地将交错配置的各个谐振电极的一端与接地电位 连接。
采用本发明后，在与4个以上的谐振电极的每一个对应地配置辅助谐
振电极(该辅助谐振电极被具有与环状接地电极相对的区域地配置，利用
第3贯通导体与谐振电极连接)时，在各个辅助谐振电极和环状接地电极 的相对部中，由于在两者之间产生静电电容，所以能够缩短各个谐振电极 的长度，能够获得小型的带通滤波器。
采用本发明后，在具备辅助输入耦合电极(该辅助输入耦合电极具有 与输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域地配置，与输入耦合 电极连接)和辅助输出耦合电极(该辅助输出耦合电极具有与输出级的谐 振电极连接的辅助谐振电极相对的区域地配置，与输出耦合电极连接)时， 在与输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极和辅助输入耦合电极之间产生电磁场耦合，与输入级的谐振电极和输入耦合电极之间产生电磁场耦合 相加，同样在与输出级的谐振电极连接的辅助谐振电极和辅助输出耦合电 极之间产生电磁场耦合，与输出级的谐振电极和输出耦合电极之间产生电 磁场耦合相加。这样，由于输入耦合电极和输入级的谐振电极之间的电磁 场耦合及输出耦合电极和输出级的谐振电极之间的电磁场耦合更加强，所 以即使是非常宽阔的通带宽度，也能够获得进一步降低位于各自的谐振模 式的谐振频率之间的频率中的插入损失的增加，能够获得跨越宽阔的带宽 的整个区域平坦，而且具有低损失的通过特性的带通滤波器。
此外，辅助输入耦合电极利用第4贯通导体，和与输入耦合电极的长 度方向的中央相比，靠近输入级的谐振电极的另一端的一侧连接；同样，
辅助输出耦合电极利用第5贯通导体，和与输出耦合电极的长度方向的中
央相比，靠近输出级的谐振电极的另一端的一侧连接。这样，即使从外部 输入的电信号通过辅助输入耦合电极作媒介供给输入耦合电极、从输出耦 合电极获得的电信号通过辅助输出耦合电极作媒介向外部电路输出时，输 入耦合电极和输入级的谐振电极也被交叉指型地耦合，输出耦合电极和输 出级的谐振电极也被交叉指型地耦合，能够产生将磁场作用下的耦合和电 场作用下的耦合相加的强的耦合。
釆用本发明后，在高频模块及无线通信机器中，将跨越通信带域的整 个区域通过的信号的损失较小的本发明的带通滤波器用于发送信号及接 收信号的滤波后，由于通过带通滤波器的发送信号及接收信号的衰减变 小，所以能够提高接收灵敏度。另外，因为能够减小发送信号及接收信号 的放大度，所以能够使放大电路中的耗电量变小。这样，能够获得接收灵 敏度高、耗电量小的高频模块及无线通信机器。


本发明的目的、特色及优点，可以通过以下的详细讲述及附图得到进
一步的阐述。
图1是示意性地表示本发明的第1实施方式的带通滤波器的外形立体图。图2是图1所示的带通滤波器的示意性的分解立体图。
图3A 图3E是示意性地表示图1所示的带通滤波器的上下面及层间
的平面图。
图4是图1的A1 A1'线断面图。
图5是示意性地表示本发明的第2实施方式的带通滤波器的外形立体图。
图6是图5所示的带通滤波器的示意性的分解立体图。 图7A 图7F是示意性地表示图5所示的带通滤波器的上下面及层间 的平面图。
图8是图5的A1 A1'线断面图。
图9是示意性地表示本发明的第3实施方式的带通滤波器的外形立体图。
图10是图9所示的带通滤波器的示意性的分解立体图。
图11A 图11H是示意性地表示图9所示的带通滤波器的上下面及层
间的平面图。
图12是图9的A1 A1'线断面图。
图13是示意性地表示本发明的第4实施方式的带通滤波器的分解立 体图。
图14是示意性地表示本发明的第5实施方式的带通滤波器的分解立 体图。
图15是示意性地表示本发明的第6实施方式的带通滤波器的分解立 体图。
图16是示意性地表示本发明的第7实施方式的带通滤波器的分解立 体图。
图17A及图17B是图15及图16所示的带通滤波器的说明图。 图18是示意性地表示本发明的第8实施方式的带通滤波器的分解立 体图。
图19是示意性地表示本发明的第9实施方式的带通滤波器的分解立 体图。
图20是示意性地表示本发明的第10实施方式的带通滤波器的分解立体图。
图21表示使用本发明的带通滤波器的本发明的第11实施方式的高频 模块及使用它的无线通信机器的构成例的方框图。
图22是示意性地表示本发明的带通滤波器的第1变形例的分解立体图。
图23是示意性地表示本发明的带通滤波器的第2变形例的分解立体图。
图24是表示本发明的带通滤波器的电气特性的模拟结果的图形。 图25是表示本发明的带通滤波器的传输特性的模拟结果的图形。 图26是表示去掉图15的谐振电极耦合导体后的传输特性的模拟结果
的图形。
图27是表示图20所示的本发明的带通滤波器的一个例子的传输特性 的模拟结果的图形。
图28是表示图20所示的本发明的带通滤波器的另一个例子的传输特
性的模拟结果的图形。
图29是表示图17A及图17B所示的本发明的带通滤波器的其它例子
的传输特性的模拟结果的图形。
图30是表示图18所示的本发明的带通滤波器的其它例子的传输特性 的模拟结果的图形。
图31是表示从图20所示的带通滤波器中去掉第2谐振电极后的传输 特性的模拟结果的图形。
具体实施例方式
[ooo5;i
下面，参照附图，详细讲述本发明的适当的实施方式。 下面，参照附图，详细讲述本发明的带通滤波器、使用它的高频模块 及使用它们的无线通信机器。 (第i实施方式)
图i是示意性地表示本发明的第i实施方式的带通滤波器的外形立体
图。图2是图1所示的带通滤波器的示意性的分解立体图。图3A 图3E是示意性地表示图l所示的带通滤波器的上下面及层间的平面图。图4是 图1的A1 A1'线断面图。
本实施方式的带通滤波器，由下列部件构成层叠多个电介质层11 的层叠体10;配置在层叠体10的下面的第1接地电极21;配置在层叠体 10的上面的第2接地电极22;在层叠体10的层间A相互横向排列地配置
的带状的谐振电极30a、 30b、 30c;在层叠体10的层间A，包围谐振电极 30a、 30b、 30c的周围的环状地形成，与谐振电极30a、 30b、 30c的一端 连接的环状接地电极23;在层叠体10的不同的层间B，与输入级的谐振 电极30a相对地配置的带状的输入耦合电极40a;在层叠体10的层间B， 与输出级的谐振电极30b相对地配置的带状的输出耦合电极40b;在层叠 体10的层间B，与环状接地电极23相对地配置，利用贯通电介质层11 的第l贯通导体51a、 51b、 51c，分别与谐振电极30a、 30b、 30c连接的 辅助谐振电极31a、 31b、 31c;在层叠体10的另一个不同的层间C，与辅 助谐振电极31a相对地配置，利用贯通电介质层11的第2贯通导体52a 与输入级的谐振电极30a连接的辅助输入耦合电极41a;在层叠体10的层 间C，与辅助谐振电极31b相对地配置，利用贯通电介质层11的第3贯 通导体52b与输出级的谐振电极30b连接的辅助输出耦合电极41b;在层 叠体10的上面配置，利用贯通电介质层11的第4贯通导体53a与辅助输 入耦合电极41a连接的输入端子电极60a;在层叠体10的上面配置，利用 贯通电介质层11的第5贯通导体53b与辅助输出耦合电极41b连接的输 出端子电极60b。
第1接地电极21，在层叠体10的下面配置；第2接地电极22，在层 叠体10的上面的除了输入端子电极60a及输出端子电极60b的周围的几 乎整个面上配置。它们都与接地电位连接，与谐振电极30a、 30b、 30c — 起构成带状线谐振器。
带状的谐振电极30a、 30b、 30c，与第1接地电极21及第2接地电极 22—起构成带状线谐振器， 一端分别与环状接地电极23连接，与接地电 位连接，作为1/4波长谐振器发挥作用。考虑到辅助谐振电极31a、 31b、 31c和环状接地电极23之间产生的静电电容的效果，将各自的长度设置成 比带通滤波器的中心频率中的波长的1/4短。例如如果使中心频率为4GHz，使电介质层11的介电常数为IO左右，就设定成2 6mm左右的长度。
另外，谐振电极30a、 30b、 30c，在层叠体10的层间A横向排列地 配置，相互边缘耦合。谐振电极30a、 30b、 30c彼此的间隔越小越能够获 得强的耦合，但是由于减小间隔后不容易制造，所以例如设定成0.05 0.5mm左右。进而，谐振电极30a、 30b、 30c各自的一端和另一端交错配 置，相互交叉指型地耦合，将电场的耦合和磁场的耦合相加，与梳状线型 耦合时相比，比较强地耦合。这样地将谐振电极30a、 30b、 30c相互边缘 耦合，而且交叉指型地耦合后，将各自的谐振模式中的谐振频率之间的频 率间隔，作为旨在获得远远超过用利用了现有技术的1/4波长谐振器的滤 波器可以实现的区域的、对于UWB用的带通滤波器而言是适当的比带域 的40%左右的宽阔的通带宽度的适度的频率间隔。
此外，研究结果表明使谐振电极30a、 30b、 30c交叉指型地耦合， 而且还相互垂射耦合(broadsaie耦合)后，由于耦合过于强，为了实现比 带域的40%左右的通带宽度，并不理想。
环状接地电极23，在层叠体10的层间A，包围谐振电极30a、 30b、 30c的周围的环状地形成，与谐振电极30a、 30b、 30c的一端连接。而且， 环状接地电极23本身与接地电位连接，从而具有使谐振电极30a、 30b、 30c的一端与接地电位连接的功能。有了环状接地电极23后，即使在模块 基板中的一部分区域形成带通滤波器时，也容易使交叉指型地配置的谐振 电极30a、 30b、 30c的一端与接地电极连接。另外，环状接地电极23环 状地包围谐振电极30a、 30b、 30c的周围后，能够减少由谐振电极30a、 30b、 30c产生的电磁波向周围的泄漏。该效果在模块基板中的一部分区域 形成带通滤波器时，在防止对模块基板的其它区域产生不良影响上，特别 有用。进而，还具有利用环状接地电极23和辅助谐振电极31a、 31b、 31c 之间产生的静电电容，縮短谐振电极30a、 30b、 30c的长度，实现小型的 带通滤波器的功能。
带状的输入耦合电极40a在与配置谐振电极30a、 30b、 30c的层间A 不同的层间B，其整体与输入级的谐振电极30a相对地配置，与跨越输入 级的谐振电极30a的长度方向的一半以上的区域相对。这样，输入耦合电极40a和输入级的谐振电极30a就被垂射耦合，与边缘耦合时相比，耦合 比较强。另外，带状的输入耦合电极40a在第2贯通导体52a的作用下， 与辅助输入耦合电极41a连接，输入耦合电极40a和第2贯通导体52a的 连接点71a，与输入耦合电极40a的长度方向的中央相比，位于靠近输入 级的谐振电极30a的另一端的一侧的端部，相反侧的端部成为开放端。而 且从外部电路输入的电信号，经过该连接点71a，供给输入耦合电极40a。 这样，输入耦合电极40a和输入级的谐振电极30a就被交叉指型地耦合， 将电场的耦合和磁场的耦合相加，与梳状线型耦合时及单纯电容耦合时相 比，耦合更加强。因此，输入耦合电极40a遍及其整体，与输入级的谐振 电极30a垂射耦合，而且交叉指型地耦合，所以与输入级的谐振电极30a 非常强地耦合。
同样，带状的输出耦合电极40b在与配置谐振电极30a、 30b、 30c的 层间A不同的层间B，其整体与输出级的谐振电极30b相对地配置，与遍 及输出级的谐振电极30b的长度方向的一半以上的区域相对。这样，输出 耦合电极40b和输出级的谐振电极30b就被垂射耦合，与边缘耦合时相比， 耦合比较强。另外，带状的输出耦合电极40b在第3贯通导体52b的作用 下，与辅助输出耦合电极41b连接，输出耦合电极40b和第3贯通导体52b 的连接点71b，与输出耦合电极40b的长度方向的中央相比，位于靠近输 出级的谐振电极30b的另一端的一侧的端部，相反侧的端部成为开放端。 而且，从外部电路输入的电信号，经过该连接点71b，供给输出耦合电极 40b。这样，输出耦合电极40b和输出级的谐振电极30b就被交叉指型地 耦合，将电场的耦合和磁场的耦合相加，与梳状线型耦合时及单纯电容耦 合时相比，耦合更加强。这样，因为带状的输出藕合电极40b遍及其整体 地与输出级的谐振电极30b垂射耦合，而且交叉指型地耦合，所以与输出 级的谐振电极30b非常强地耦合。
这样，因为输入耦合电极40a和输入级的谐振电极30a非常强地耦合， 输出耦合电极40b与输出级的谐振电极30b非常强地耦合，所以即使是远 远超过用利用了现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域的宽 阔的通带，也能够不增大位于各自的谐振模式的谐振频率之间的频率中的 插入损失，能够获得遍及宽阔的通带的整个区域平坦，而且具有低损失的通过特性的带通滤波器。
此外，输入耦合电极40a及输出耦合电极40b的形状尺寸，最好设定 成和输入级的谐振电极30a及输出级的谐振电极30b相同的程度。输入耦 合电极40a和输入级的谐振电极30a的间隔及输出耦合电极40b与输出级 的谐振电极30b的间隔，由于虽然越小耦合越强，但是却越难以制造，所 以例如设定成0.01 0.5mm左右。
辅助谐振电极31a、 31b、 31c在层叠体10的层间B，具有分别与谐振 电极30a、 30b、 30c相对的区域和与环状接地电极23相对的区域地配置， 与谐振电极30a、 30b、 30c相对的区域利用第1贯通导体51a、 51b、 51c 与谐振电极30a、 30b、 30c的另一端侧连接，第1贯通导体贯通位于谐振 电极30a、 30b、 30c相对的区域与谐振电极30a、 30b、 30c之间的电介质 层ll。在辅助谐振电极31a、 31b、 31c与环状接地电极23相对的区域中， 在辅助谐振电极31a、 31b、 31c和环状接地电极23之间产生静电电容， 因此能够縮短谐振电极30a、 30b、 30c的长度，能够获得小型的带通滤波 器。
另外，辅助谐振电极31a、 31b、 31c分别与谐振电极30a、 30b、 30c 的另一端部分连接，从那里向与谐振电极30a、 30b、 30c的一端相反侧延 伸。这样，如后文详述的那样，输入级的谐振电极30a及与之连接的辅助 谐振电极31a的结合体和输入耦合电极40a及与之连接的辅助输入耦合电 极41a的结合体，就从整体上被垂射耦合，而且还交叉指型地耦合，从而 非常强地耦合。同样，输出级的谐振电极30b及与之连接的辅助谐振电极 31b的结合体和输出耦合电极40b及与之连接的辅助输出耦合电极41b的 结合体，也从整体上被垂射耦合，而且还交叉指型地耦合，从而可以非常 强地耦合。
辅助谐振电极31a、 31b、 31c和环状接地电极23相对部的面积，由 于要兼顾必要的大小和获得的静电电容，所以例如设定成0.01 3mm2& 右。谐振电极30a、 30b、 30c和环状接地电极23相对部的间隔越小越能 够产生很大的电容，但是由于不容易制造，所以例如设定成0.01 0.5mm左右。
辅助输入耦合电极41a是带状，在与配置输入耦合电极40a及输出耦合电极40b的层间B不同的层间C,具有与辅助谐振电极31a (该辅助谐 振电极31a与输入级的谐振电极30a连接)相对的区域和与输入耦合电极 40a相对的区域地配置，与输入耦合电极40a相对的区域利用第2贯通导 体52a与输入耦合电极40a连接，第2贯通导体贯通位于输入耦合电极40a 相对的区域与输入耦合电极40a之间的电介质层11。这样，与输入耦合电 极40a连接的辅助输入耦合电极41a和与输入级的谐振电极30a连接的辅 助谐振电极31b就被垂射耦合，该耦合与输入耦合电极40a和输入级的谐 振电极30a之间的耦合相加，从而从整体上成为更加强的耦合。
进而，因为与辅助输入耦合电极41a的长度方向中的第2贯通导体52a 连接的一侧相反侧的端部，利用第4贯通导体53a，和在层叠体10的上面 配置的输入端子电极60a连接，所以输入级的谐振电极30a及与之连接的 辅助谐振电极31a的结合体和输入耦合电极40a及与之连接的辅助输入耦 合电极41a的结合体，就从整体上被垂射耦合，成为在磁场作用下的耦合 和在电场作用下的耦合相加的强的耦合。这样，和在辅助输入耦合电极41a 的长度方向中，在与输入耦合电极40a连接的一侧相同侧与输入端子电极 60a连接时相比，能够实现更强的耦合。
辅助输出耦合电极41b是带状，在与配置输人耦合电极40a及输出耦 合电极40b的层间B不同的层间C，具有与辅助谐振电极31b (该辅助谐 振电极31b与输出级的谐振电极30b连接)相对的区域和与输出耦合电极 40b相对的区域地配置，与输出耦合电极40b相对的区域利用第3贯通导 体52b与输出耦合电极40b连接，第3贯通导体贯通位于输出耦合电极40b 相对的区域与输出耦合电极40b之间的电介质层11。这样，与输出耦合电 极40b连接的辅助输出耦合电极41b和与输出级的谐振电极30b连接的辅 助谐振电极31b就被垂射耦合，该耦合与输出耦合电极40b和输出级的谐 振电极30b之间的耦合相加，从而从整体上成为更加强的耦合。
进而，因为与辅助输出耦合电极41b的长度方向中的第3贯通导体52b 连接的一侧相反侧的端部，利用第5贯通导体53b，和在层叠体10的上面 配置的输入端子电极60b连接。这样，输出级的谐振电极30b及与之连接 的辅助谐振电极31b的结合体和输出耦合电极40b及与之连接的辅助输出 耦合电极41b的结合体，就从整体上被交叉指型耦合，成为在磁场作用下的耦合和在电场作用下的耦合相加的强的耦合。这样，和在辅助输出耦合 电极41b的长度方向中，在与输出耦合电极40b连接的一侧相同侧与输入 端子电极60b连接时相比，能够实现更强的耦合。 —
这样，输入级的谐振电极30a及与之连接的辅助谐振电极31a的结合 体和输入耦合电极40a及与之连接的辅助输入耦合电极41a的结合体，就 从整体上被垂射耦合，而且交叉指型耦合，非常强地耦合。同样，输出级 的谐振电极30b及与之连接的辅助谐振电极31b的结合体和输出耦合电极 40b及与之连接的辅助输出耦合电极41b的结合体，也从整体上被垂射耦 合，而且交叉指型耦合，非常强地耦合。所以即使是非常宽阔的通带，也 能够使位于各自的谐振模式的谐振频率之间的频率中插入损失的增加进 一步变小，可以获得具有遍及宽阔的通带的整个区域更加平坦更加低损失 的通过特性的带通滤波器。
此外，辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的宽度，例如 设定成和输入耦合电极40a及输出耦合电极40b相同的程度；辅助输入耦 合电极41a及辅助输出耦合电极41b的长度，例如设定成比辅助谐振电极 31a、 31b的长度长若干。辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b 和辅助谐振电极31a、 31b之间的间隔，在越小越能够获得强的耦合这一 点上说是最好不过的，但是由于不容易制造，所以例如设定成0.01 0.5mm 左右。
这样，采用本例的带通滤波器后，可以获得远远超过用利用了现有技 术的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域的比带域的40%的、遍及非
常宽阔的通带的整个区域平坦而且具有低损失的通过特性的、高性能、作 为UWB用的带通滤波器而言是适当的带通滤波器。 (第2实施方式)
图5是示意性地表示本发明的第2实施方式的带通滤波器的外形立体 图。图6是图5所示的带通滤波器的示意性的分解立体图。图7A 图7F 是示意性地表示图5所示的带通滤波器的上下面及层间的平面图。图8是 图5的A1 A1，线断面图。此外，在本实施方式中，只讲述和第1实施 方式不同的地方，对于相同的构成要素，赋予相同的符号，不再赘述。
本实施方式的带通滤波器的特征的部分在于对于配置谐振电极30a、30b、 30c和环状接地电极23的层间A，在位于与配置辅助谐振电极31a、 31b、 31c的层间B相反侧的层间D，具有与谐振电极30a、 30b、 30c相对 的区域和与环状接地电极23的相对的区域地配置第2辅助谐振电极32a、 32b、 32c，与谐振电极30a、 30b、 30c相对的区域利用第6贯通导体54a、 54b、 54c与谐振电极32a、 32b、 32c的另一端侧连接，第6贯通导体贯通 位于谐振电极30a、 30b、 30c相对的区域与谐振电极30a、 30b、 30c之间 的电介质层11。
这样，由于第2辅助谐振电极32a、 32b、 32c和环状接地电极23之 间的静电电容与辅助谐振电极31a、 31b、 31c和环状接地电极23之间的 静电电容相加，所以能够使谐振电极30a、 30b、 30c的开放端和环状接地 电极23之间的静电电容进一步增加，谐振电极30a、 30b、 30c的长度进 一步縮短，因而能够获得更加小型的带通滤波器。另外，不使谐振电极30a、 30b、 30c的开放端和环状接地电极23之间的静电电容增加时，由于与上 文讲述的本发明的实施方式的第1例的带通滤波器相比，能够减小辅助谐 振电极31a、 31b、 31c及第2辅助谐振电极32a、 32b、 32c的平面形状， 所以这时也获得更加小型的带通滤波器。第2辅助谐振电极32a、 32b、 32c 和环状接地电极23相对部的面积，由于要兼顾必要的大小和获得的静电 电容，所以例如设定成0.01 3mi^左右。第2辅助谐振电极32a、 32b、 32c和环状接地电极23相对部的间隔越小越能够产生很大的电容，但是由 于不容易制造，所以例如设定成0.01 0.5mm左右。
这样，采用本例的带通滤波器后，可以与上文讲述的本发明的实施方 式的第1例的带通滤波器相比，能够获得更加小型的带通滤波器。 (第3实施方式)
图9是示意性地表示本发明的第3实施方式的带通滤波器的外形立体 图。图IO是图9所示的带通滤波器的示意性的分解立体图。图11A 图 11H是示意性地表示图9所示的带通滤波器的上下面及层间的平面图。图 12是图9的A1 A1'线断面图。此外，在本实施方式中，只讲述和上述 的实施方式不同的地方，对于相同的构成要素，赋予相同的符号，不再赘 述。
本实施方式的带通滤波器的特征的部分在于对于配置辅助输入耦合电极41a、辅助输出耦合电极41b的层间C,在位于与配置输入耦合电极 40a、输出耦合电极40b、辅助谐振电极31a、 31b、 31c的层间B相反侧的 层叠体10的层间E，配置其一部分与辅助输入耦合电极41a相对的第1 输入耦合强化电极81a及其一部分与辅助输出耦合电极41b相对的第1输 出耦合强化电极81b;进而，对于配置第1输入耦合强化电极81a、第1 输出耦合强化电极81b的层间E，在位于与配置辅助输入耦合电极41a、 辅助输出耦合电极41b的层间C相反侧的层叠体10的层间F，配置其一 部分与第1输入耦合强化电极81a相对的第2辅助输入耦合电极42a及其 一部分与第1输出耦合强化电极81b相对的第2辅助输出耦合电极42b; 再进而，对于配置第2辅助输入耦合电极42a、第2辅助输出耦合电极42b 的层间F，在位于与配置第1输入耦合强化电极81a、第1输出耦合强化 电极81b的层间E相反侧的层叠体10的层间G，配置其一部分与第2辅 助输入耦合电极42a相对的第2输入耦合强化电极82a及其一部分与第2 辅助输出耦合电极42b相对的第2输出耦合强化电极82b。
另外，第2辅助输入耦合电极42a与连接辅助输入耦合电极41a和输 入端子电极60a的第4贯通导体53a连接，第2辅助输出耦合电极42b与 连接辅助输出耦合电极41b和输出端子电极60b的第5贯通导体53b连接。 而且，第1输入耦合强化电极81a及第2输入耦合强化电极82a利用第7 贯通导体55a，和与输入级的谐振电极30a连接的助谐振电极31a连接； 第1输出耦合强化电极81b及第2输出耦合强化电极82b利用第8贯通导 体55b，和与输出级的谐振电极30b连接的助谐振电极31b连接。
采用具有这种结构的本实施方式的带通滤波器后，第1输入耦合强 化电极81a及第2输入耦合强化电极82a和辅助输入耦合电极41a及第2 辅助输入耦合电极42a的耦合，与输入耦合电极40a及辅助输入耦合电极 41a和输入级的谐振电极30a及与其连接的辅助谐振电极31a的耦合相力口， 成为更加强的耦合。同样，第1输出耦合强化电极81b及第2输出耦合 强化电极82b和辅助输出耦合电极41b及第2辅助输出耦合电极42b的耦 合，与输出耦合电极40b及辅助输出耦合电极41b和输出级的谐振电极30b 及与其连接的辅助谐振电极31b的耦合相加，成为更加强的耦合。这样， 即使是非常宽阔的通带宽度，也能够获得迸一步降低位于各自的谐振模式的谐振频率之间的频率中的插入损失的增加，能够获得遍及宽阔的通带的 整个区域平坦，而且具有低损失的通过特性的带通滤波器。 (第4实施方式)
图13是示意性地表示本发明的第4实施方式的带通滤波器的分解立 体图。此外，在本实施方式中，对于和上述的实施方式的构成对应的部分， 赋予相同的符号，不再赘述。
本实施方式的带通滤波器，由下列部件构成层叠多个电介质层11 的层叠体；配置在层叠体的下面的第1接地电极21;配置在层叠体的上面
的第2接地电极22;在层叠体的1个层间A相互横向排列地配置的带状 的谐振电极(以下有时称作"第1谐振电极")30a、 30b、 30c、 30d;在 层叠体的层间A，包围谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的周围的环状地形 成，与谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的一端连接的环状接地电极23;在 比层叠体的1个层间A靠上侧的层间B，与输入级的谐振电极30a相对地 配置的带状的输入耦合电极40a和与输出级的谐振电极30d相对地配置的 带状的输出耦合电极40b;在比层叠体的1个层间A靠下侧的层间H配置 的具有与各自的谐振电极相对的区域的谐振电极耦合导体32，该谐振电极 耦合导体的一端及另一端通过第1贯通导体51作媒介，在与环状接地电 极23连接的同时，还与输入级的谐振电极30a及输出级的谐振电极30d 大致均等地电磁场耦合；在层叠体的上面配置，与输入耦合电极40a连接 的输入端子电极60a和与输出耦合电极40b连接的输出端子电极60b。
第1接地电极21，虽然在图中没有绘出，但是在层叠体的下面(形成 谐振电极耦合导体32的层叠体层11的背面)的整个面上配置，第2接地 电极22在层叠体的上面的除了输入端子电极60a及输出端子电极60b的 周围以外的几乎整个面上配置，它们都与接地电位连接，和谐振电极30a、 30b、 30c、 30d—起构成带状线谐振器。
带状的谐振电极30a、 30b、 30c、 30d，与第1接地电极21及第2接 地电极22—起构成带状线谐振器， 一端分别与环状接地电极23连接，与 接地电位连接，从而作为1/4波长谐振器发挥作用。
另外，谐振电极30a、 30b、 30c、 30d，在层叠体的层间A横向排列 地配置，相互电磁场耦合(边缘耦合)。谐振电极30a、 30b、 30c、 30d彼此的间隔越小越能够获得强的耦合，但是由于减小间隔后不容易制造，所
以例如设定成0.05 0.5mm左右。进而，谐振电极30a、 30b、 30c、 30d
各自的一端和另一端交错配置，相互交叉指型地耦合，将电场的耦合和磁 场的耦合相加，与梳状线型耦合时相比，比较强地耦合。这样地将谐振电 极30a、 30b、 30c、 30d相互边缘耦合，而且交叉指型地耦合后，将各自 的谐振模式中的谐振频率之间的频率间隔，作为旨在获得远远超过用利用 了现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域的、对于UWB用 的带通滤波器而言是适当的比带域的30%左右的宽阔的通带宽度的适度 的频率间隔。
此外，研究结果表明使谐振电极30a、 30b、 30c、 30d交叉指型地 耦合，而且还相互垂射耦合后，由于耦合过于强，为了实现比带域的30% 左右的通带宽度，并不理想。
在图13所示的实施方式中，设置4个谐振电极。但是本发明的谐振 电极的数量即使是4个以上，只要是损失不大的程度的个数(上限)就行， 可以如后文所述设置6个谐振电极。
环状接地电极23，在层叠体的1个层间A，包围谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的周围的环状地形成，与谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的一端 连接。而且，环状接地电极23本身与接地电位连接，从而具有使谐振电 极30a、 30b、 30c、 30d的一端与接地电位连接的功能。不用贯通导体使 谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的一端与第1接地电极21及第2接地电极 22直接连接地设置环状接地电极23后，即使在模块基板中的一部分区域 形成带通滤波器时，也容易使交叉指型地配置的谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的一端与接地电极连接。另外，环状接地电极23环状地包围谐振电极 30a、 30b、 30c、 30d的周围后，能够减少由谐振电极30a、 30b、 30c、 30d 产生的电磁波向周围的泄漏。该效果在模块基板中的一部分区域形成带通 滤波器时，在防止对模块基板的其它区域产生不良影响上，特别有用。
带状的输入耦合电极40a在与配置谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的层 间A不同的层间(在比配置谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的层间A靠上 侧的层间)B，其整体与输入级的谐振电极30a相对地配置，与遍及输入 级的谐振电极30a的长度方向的一半以上的区域相对。这样，输入耦合电极40a和输入级的谐振电极30a就被垂射耦合，与边缘耦合时相比，耦合 比较强。另外，带状的输入耦合电极40a和贯通导体50的连接点位于与 输入耦合电极40a的长度方向的中央相比，靠近输入级的谐振电极30a的 另一端的一侧的端部，相反侧的端部成为开放端。而且从外部电路输入的 电信号，经过该连接点供给输入耦合电极40a。这样，输入耦合电极40a 和输入级的谐振电极30a就被交叉指型地耦合，将电场的耦合和磁场的耦 合相加，与梳状线型耦合时及单纯电容耦合时相比，耦合更加强。因此， 输入耦合电极40a遍及其整体，与输入级的谐振电极30a垂射耦合，而且 交叉指型地耦合，所以与输入级的谐振电极30a非常强地耦合。另外，关 于输出也同样。
这样，因为输入耦合电极40a和输入级的谐振电极30a非常强地耦合， 输出耦合电极40b与输出级的谐振电极30b非常强地耦合，所以即使是远 远超过用利用了现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域的宽 阔的通带，也能够不增大位于各自的谐振模式的谐振频率之间的频率中的 插入损失，能够获得遍及宽阔的通带的整个区域平坦，而且具有低损失的 通过特性的带通滤波器。
谐振电极耦合导体32，被配置在与配置谐振电极30a、 30b、 30c、 30d 的层间A不同的层间(在比配置谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的层间A 靠下侧的层间)H，而且一端通过第1贯通导体51作媒介，在输入级的谐 振电极30a的一端的附近，与接地电位(环状接地电极23)连接，另一端 通过第1贯通导体51作媒介，在输出级的谐振电极30d的一端的附近， 与接地电位(环状接地电极23)连接，具有与各自的谐振电极相对的区域， 以便使输入级的谐振电极30a及输出级的谐振电极30d大致均等地电磁场 耦合。在图13所示的实施方式中，谐振电极耦合导体32由与输入级的谐 振电极30a相对的输入极耦合区域、与输出级的谐振电极30d相对的输出 极耦合区域和与这些区域分别正交地连接输入极耦合区域及输出极耦合 区域的连接区域构成，成为所谓"曲柄结构"。采用这种结构后，就将靠 近输入级的谐振电极30a的一端(短路端)的一侧及靠近输出级的谐振电 极30d的一端(短路端)的一侧耦合在一起。在这里，从滤波器设计的观 点上说，最好以将到谐振电极耦合导体32的一端及另一端的等距离的点作为中心的点对称形状地形成该谐振电极耦合导体32。特别是最好采用图 13所示的那种形状。但是也可以采用其它形状，只要是点对称就行。
这样，用将一端在输入级的谐振电极30a的一端(短路端)的附近一 侧与环状接地电极23连接、将另一端在输出级的谐振电极30d的一端(短 路端)的附近一侧与环状接地电极23连接的谐振电极耦合导体32，使靠 近输入级的谐振电极30a的一端(短路端)的一侧及靠近输出级的谐振电 极30d的一端(短路端)的一侧耦合在一起后，输入级的谐振电极和输出 级的谐振电极就成为L (电感)性耦合。另一方面，谐振电极的相邻的谐 振电极间(30a和30b间、30b和30c间、30c和30d间)还成为C (电容) 性耦合。该结构，是构成所谓椭圆函数滤波器的结构。这样，能够在与通 带相比的低域侧及高域侧各形成一个衰减极。从而能够在通带外具有急剧 衰减的滤波器特性。
此外，作为椭圆函数滤波器一个例子，例如4级的谐振器时，只要形 成第1级和第2级的谐振器彼此的耦合为(+ )、第2级和第3级的谐振 器彼此的耦合为(+ )、第3级和第4级的谐振器彼此的耦合为(+ )、第 1级和第4级的谐振器彼此的耦合为(一)的关系，就能够在与通带相比 的低域侧及高域侧形成衰减极。
这样，采用本实施方式的带通滤波器后，可以获得远远超过用利用了 现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域的比带域的30%的、 遍及非常宽阔的通带的整个区域平坦而且具有低损失的通过特性的、在与 通带相比的低域侧及高域侧具有衰减极的、高性能、作为UWB用的带通 滤波器而言是适当的带通滤波器。 (第5实施方式)
图14是示意性地表示本发明的第6实施方式的带通滤波器的分解立 体图。与图13所示的第4实施方式的结构上的差异，只是在将谐振电极 作为30a、 30b、 30c、 30d、 30e、 3f的6级这一点上。
在本实施方式的带通滤波器中，也用通过第1贯通导体51作媒介将 一端在输入级的谐振电极30a的一端(短路端)的附近与环状接地电极23 连接、通过第1贯通导体51作媒介将另一端在输出级的谐振电极30f的一 端(短路端)的附近与环状接地电极23连接的谐振电极耦合导体32，使靠近输入级的谐振电极30a的一端(短路端)的一侧及靠近输出级的谐振 电极30d的一端(短路端)的一侧耦合在一起后，输入级的谐振电极和输 出级的谐振电极就成为L (电感)性耦合。另一方面，谐振电极的相邻的 i皆振电极间(30a和30b间、30b和30c间、30c和30d间、30d和30e间、 30e和30f间)还成为C (电容)性耦合。该结构，是构成所谓模拟椭圆 函数滤波器的结构。这样，能够在与通带相比的低域侧及高域侧各形成一 个衰减极。从而能够在通带外具有急剧衰减的滤波器特性。
此外，所谓模拟椭圆函数滤波器，例如6级的谐振器时，只要形成第 1级和第2级的谐振器彼此的耦合为(+ )、第2级和第3级的谐振器彼此 的耦合为(+ )、第3级和第4级的谐振器彼此的耦合为(+ )、第4级和 第5级的谐振器彼此的耦合为(+ )、第5级和第6级的谐振器彼此的耦 合为(+ )、第1级和第6级的谐振器彼此的耦合为(_)的关系，就能 够在与通带相比的低域侧及高域侧形成衰减极。在这里，(+ )相当于C 性，(一)相当于L性。
这样，采用本实施方式的带通滤波器后，与上述本发明的第4实施方 式的带通滤波器相比，能够获得更急剧的带通滤波器。 (第6实施方式)
图15是示意性地表示本发明的第6实施方式的带通滤波器的分解立 体图。与图13所示的第4实施方式的结构上的差异在于在比配置谐振 电极30a、 30b、 30c、 30d及环状接地电极23的层间A靠上侧的层间B， 配置具有与环状接地电极23相对的区域和与谐振电极30a、 30b、 30c、 30d 相对的区域的辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d;在比配置谐振电极30a、 30b、 30c、 30d及环状接地电极23的层间A靠下侧的层间D，配置具有 与环状接地电极23相对的区域和与谐振电极30a、 30b、 30c、 30d相对的 区域的辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d。而且，谐振电极30a、 30b、 30c、 30d和辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d被贯通电介质层11的第2贯通 导体52连接。这样，因为辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d和环状接地 电极23之间的静电电容被相加，所以谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的另 一端(开放端)和接地电位之间的静电电容就进一步增加，能够縮短谐振 电极30a、 30b、 30c的长度，获得更小型的带竭滤波器。此外，在图15所示的第6实施方式中，上下设置一对辅助谐振电极
31a、 31b、 31c、 31d。但是，与上述实施方式相比，縮短量较少也行时， 可以采用只在配置谐振电极30a、 30b、 30c、 30d及环状接地电极23的层 间A的上侧及下侧的某一个中设置辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d的结构。
另外，伴随着辅助谐振电极31a、 31d的形成，在与配置谐振电极30a、 30b、30c、30d及环状接地电极23的层间A及配置辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d的层间B、 D不同的层间C，与输入耦合电极40a对应地设置辅 助输入耦合电极41a的同时，还与输出耦合电极40b对应地设置辅助输出 耦合电极41b。
这样，采用本实施方式的带通滤波器后，与上述本发明的第4实施方
式的带通滤波器相比，能够获得更小型的带通滤波器。
另外，图15所示的辅助输入耦合电极41a是带状，被具有与辅助谐 振电极31a相对的区域和与输入耦合电极40a相对的区域地配置，与输入 耦合电极40a相对的区域利用第3贯通导体53与输入耦合电极40a连接， 第3贯通导体贯通位于输入耦合电极40a相对的区域与输入耦合电极40a 之间的电介质层ll。这样，辅助输入耦合电极41a和辅助谐振电极31b就 被垂射耦合，该耦合与输入耦合电极40a和输入级的谐振电极30a之间的 耦合相加，从而从整体上成为更加强的耦合。
同样，辅助输出耦合电极41b是带状，被具有与辅助谐振电极31d相 对的区域和与输出耦合电极40b相对的区域地配置，与输出耦合电极40b 相对的区域利用第4贯通导体54与输出耦合电极40b连接，第4贯通导 体54贯通位于输出耦合电极40b相对的区域与输出耦合电极40b之间的 电介质层11。这样，辅助输出耦合电极41b和与辅助谐振电极31d就被垂 射耦合，该耦合与输出耦合电极40b和输出级的谐振电极30b之间的耦合 相加，从而从整体上成为更加强的耦合。
这样，输入级的谐振电极30a及与之连接的辅助谐振电极31a的结合 体和输入耦合电极40a及与之连接的辅助输入耦合电极41a的结合体，就 从整体上被垂射耦合，而且交叉指型耦合，从而非常强地耦合。同样，输 出级的谐振电极30b及与之连接的辅助谐振电极31b的结合体和输出耦合电极40b及与之连接的辅助输出耦合电极41b的结合体，也从整体上被垂 射耦合，而且交叉指型耦合，从而非常强地耦合。所以即使是非常宽阔的 通带，也能够使位于各自的谐振模式的谐振频率之间的频率中插入损失的 增加进一步变小，可以获得具有遍及宽阔的通带的整个区域更加平坦更加 低损失的通过特性的带通滤波器。 (第7实施方式)
图16是示意性地表示本发明的第7实施方式的带通滤波器的分解立
体图。在本实施方式中，对于和上述实施方式的构成相同的部分，赋予相
同的符号，有时不再赘述。本实施方式的带通滤波器，与图13所示的实
施方式的带通滤波器类似，应该注意的是在比配置谐振电极耦合导体32
的层间H更靠下侧的层间I，形成第2谐振电极33a、 33b。
本实施方式的带通滤波器，由下列部件构成层叠多个电介质层11
的层叠体；配置在层叠体的下面的第1接地电极21;配置在层叠体的上面 的第2接地电极22;在层叠体的1个层间A横向排列地配置的带状的第1 谐振电极30a、 30b、 30c、 30d;在层叠体的层间A，包围第1谐振电极 30a、 30b、 30c、 30d的周围的环状地形成，与第1 i皆振电极30a、 30b、 30c、 30d的一端连接的环状接地电极23;在比层叠体的1个层间A靠上侧的层 间B，与输入级的谐振电极30a相对地配置的带状的输入耦合电极40a和 与输出级的谐振电极30d相对地配置的带状的输出耦合电极40b;在比层 叠体的1个层间A靠下侧的层间H配置的具有与各自的谐振电极相对的 区域的谐振电极耦合导体32，该谐振电极耦合导体的一端及另一端通过第 1贯通导体51作媒介，在与环状接地电极23连接的同时，还与输入级的 谐振电极30a及输出级的谐振电极30d大致均等地电磁场耦合；在比配置 谐振电极耦合导体32的层间H更靠下侧的层间I，形成第2谐振电极33a、 33b，该第2谐振电极33a、 33b与第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d平行 地配置， 一端通过第2贯通导体作媒介与接地电位连接，长度与第l谐振 电极30a、 30b、 30c、 30d不同；在层叠体的上面配置，与输入耦合电极 40a连接的输入端子电极60a和与输出耦合电极40b连接的输出端子电极 60b 。
第1接地电极21，虽然在图中没有绘出，但是在层叠体的下面(形成第2谐振电极33a、 33b的层叠体层11的背面)的整个面上配置，第2接 地电极22在层叠体的上面的除了输入端子电极60a及输出端子电极60b 的周围以外的几乎整个面上配置，它们都与接地电位连接，和第l谐振电 极30a、 30b、 30c、 30d—起构成带状线谐振器。
在图16所示的实施方式中，设置了 4个第1谐振电极，但是本发明 的第1谐振电极的数量可以是4个以上，只要是损失不大的程度的个数(上 限)就行，例如可以设置后文讲述的那种6个谐振电极。
带状的第2谐振电极33a、 33b，被在比配置谐振电极耦合导体32的 层间H更靠下侧的层间I，与第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d平行配置， 长度与第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d不同(在本实施方式中的长度 短)。另外，第2谐振电极33a、 33b的一端通过第2贯通导体52作媒介， 与接地电位(环状接地电极23)连接。具体地说，第2谐振电极33a通过 第2贯通导体52作媒介，被第l谐振电极30b的一端附近连接；第2谐 振电极33b通过第2贯通导体52作媒介，被第1谐振电极30c的一端附 近连接。采用这种结构后，就在通带的外侧，在截止频率附近具有谐振频 率，从而作为所谓的反作用谐振器(切口滤波器)发挥作用。此外，所谓 "在通带的外侧，在截止频率附近"是指谐振电极耦合导体32形成的衰 减级和截止频率之间的带域；所谓"谐振电极耦合导体32形成的衰减级" 是指在没有配置第2谐振电极33a、 33b的结构中，在通带的低域侧或高 域侧形成的衰减极。
在这里，第2谐振电极为一个以上，只要是滤波损失不大的程度的个 数就行。但是，由于对于滤波器形成区域的中心而言点对称地形成，从而 在普通的滤波器中成为对称性的等效电路后，便于设计滤波器，所以最好 对于用环状接地电极23包围的滤波器区域的中心而言点对称地配置第2 谐振电极。因此，本发明的带通滤波器，最好如图16所示，在具备偶数 个(在本实施方式中为4个)第l谐振电极的同时，还具备偶数个(在本 实施方式中为2个)第2谐振电极；从上面看，将连接输入级的谐振电极 30a的一端及输出级的谐振电极30d的一端的线段和连接输入级的谐振电 极30a的另一端及输出级的谐振电极30d的另一端的线段的交点作为中 心，点对称地配置。另外，在本实施方式中，第2谐振电极33a、 33b比第1谐振电极30a、 30b、 30c短地形成。但是该长度取决于是在与通带相比的低域侧形成衰减 极还是在高域侧形成衰减极。就是说，在与通带相比的低域侧形成衰减极 时，比第l谐振电极30a、 30b、 30c长地形成；在与通带相比的高域侧形 成衰减极时，比第l谐振电极30a、 30b、 30c短地形成。在本例中，由于 在与通带相比的高域侧形成衰减极，使用比第1谐振电极30a、 30b、 30c 短地形成。
另夕卜，在本实施方式中，配置第2谐振电极33a、 33b的层间I成为比 配置谐振电极耦合导体32的层间H靠下侧，但是该配置也可以相反。
采用这样地设置带状的第2谐振电极33a、 33b的结构后，与在没有 配置第2谐振电极33a、 33b的结构中获得的衰减特性相比，能够获得更 急剧的衰减特性。
在这里，在设置带状的第2谐振电极之际，需要考虑第2谐振电极和 第1谐振电极的耦合量。具体地说，第2谐振电极比第1谐振电极长时， 对于第2谐振电极的长度方向的整体而言，与第1谐振电极重叠的长度(面 积)的比率较小，所以为了获得耦合量，最好靠近从上面看存在交叉指型 (与接地电位连接的一侧相反)的关系的第l谐振电极地配置，希望使其 耦合最好时，就与存在交叉指型的关系的第l谐振电极相对地配置。另一 方面，第2谐振电极比第1谐振电极短时，由于第2谐振电极的长度方向 的整体都与第l谐振电极重叠，所以为了减少耦合量，最好靠近从上面看 存在梳状线(与接地电位连接的一侧相同)的关系的第1谐振电极地配置， 特别是最好使第2谐振电极的所有的区域不与从上面看存在梳状线的关系 的第1谐振电极相对的程度地靠近存在梳状线的关系的第1谐振电极地配 置。此外，耦合量的调整，还被介于第1谐振电极和第2谐振电极之间的 电介质层的厚度、各自的谐振电极的宽度、相对部分的面积等左右。因此， 最好考虑这些因素，在能够获得所需的耦合量的位置配置第2谐振电极。
在本实施方式中，从上面看与第1谐振电极30b部分相对地配置第2 谐振电极33a，从上面看与第1谐振电极30c部分相对地配置第2谐振电 极33b。
然后，讲述调整第2谐振电极的耦合量，从而提高衰减特性的情况。例如如图28所示，未能获得所需的耦合量时，虽然在通带的外侧、在非 常接近截止频率的带域中，能够获得急剧的衰减特性，但是在第2谐振电
极形成的衰减极的高域侧(衰减极间)却产生跳动。与此不同，如图27 所示，获得所需的耦合量时，不产生图28所示的那种跳动、能够获得急 剧的、没有跳动的衰减特性。
这样，采用本实施方式的带通滤波器后，可以获得具有远远超过用利 用了现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域的比带域的30% 的、遍及非常宽阔的通带的整个区域平坦而且具有低损失的通过特性的、 在与通带相比的低域侧及高域侧具有衰减极的、高性能、作为UWB用的 带通滤波器而言是适当的带通滤波器。
进而，图17A是从上俯视图16所示的谐振电极耦合导体32和第1谐 振电极30a、 30b、 30c、 30d时的简要说明图，图17B是从剖面上看图16 所示的谐振电极耦合导体32和第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d、输入 耦合电极40a、输出耦合电极40b时的简要说明图。如图17A及图17B所 示，在谐振电极耦合导体32中，输入级耦合区域321成为带状，从上面 看，最好使向输入级耦合区域321的长度方向延伸的中心轴线不与向输入 耦合电极40a的长度方向延伸的中心轴线重叠地配置；输出级耦合区域322 成为带状，从上面看，最好使向输出级耦合区域322的长度方向延伸的中 心轴线不与向输出耦合电极40b的长度方向延伸的中心轴线重叠地配置。
这是因为减弱输入级耦合区域321和输入耦合电极40a之间的垂射耦 合后，能够抑制在UWB的使用频带内、通带外中发送谐振电极耦合导体 32的A /2谐振的峰值，能够改善带域外特性的缘故。
特别最好如图17B所示，从上看不与向输入耦合电极40a的长度方向 延伸的中心轴线重叠地配置输入级耦合区域321的同时，不与向输出耦合 电极40b的长度方向延伸的中心轴线重叠地配置输出级耦合区域322。这 样，能够一边维持谐振电极耦合导体32和第l谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的耦合， 一边减弱输入耦合电极40a和输出耦合电极40b之间的耦合。 此外，虽然输入级耦合区域321与输入级的谐振电极30a相对，但是在这 里所谓的相对，是指从上面看输入级耦合区域321与输入级的谐振电极30a 重叠没有露出的区域，如果有露出的没有重叠的区域，就可能使损失增大。关于输出级耦合区域322与输出级的谐振电极30b的关系也同样。 (第8实施方式)
图18是示意性地表示本发明的第8实施方式的带通滤波器的分解立 体图。如图18所示，最好在图16的实施方式的结构的基础上，再从上面 看比从输入级的谐振电极30a到输出级的谐振电极30d的配置区域靠外 侧、比配置输入耦合电极40a及输出耦合电极40b的层间靠上侧的层间， 配置一端与接地电位连接从而作为1/4波长谐振器发挥作用的、与输入耦 合电极40a电磁场耦合的带状的输入耦合谐振电极34a及与输出耦合电极 40b电磁场耦合的带状的输出耦合谐振电极34b。
采用这种结构后，由于输入耦合谐振电极34a及输出耦合谐振电极34b 作为反作用谐振器发挥作用，所以能够形成和第2谐振电极形成的衰减极 不同的别的衰减极，调整输入耦合谐振电极34a及输出耦合谐振电极34b 的长度后，能够不改变通带的大小地增加高域侧的衰减极，能够改善外裙 特性(使其更急剧)。
在这里，输入耦合谐振电极34a与输入耦合电极40a耦合，输出耦合 谐振电极34b与输出耦合电极40b耦合。输入耦合谐振电极34a进入从输 入级的谐振电极30a到输出级的谐振电极30d的配置区域的内侧后，输入 耦合谐振电极34a与输入耦合电极40a的耦合就过强，输入耦合谐振电极 34a与输入级的谐振电极30a的耦合就被削弱，滤波器的特性就会丧失。 进一步向内侧配置后，就与第l谐振电极30b的耦合，滤波器的特性仍然 会丧失。另一方面，输入耦合谐振电极34a位于和配置输入耦合电极40a 的层间相同的层间或下侧时，就与输入级的谐振电极30a耦合，使滤波器 的特性丧失。
这种情况，对于输出耦合谐振电极34b来说也同样。
此外，在该实施方式中，从便于设计的观点出发，设置了输入耦合谐
振电极34a及输出耦合谐振电极34b。但是也可以采用设置其中的某一个
的结构。
(第9实施方式)
图19是示意性地表示本发明的第9实施方式的带通滤波器的分解立 体图。与图1所示的实施方式的结构上的差异，只是在将第1谐振电极作为30a、 30b、 30c、 30d、 30e、 3f的6级这一点上。
在本实施方式的带通滤波器中，也用通过第1贯通导体51作媒介将 一端在输入级的谐振电极30a的一端(短路端)的附近与环状接地电极23 连接、通过第1贯通导体51作媒介将另一端在输出级的谐振电极30f的一 端(短路端)的附近与环状接地电极23连接的谐振电极耦合导体32，使 靠近输入级的谐振电极30a的一端(短路端)的一侧及靠近输出级的谐振 电极30d的一端(短路端)的一侧耦合在一起后，输入级的谐振电极和输 出级的谐振电极就成为L (电感)性耦合。另一方面，6个第1谐振电极 的相邻的谐振电极间(30a和30b间、30b和30c间、30c和30d间、30d 和30e间、30e和30f间)还成为C (电容〉性耦合。该结构，是构成所 谓模拟椭圆函数滤波器的结构。这样，能够在与通带相比的低域侧及高域 侧各形成一个衰减极。从而能够在通带外具有急剧衰减的滤波器特性。
此外，所谓模拟椭圆函数滤波器，例如6级的谐振器时，只要形成第 1级和第2级的谐振器彼此的耦合为(+ )、第2级和第3级的谐振器彼此 的耦合为(+ )、第3级和第4级的谐振器彼此的耦合为(+ )、第4级和 第5级的谐振器彼此的耦合为(+ )、第5级和第6级的谐振器彼此的耦 合为(+ )、第1级和第6级的谐振器彼此的耦合为(一)的关系，就能 够在与通带相比的低域侧及高域侧形成衰减极。在这里，(+ )相当于C 性，(一)相当于L性。
这样，采用本实施方式的带通滤波器后，与上述本发明的第7实施方 式的带通滤波器相比，能够获得更急剧的带通滤波器。 (第10实施方式)
图20是示意性地表示本发明的第10实施方式的带通滤波器的分解立 体图。与图16所示的第4实施方式的结构上的差异在于在比配置第1 谐振电极30a、 30b、 30c、 30d及环状接地电极23的层间A靠上侧的层间 B，配置具有与环状接地电极23相对的区域和与第l谐振电极30a、 30b、 30c、 30d相对的区域的辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d;在比配置第1 谐振电极30a、 30b、 30c、 30d及环状接地电极23的层间A靠下侧的层间 D，配置具有与环状接地电极23相对的区域和与第l谐振电极30a、 30b、 30c、 30d相对的区域的辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d。而且，第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d和辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d被贯 通电介质层11的第3贯通导体53连接。这样，因为辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d和环状接地电极23之间的静电电容被相加，所以第l谐振 电极30a、 30b、 30c、 30d的另一端(开放端)和接地电位之间的静电电 容就进一步增加，能够縮短第l谐振电极30a、 30b、 30c的长度，获得更 小型的带通滤波器。
此外，在图20所示的第IO实施方式中，上下设置一对辅助谐振电极 31a、 31b、 31c、 31d。但是，与上述实施方式相比，縮短量较少也行时， 可以采用只在配置第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d及环状接地电极23 的层间A的上侧及下侧的某一个中设置辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d 的结构。
另外，伴随着辅助谐振电极31a、 31d的形成，在与配置第1谐振电 极30a、 30b、 30c、 30d及环状接地电极23的层间A及配置辅助谐振电极 31a、 31b、 31c、 31d的层间B、 D不同的层间C，与输入耦合电极40a对 应地设置辅助输入耦合电极41a的同时，还与输出耦合电极40b对应地设 置辅助输出耦合电极41b。
在这里，在图16所示的第7实施方式中，比第l谐振电极30a、 30b、 30c、 30d短地形成第2谐振电极33a、 33b。但是如上所述地縮短第1谐 振电极30a、 30b、 30c、 30d的长度后，第2谐振电极33a、 33b就变长。 因此，如图20所示，将与接地电位连接的一端相反侧的另一端朝着一个 侧面突出地加大宽度地形成后，就能够在和环状接地电极23之间获得静 电电容，縮短该第2谐振电极33a、 33b的长度。关于该第2谐振电极33a、 33b的形状，不仅图20所示的那种形状，而且还可以采用只将另一端弯曲 的结构或T字形地形成的形状。
此外，第1谐振电极和第2谐振电极的耦合量的调整，使第2谐振电 极比第l谐振电极长后，为了增加耦合量，接近从上面看存在交叉指型的 关系的第1谐振电极地进行。
另外，虽然表面上第2谐振电极比第l谐振电极长，但是由于第2谐 振电极的谐振频率比第1谐振电极的谐振频率高，所以和图16所示的实 施方式同样，在与通带相比的高域侧，在截止频率附近具有谐振频率。这样，采用本实施方式的带通滤波器后，与上述本发明的第7实施方 式的带通滤波器相比，能够获得更小型的带通滤波器。 (第11实施方式)
图21表示使用本发明的带通滤波器的本发明的第11实施方式的高频
模块80及使用它的无线通信机器85的构成例的方框图。本实施方式的高 频模块80及使用它的无线通信机器85，采用上述本发明的第1 第10实 施方式的带通滤波器中的某一个构成。
本发明的高频模块80，由下列部件构成进行媒体存取控制的MAC (Medium Access Control)IC81;与它连接的收发多带的OFDM (Orthogonal Frequency Divison Multiplexing)信号的PHY (physical layer) IC82; 与它 连接的带通滤波器83。 PHYIC82输出的发送信号，在通过带通滤波器83 之际，通信带域以外的频率的信号被衰减后，由天线84发送。另外，天 线84接收的接收信号，在通过带通滤波器83之际，通信带域以外的频率 的信号被衰减后，输入PHYIC82。
采用本发明的高频模块80及无线通信机器85后，将在遍及通信带域 的整个区域通过的信号损失较小的本发明的带通滤波器用于发送信号及 接收信号的滤波，从而使通过带通滤波器的接收信号及发送信号的衰减变 少，所以能够提高接收灵敏度。另外，由于能够使发送信号及接收信号的 放大度变小，所以能够减少放大电路中的耗电量。因此，可以获得接收灵 敏度高、耗电量小的高性能的高频模块80及无线通信机器85。
在本发明的带通滤波器中，作为电介质层11的材质，例如可以使用 环氧树脂等树脂及电介质陶瓷等陶瓷。例如宜于使用由BaTi03、 Pb4Fe2Nb2012、 Ti02等电介质陶瓷材料和B203、 Si02、 A1203、 ZnO等玻璃 材料构成，可以用800 120(TC左右的比较低的温度烧成的玻璃一陶瓷材 料。另外，作为电介质层ll的厚度，例如设定成0.05 0.1mm左右。
作为上述各种电极及贯通导体的材质，例如宜于使用将Ag、 Ag—Pd、 Ag—Pt等Ag合金作为主成份的导电材料及Cu类、W类、Mo类、Pd类 导电材料等。各种电极的厚度，例如设定成0.001 0.05mm左右。
本发明的带通滤波器，例如可以采用下述方法制造。首先向陶瓷原料 粉末中添加，混合适当的有机溶剂，使其成为泥浆状的同时，采用刮刀法形成陶瓷生片。接着，使用冲孔机等，在获得的陶瓷生片上形成成为贯通导体的贯通孔，充填Ag、 Ag —Pd、 Au、 Cu等导体膏后形成贯通导体。再接着，采用印刷法等，在陶瓷生片上形成上述各种电极。最后，将它们
层叠起来，使用热压机装置压接，用800 1050。C的温度烧成。
(变形例)
本发明并不局限于上述第1 第11实施方式。在不违背本发明的宗旨的范围内，可以有各种变更及改良。
图22是示意性地表示本发明的带通滤波器的第1变形例的分解立体图。图23是示意性地表示本发明的带通滤波器的第2变形例的分解立体图，只示出在模块基板中的一个区域形成本发明的带通滤波器时的带通滤波器的形成区域。
此外，在这些变形例中，只讲述和上述的实施方式不同的地方，对于相同的构成要素，赋予相同的符号，不再赘述。
例如在上述第1 第3实施方式中，讲述了具备辅助谐振电极31a、31b、 31c及辅助输入耦合电极41a、辅助输出耦合电极41b的例子。但是例如也可以象图22所示的带通滤波器那样，采用不具备辅助谐振电极31a、31b、 31c及辅助输入耦合电极41a、辅助输出耦合电极41b的结构。在平面形状大型化也不成问题时，未必需要辅助谐振电极31a、 31b、 31c，这时当然也不需要辅助输入耦合电极41a、辅助输出耦合电极41b。
另外，在上述第1 第IO实施方式中，讲述了具备输入端子电极60a及输出端子电极60b的例子。但是在模块基板中的一个区域形成带通滤波器时，未必需要输入端子电极60a及输出端子电极60b。例如也可以象图23所示的带通滤波器那样，采用使模块基板内的来自外部电路的输入布线电极90a及模块基板内的去往外部电路的输出布线电极90a直接与输入耦合电极40a及输出耦合电极40b连接的结构。这时，输入耦合电极40a和输入布线电极90a的连接点91a成为将从外部电路输入的电信号供给输入耦合电极40a的位置，输出耦合电极40b和输出布线电极90b的连接点91b则成为从输出耦合电极40b获得向外部电路输出的电信号的位置。
另外，在上述第1 第IO实施方式中，讲述了在层叠体的相同的层间配置输入耦合电极40a、带状的输出耦合电极40b、辅助谐振电极31a、31b、31c、 30d的例子。但是既可以在不同的层间配置输入耦合电极40a、带状的输出耦合电极40b、辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 30d，也可以在不同的层间配置输入耦合电极40a、带状的输出耦合电极40b，还可以在不同的层间配置辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 30d。
另外，在上述第1 第3、第6及第10实施方式中，讲述了在层叠体10的相同的层间C配置辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的例子。但是也可以采用在层叠体10的不同的层间配置辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的结构。
进而另外，在上述第1 第3实施方式中，讲述了使3个谐振电极31a、31b、 31c电磁场耦合构成带通滤波器的例子。但是例如也可以采用使2个或4个以上的谐振电极电磁场耦合构成带通滤波器的结构。能够按照要求的电气特性及容许的形状尺寸加以选择。
另外进而，在上述第1 第10实施方式中，讲述了在层叠体10的下面配置第1接地电极21、在层叠体10的上面配置第2接地电极22的例子。但是例如既可以在第1接地电极21之下进而配置电介质层，也可以在第2接地电极22之上进而配置电介质层。
进而，在上述第ll实施方式中，示出了由进行媒体存取控制的MACIC81、与它连接的PHYIC82、与它连接的带通滤波器83构成的高频模块80的例子。但是，也可以使用一体化的一个芯片IC构成MAC IC81和PHYIC82。另外，例如可以采用只由PHYIC82及与它连接的带通滤波器83构成的高频模块80，再连接MAC IC81及天线84后，构成无线通信机器85。
另外进而，以上以被UWB使用的带通滤波器为例进行了讲述。但是毫无疑问，在要求宽带域其它用途中，本发明的带通滤波器也有效。(实施例1)
接着，讲述本发明的电子部件的具体例。
使用有限要素法，模拟计算具有图1 图4所示的结构的带通滤波器的电气特性。计算条件为作为物性值，使电介质层11的介电常数=9.4、电介质层11的介电正切=0.0005、各种电极的导电率二3.0X10、/m;作为形状尺寸，使谐振电极30a、 30b、 30c的宽度为0.4mm、长度为2.9mm、相邻的谐振电极彼此的间隔为0.13mm;输入耦合电极40a及输出耦合电极40b的宽度为0.3mm、长度为2.5mm，辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的宽度为0.3mm、长度为1.45mm。辅助谐振电极31a、31b、31c采用接合配置在到谐振电极30a、 30b、 30c的另一端的距离为0.3mm的部位的宽度为0.4mm、长度为2.9mm的矩形和然后朝着谐振电极30a、30b、 30c的宽度为0.2mm、长度为0.4mm的矩形后的形状；输入端子电极60a及输出端子电极60b为一边是0.3mm的正方形，与第2接地电极22的距离为0.2mm;第1接地电极21、第2接地电极22、环状接地电极23的宽度为3mm、长度为5mm，环状接地电极23的开口部宽度为2.4mm、长度为3mm。带通滤波器整体的形状为宽度3mm、长度5mm、厚度0.91mm，层间A位于厚度方向的中央。层间A和层间B及层间B和层间C之间的间隔，分别为0.065mm。各种电极的厚度为O.Olmm，各种贯通导体的直径为O.lmm。
图24是表示该模拟结果的曲线图，横轴表示频率，纵轴表示损失，示出通过特性(S21)和反射特性(Sll)。根据图24所示的曲线图，在通过特性(S21)中，远比用利用了现有技术的1/4波长谐振器的滤波器可以实现的区域宽宽阔的、比带域相当于40%的3.2GHz 4.7GHz的频率范围中，成为小于1.5dB的损失。这样，可以获得遍及宽阔的通带的整个区域平坦而且低损失的优异的通过特性，确认了本发明的有效性。(实施例2)
电磁场模拟计算对于图15的结构的带通滤波器的传输特性。作为计算条件，使用电介质层11的介电常数=9.4、介电正切=0.0005、导电率=3.0X 107S/m。作为投入试做的设计值的形状尺寸，使谐振电极30a、 30b、 30c、30d的宽度为0.4mm、长度为2.85mm，谐振电极30a和谐振电极30b及谐振电极30c和谐振电极30d的间隔为0.15mm，谐振电极30b和谐振电极30c的间隔为0.15mm。输入耦合电极40a及输出耦合电极40b的宽度为0.3mm、长度为2.5mm，辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的宽度为0.3mm、长度为1.45mm。辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d采用接合配置在到谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的另一端的距离为0.3mm的部位的宽度为0.45mm、长度为0.8mm的矩形和然后朝着谐振电极30a、30b、 30c、 30d的宽度为0.2mm、长度为0.4mm的矩形后的形状。输入端子电极60a及输出端子电极60b为一边是0.3mm的正方形，与第2接地电极22的距离为0.2111111。第1接地电极21、第2接地电极22、环状接地电极23的外形是宽度为4mm、长度为6mm，环状接地电极23的开口部宽度为2.4mm、长度为3mm。带通滤波器整体的形状为宽度3mm、长度5mm、厚度0.9mm。配置辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的层间C和上侧的配置辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d的层间B之间的间隔，分别为0.065mm。各种电极的厚度为0.013mm，各种贯通导体的直径为O.lmm。旨在形成衰减极的谐振电极耦合导体32的宽度为0.2mm、中央的连接部分为O.lmm。
图25是表示该计算结果的曲线图，横轴表示频率，纵轴表示损失，示出通过特性(S21)和反射特性(Sll)。根据图25所示的曲线图，在比带域相当于30%的3.4GHz 4.6GHz的频率范围中，成为小于1.5dB的损失，另外在通带外的2.5GHz中衰减极为1个和在5.3GHz中衰减极为1个。这样，可以获得遍及宽阔的通带的整个区域平坦而且低损失、在通带外确保足够的衰减极的优异的通过特性，确认了本发明的有效性。
另一方面，作为比较例，电磁场模拟计算对于没有图15的谐振电极耦合导体32的结构的带通滤波器的传输特性。作为计算条件，使用电介质层11的介电常数=9.4、介电正切=0.0005、导电率二3.0X10"S/m。作为投入试做的设计值的形状尺寸，使谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的宽度为0.4mm、长度为2.85mm，谐振电极30a和谐振电极30b及谐振电极30c和谐振电极30d的间隔为0,15mm， i皆振电极30b和谐振电极30c的间隔为0.20mm。输入耦合电极40a及输出耦合电极40b的宽度为0.3mm、长度为2.5mm，辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的宽度为0.3mm、长度为1.45mm。辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d采用接合配置在到谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的另一端的距离为0.3mm的部位的宽度为0.45mm、长度为0.8mm的矩形和然后朝着谐振电极30a、 30b、 30c、30d的宽度为0.2mm、长度为0.4mm的矩形后的形状。输入端子电极60a及输出端子电极60b为一边是0.3mm的正方形，与第2接地电极22的距离为0.2mm。第1接地电极21、第2接地电极22、环状接地电极23的外形是宽度为4mm、长度为6mm,环状接地电极23的开口部宽度为3mm、长度为3mm。带通滤波器整体的形状为宽度3mm、长度5mm、厚度0.9mm。层间B和层间C之间的间隔，分别为0.065mm。各种电极的厚度为0.013mm，各种贯通导体的直径为O.lmm。
图26是表示该计算结果的曲线图，横轴表示频率，纵轴表示损失，示出通过特性(S21)和反射特性(Sll)。由图26可知通带外的衰减平缓，不能确保足够的衰减。(实施例3)
电磁场模拟计算对于图20的结构而言的带通滤波器的传输特性。作为计算条件，使用电介质层11的介电常数=9.4、介电正切=0.0005、导电率二3.0X10、/m。作为投入试做的设计值的形状尺寸，电介质层11的厚度是7层中最上层和最下层的厚度为0.3mm，其它层的厚度为0.75mm。另夕卜，第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的宽度为0.4mm、长度为2.85mm，第1谐振电极(输入级的谐振电极)30a和第1谐振电极30b及第1谐振电极30c和第1谐振电极(输出级的谐振电极)30d的间隔为0.15mm，第1谐振电极30b和第1谐振电极30c的间隔为0.14mm。输入耦合电极40a及输出耦合电极40b的宽度为0.3mm、长度为2.5mm，辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的宽度为0.3mm、长度为1.45mm。辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d采用接合配置在到第l谐振电极30a、 30b、 30c、30d的另一端的距离为0.3mm的部位的宽度为0.45mm、长度为0.8mm的矩形和然后朝着第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的宽度为0.2mm、长度为0.4mm的矩形后的形状。输入端子电极60a及输出端子电极60b为一边是0.3mm的正方形，与第2接地电极22的距离为0.2mm。第1接地电极21、第2接地电极22、环状接地电极23的外形是宽度为3mm、长度为6mm，环状接地电极23的开口部宽度为2.4mm、长度为3mm。带通滤波器整体的形状为宽度3mm、长度5mm、厚度0.975mm。配置辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的层间C和上侧的配置辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d的层间B之间的间隔，分别为0.065mm。各种电极的厚度为0.013mm，各种贯通导体的直径为O.lmm。旨在形成衰减极的谐振电极耦合导体的输入级耦合区域及输出级耦合区域的宽度为0.3mm、连接区域的宽度为0.1mm。另外，作为反作用谐振器动作的第2谐振电极33a、 33b，采用在宽度 为O.lmm、长度为3.4mm的带状区域的另一端，朝着一个侧面侧突出地 具有加宽区域(宽度为0.4mm、长度为0.36mm)的形状。设置该第2谐 振电极33a的位置，将从上面看第1谐振电极30b的输入级的谐振电极30a 侧的边缘和第2谐振电极33a的边缘一致地相对的位置作为基准，成为靠 近输入级的谐振电极30a地错开0.03mm的位置。同样，设置第2谐振电 极33b的位置，将从上面看第1谐振电极30c的输出级的谐振电极30d侧 的边缘和第2谐振电极33b的边缘一致地相对的位置作为基准，成为靠近 输出级的谐振电极30d地错开0.03mm的位置。
图27是表示该计算结果的曲线图，横轴表示频率，纵轴表示损失， 示出通过特性(S21)和反射特性(Sll)。根据图27，在通过特性(S21) 中，在比带域相当于30%的3.4GHz 4.6GHz的频率范围中，成为小于 1.5dB的损失，另外在通带外的2.5GHz中衰减极为1个和在5.3GHz中衰 减极为2个。另外，高域侧的衰减极间的跳动也得到抑制。这样，可以获 得遍及宽阔的通带的整个区域平坦而且低损失、在通带外确保足够的衰减 极的优异的通过特性，确认了本发明的有效性。
另一方面，对结构和上述的结构同样、只是使第2谐振电极33a、 33b 的位置不同的情况也进行了测量。该情况将从上面看第1谐振电极30b的 输入级的谐振电极30a侧的边缘和第2谐振电极33a的边缘一致地相对的 位置作为基准，成为离开输入级的谐振电极30a地错开0.03mm的位置。 同样，设置第2谐振电极33b的位置，将从上面看第1谐振电极30c的输 出级的谐振电极30d侧的边缘和第2谐振电极33b的边缘一致地相对的位 置作为基准，成为离开输出级的谐振电极30d地错开0.03mm的位置。
图28是表示该测量结果的曲线图，横轴表示频率，纵轴表示损失， 示出通过特性(S21)和反射特性(Sll)。根据图28所示的曲线图，在通 过特性(S21)中，在通带外的2.5GHz中衰减极为l个和在5.3GHz中衰 减极为2个，和图27所示的特性的情况同样，在截止频率附近，能够获 得急剧的衰减特性，但是在比它高的高域侧的衰减极间却产生跳动，与图 27所示的特性相比，有若干不良。所以，为了消除这种跳动，需要调整第 2谐振电极的位置。另外，在图27及图28中可以在9GHz附近看到谐振峰值，带域外特 性劣化。在UWB中，因为该附近也是使用频率带域，最好进行改善。因 此如图17A及图17B所示，将输入级耦合区域321及输出级耦合区域322 从输入级的谐振电极30a及输出级的谐振电极30d的中心轴向外侧错开地 配置谐振电极耦合导体32。有关其它的基本结构的尺寸等参数，采用和上 述实施例同样的结构。图29示出该计算结果。该结果能够将到10GHz为 止的带域外特性改善为30dB以下。
进而，图30是模拟有关基本结构的尺寸等参数和上述实施例同样的 结构，而且在输入耦合电极40a的上层、第l谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的配置区域的外侧配置输入耦合谐振电极34a的同时，在输出耦合电 极40b的下层、第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的配置区域的外侧配 置输出耦合谐振电极34b的与图18的结构的传输特性S21的计算结果。 在5GHz附近产生新的衰减极，能够获得更急剧的外裙特性。
此外，还对从图20的结构中去掉第2谐振电极的结构电磁场模拟计 算了传输特性。作为计算条件，使用电介质层11的介电常数=9.4、介电正 切=0.0005、导电率二3.0Xl(TS/m。作为投入试做的设计值的形状尺寸，电 介质层11的厚度是6层中最上层和最下层的厚度为0.3mm，其它层的厚 度为0.075mm。第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的宽度为0.4mm、长 度为2.85mm，第1谐振电极(输入级的谐振电极)30a和第1谐振电极 30b及第1谐振电极30c和第1谐振电极(输出级的谐振电极)30d的间 隔为0.15mm，第1谐振电极30b和第1谐振电极30c的间隔为0.15mm。 输入耦合电极40a及输出耦合电极40b的宽度为0.3mm、长度为2.5mm， 辅助输入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的宽度为0.3mm、长度为 1.45mm。辅助谐振电极31a、 31b、 31c、 31d采用接合配置在到第1谐振 电极30a、30b、30c、30d的另一端的距离为0.3mm的部位的宽度为0.45mm、 长度为0.8mm的矩形和然后朝着第1谐振电极30a、 30b、 30c、 30d的宽 度为0.2mm、长度为0.4mm的矩形后的形状。输入端子电极60a及输出端 子电极60b为一边是0.3mm的正方形，与第2接地电极22的距离为0.2mm。 第l接地电极21、第2接地电极22、环状接地电极23的外形是宽度为3mm、 长度为6mm，环状接地电极23的开口部宽度为2.4mm、长度为3mm。带通滤波器整体的形状为宽度3mm、长度5mm、厚度0.9mm。配置辅助输 入耦合电极41a及辅助输出耦合电极41b的层间C和上侧的配置辅助谐振 电极31a、 31b、 31c、 31d的层间B之间的间隔，分别为0.065mm。各种 电极的厚度为0.013mm，各种贯通导体的直径为O.lmm。旨在形成衰减极 的谐振电极耦合导体的输入级耦合区域及输出级耦合区域的宽度为 0.2mm、连接区域的宽度为O.lmm。
图31是表示该计算结果的曲线图，横轴表示频率，纵轴表示损失， 示出通过特性(S21)和反射特性(Sll)。根据图31，在通过特性(S21) 中，在比带域相当于30%的3.4GHz 4.6GHz的频率范围中，成为小于 1.5dB的损失，另外在带宽外的2.5GHz中衰减极为1个和在5.3GHz中衰 减极为1个。这样，可以获得遍及宽阔的带宽的整个区域平坦而且低损失、 在带宽外确保足够的衰减极的优异的通过特性，但是与本发明相比，没有 获得的急剧的衰减。
这样，能够确认具备第2谐振电极的本发明的有效性。 本发明可以在不违背其宗旨或主要特征的范围内，用其它各种方式实 施。因此，上述的实施方式归根结底只不过是单纯的例示而已，本发明的 范围见《权利要求书》所述，不受说明书本文的丝毫约束。进而，属于《权 利要求书》的变形及变更全部在本发明的范围内。
权利要求
1、一种带通滤波器，具备层叠体，该层叠体层叠多个电介质层；第1接地电极，该第1接地电极配置在该层叠体的下面，与接地电位连接；第2接地电极，该第2接地电极配置在所述层叠体的上面，与接地电位连接；带状的多个谐振电极，这些带状的多个谐振电极横向排列配置在所述层叠体的1个层间且相互电磁场耦合，各自的一端与接地电位连接，作为1/4波长谐振器发挥作用；带状的输入耦合电极，这些带状的输入耦合电极配置在与所述层叠体的所述1个层间不同的层间，与所述多个谐振电极中输入级的谐振电极电磁场耦合；和带状的输出耦合电极，这些带状的输出耦合电极配置在与所述层叠体的所述1个层间不同的层间，与所述多个谐振电极中输出级的谐振电极电磁场耦合，所述多个谐振电极，各自的所述一端和另一端交错配置；所述输入耦合电极，配置为与跨越所述输入级的谐振电极的长度方向的一半以上的区域相对，而且供给从外部电路输入的电信号的位置，与长度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一侧；所述输出耦合电极，配置为与跨越所述输出级的谐振电极的长度方向的一半以上的区域相对，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，与长度方向的中央相比，靠近所述输出级的谐振电极的所述另一端的一侧。
2、 如权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于配置有环状接地 电极，该环状接地电极在所述一个层间，形成为包围所述多个谐振电极的 周围的环状，与所述多个谐振电极的所述一端连接且与接地电位连接。
3、 如权利要求2所述的带通滤波器，其特征在于与所述多个谐振 电极的每一个对应地配置辅助谐振电极，该辅助谐振电极，在与所述一个 层间不同的层间，配置为具有与所述环状接地电极相对的区域和与所述谐振电极相对的区域，与所述谐振电极相对的区域利用第1贯通导体与所述 谐振电极的所述另一端侧连接，所述第1贯通导体贯通位于所述谐振电极 相对的区域与所述谐振电极之间的所述电介质层。
4、 如权利要求3所述的带通滤波器，其特征在于，具备 辅助输入耦合电极，该辅助输入耦合电极在与所述1个层间不同的层间进而不同的层间，配置为具有与所述多个辅助谐振电极中与所述输入级 的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输入耦合电极相对 的区域，与所述输入耦合电极相对的区域利用第2贯通导体，连接到与所 述输入耦合电极的长度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所 述另一端的一侧，所述第2贯通导体贯通位于所述输入耦合电极相对的区 域与所述输入耦合电极之间的所述电介质层；和辅助输出耦合电极，该辅助输出耦合电极在与所述1个层间不同的层 间进而不同的层间，配置为具有与所述多个辅助谐振电极中与所述输出级 的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输出耦合电极相对的区域，与所述输出耦合电极相对的区域利用第3贯通导体，连接到与所述输出耦合电极的长度方向的中央相比，靠近所述输出级的谐振电极的所述另一端的一侧，所述第3贯通导体贯通位于所述输出耦合电极相对的区 域与所述输出耦合电极之间的所述电介质层。
5、 一种带通滤波器，具备 层叠体，该层叠体层叠多个电介质层；第1接地电极，该第1接地电极配置在该层叠体的下面，与接地电位 连接；第2接地电极，该第2接地电极配置在所述层叠体的上面，与接地电 位连接；带状的4个以上的谐振电极，这些带状的4个以上的谐振电极在所述 层叠体的1个层间相互电磁场耦合地横向排列配置，各自的一端与接地电 位连接，作为1/4波长谐振器发挥作用；带状的输入耦合电极，这些带状的输入耦合电极配置在比所述层叠体 的所述1个层间更靠上侧的层间，与所述4个以上的谐振电极中输入级的 谐振电极电磁场耦合；带状的输出耦合电极，这些带状的输出耦合电极配置在比所述层叠体 的所述1个层间更靠上侧的层间，与所述4个以上的谐振电极中输出级的 谐振电极电磁场耦合；和谐振电极耦合导体，该谐振电极耦合导体配置在比所述层叠体的所述 l个层间更靠下侧的层间，其一端通过第l贯通导体，在所述输入级的谐 振电极的所述一端的附近与接地电位连接，而另一端通过第1贯通导体， 在所述输出级的谐振电极的所述一端的附近与接地电位连接，该谐振电极 耦合导体具有与所述输入级的谐振电极相对的区域及与所述输出级的谐 振电极相对的区域，且与所述输入级的谐振电极的电磁场耦合及与所述输 出级的谐振电极的电磁场耦合大致均等，所述4个以上的谐振电极，各自的所述一端与另一端交错配置；所述输入耦合电极，配置为与跨越所述输入级的谐振电极的长度方向 的一半以上的区域相对，而且供给从外部电路输入的电信号的位置，与长度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另 一端的一侧；所述输出耦合电极，配置为与跨越所述输出级的谐振电极的长度方向 的一半以上的区域相对，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，与长 度方向的中央相比，靠近所述输出级的谐振电极的所述另一端的一侧。
6、 如权利要求5所述的带通滤波器，其特征在于所述谐振电极耦 合导体由以下3个区域构成与所述输入级的谐振电极相对的输入级耦合区域、与所述输出级的谐振电极相对的输出级耦合区域、以及分别与所述 输入级耦合区域及所述输出级耦合区域正交连接的连接区域。
7、 如权利要求5或6所述的带通滤波器，其特征在于配置有环状 接地电极，该环状接地电极在所述一个层间，形成为包围所述4个以上的谐振电极的周围的环状，与所述谐振电极的所述一端连接且与接地电位连
8、 如权利要求7所述的带通滤波器，其特征在于与所述4个以上的谐振电极的每一个对应地配置辅助谐振电极，该辅助谐振电极，在与所 述一个层间不同的层间，配置为具有与所述环状接地电极相对的区域和与所述谐振电极相对的区域，与所述谐振电极相对的区域利用第2贯通导体， 与所述谐振电极的所述另一端侧连接，所述第2贯通导体贯通位于所述谐振电极相对的区域与所述谐振电极之间的所述电介质层。
9、 如权利要求8所述的带通滤波器，其特征在于，具备 辅助输入耦合电极，该辅助输入耦合电极在与所述1个层间及配置有所述辅助谐振电极的层间不同的层间，配置为具有与所述4个以上的辅助 谐振电极中与所述输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和 与所述输入耦合电极相对的区域，与所述输入耦合电极相对的区域利用第 3贯通导体，和与所述输入耦合电极的长度方向的中央相比靠近所述输入 级的谐振电极的所述另一端的一侧连接，所述第3贯通导体贯通位于所述输入耦合电极相对的区域与所述输入耦合电极之间的所述电介质层；和辅助输出耦合电极，该辅助输出耦合电极在与所述1个层间及配置有所述辅助谐振电极的层间不同的层间，配置为具有与所述4个以上的辅助 谐振电极中与所述输出级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和 与所述输出耦合电极相对的区域，与所述输出耦合电极相对的区域利用第 4贯通导体，和与所述输出耦合电极的长度方向的中央相比靠近所述输出 级的谐振电极的所述另一端的一侧连接，所述第4贯通导体贯通位于所述 输出耦合电极相对的区域与所述输出耦合电极之间的所述电介质层。
10、 一种带通滤波器，具备层叠体，该层叠体层叠多个电介质层；第1接地电极，该第1接地电极在该层叠体的下面配置，与接地电位 连接；第2接地电极，该第2接地电极在所述层叠体的上面配置，与接地电 位连接；带状的4个以上的第1谐振电极，这些带状的4个以上的第1谐振电 极在所述层叠体的1个层间相互电磁场耦合地横向排列配置，各自的一端 与接地电位连接，作为1/4波长谐振器发挥作用；带状的输入耦合电极，这些带状的输入耦合电极配置在比所述层叠体 的所述1个层间更靠上侧的层间，与所述4个以上的谐振电极中输入级的 谐振电极电磁场耦合；带状的输出耦合电极，这些带状的输出耦合电极配置在比所述层叠体 的所述1个层间更靠上侧的层间，与所述4个以上的谐振电极中输出级的谐振电极电磁场耦合；谐振电极耦合导体，该谐振电极耦合导体配置在比所述层叠体的所述 l个层间更靠下侧的层间，其一端通过第l贯通导体，在所述输入级的谐 振电极的所述一端的附近与接地电位连接，而另一端通过第1贯通导体， 在所述输出级的谐振电极的所述一端的附近与接地电位连接，该谐振电极 耦合导体具有与所述输入级的谐振电极相对的区域及与所述输出级的谐 振电极相对的区域，且与所述输入级的谐振电极的电磁场耦合及与所述输 出级的谐振电极的电磁场耦合大致均等；和1个以上的第2谐振电极，这些1个以上的第2谐振电极配置在比所 述层叠体的1个层间靠下侧且与配置有所述谐振电极耦合导体的层间不同 的层间，与所述第l谐振电极平行，其一端通过第2贯通导体与所述接地 电位连接，形成为与所述第1谐振电极不同长度的带状，在通带的外侧， 在截止频率附近具有谐振频率，所述4个以上的第1谐振电极，各自的所述一端与另一端交错配置；所述输入耦合电极，配置为与跨越所述输入级的谐振电极的长度方向 的一半以上的区域相对，而且供给从外部电路输入的电信号的位置，与长 度方向的中央相比，靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一侧；所述输出耦合电极，配置为与跨越所述输出级的谐振电极的长度方向 的一半以上的区域相对，而且取得向外部电路输出的电信号的位置，与长 度方向的中央相比，靠近所述输出级的谐振电极的所述另一端的一侧。
11、 如权利要求10所述的带通滤波器，其特征在于所述谐振电极 耦合导体由以下3个区域构成与所述输入级的谐振电极相对的输入级耦 合区域、与所述输出级的谐振电极相对的输出级耦合区域、以及分别与所 述输入级耦合区域及所述输出级耦合区域正交连接的连接区域。
12、 如权利要求10或11所述的带通滤波器，其特征在于具备偶数 个所述第1谐振电极，还具备偶数个所述第2谐振电极；从上方观察，以连接所述输入级的谐振电极的一端及所述输出级的谐 振电极的一端的线段与连接所述输入级的谐振电极的另一端及所述输出级的谐振电极的另一端的线段的交点为中心，点对称地配置所述第2谐振电极。
13、 如权利要求10 12任一项所述的带通滤波器，其特征在于配 置有环状接地电极，该环状接地电极在所述一个层间，形成为包围所述4 个以上的第1谐振电极的周围的环状，与所述第1谐振电极的所述一端连 接且与接地电位连接。
14、 如权利要求13所述的带通滤波器，其特征在于与所述4个以 上的第1谐振电极的每一个对应地配置辅助谐振电极，该辅助谐振电极， 在与所述一个层间不同的层间，配置为具有与所述环状接地电极相对的区 域和与所述第1谐振电极相对的区域，与所述第1谐振电极相对的区域利用第3贯通导体，与所述第1谐振电极的所述另一端侧连接，所述第3贯通导体贯通位于所述第1谐振电极相对的区域与所述第1谐振电极之间的 所述电介质层。
15、 如权利要求14所述的带通滤波器，其特征在于，具备辅助输入耦合电极，该辅助输入耦合电极在与所述1个层间及配置所述辅助谐振电极的层间不同的层间，配置为具有与所述4个以上的辅助谐振电极中与所述输入级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和与所述输入耦合电极相对的区域，与所述输入耦合电极相对的区域利用第4贯通导体，和与所述输入耦合电极的长度方向的中央相比靠近所述输入级的谐振电极的所述另一端的一侧连接，所述第4贯通导体贯通位于所述输 入耦合电极相对的区域与所述输入耦合电极之间的所述电介质层；和辅助输出耦合电极，该辅助输出耦合电极在与所述1个层间及配置所 述辅助谐振电极的层间不同的层间，配置为具有与所述4个以上的辅助谐 振电极中与所述输出级的谐振电极连接的辅助谐振电极相对的区域和与 所述输出耦合电极相对的区域地配置，与所述输出耦合电极相对的区域利 用第5贯通导体，和与所述输出耦合电极的长度方向的中央相比靠近所述 输出级的谐振电极的所述另一端的一侧连接，所述第5贯通导体贯通位于 所述输出耦合电极相对的区域与所述输出耦合电极之间的所述电介质层。
16、 一种高频模块，其特征在于具备权利要求1 15任一项所述的 带通滤波器。
17、 一种无线通信机器，其特征在于具备权利要求1 15任一项所述的带通滤波器或权利要求16所述的高频模块。
全文摘要
本发明涉及具有超通带且适用于UWB的通带宽度的带通滤波器、使用它的高频模块及使用它们的无线通信机器。该带通滤波器，在上下面配置有第1及第2接地电极(21、22)的多个电介质层(11)构成的层叠体的1个层间中，一端接地的谐振电极(30a、30b、30c)相互以交叉指状配置，而在层叠体的不同层间配置有与输入级的谐振电极30a交叉指状相对的输入耦合电极(40a)和与输出级的谐振电极30a交叉指状相对的输出耦合电极(40b)。实现了现有技术1/4波长谐振器的带通滤波器无法实现的跨越整个宽通带的平坦且低损耗的高性能带通滤波器。
文档编号H01P1/203GK101461090SQ200780020230
公开日2009年6月17日 申请日期2007年3月30日 优先权日2006年5月29日
发明者吉川博道 申请人:京瓷株式会社