专利名称：用于卫星通信的宽带天线系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于移动载体和卫星之间通信(特别是用于航空应用)的宽带天线系统。
背景技术：
对用于以极高数据率进行数据发射的无线宽带信道的需求日益增大，特别是在移动卫星通信领域。然而，特别是在航空领域，缺少合适的天线，所述合适的天线具体而言是能够满足用于移动使用时要求的条件，诸如尺寸小和重量轻。此外，通过卫星进行定向无线数据通信(例如在Ku或Ka频带上)要满足有关天线系统发射特性的极端要求，因为必须可靠排除相邻卫星的干扰。在航空应用中，天线系统的重量和尺寸非常重要，因为它们降低了航行器的有效载荷，产生额外的操作费用。因此，问题在于提供这样一种天线系统，其尽可能小且轻，却仍然能够符合在移动载体上使用时有关发射和接收操作的规定要求。有关发射操作的规定要求例如来自标准CFR25. 209、CFR25. 222、ITU-R M. 1643或 ETSI EN 302 186。这些规定要求均旨在确保在移动卫星天线的定向发射操作期间不会与相邻卫星发生干扰。为此目的，典型的最大光谱功率密度的包络(包络曲线)被定义成关于目标卫星的分离角的函数。在天线系统的发射操作期间，针对特定分离角规定的数值不能被超出。这就对与该角度有关的天线特性产生严格的要求。例如，图如示出了 CFR22.209 对Ku频带上沿方位角方向(与克拉克轨道相切)的与该角度有关的天线增益的要求。当关于目标卫星的分离角增大时，天线增益必须急剧降低。从物理学角度上看，这只能借助非常均勻的天线的幅度和相位构成来实现。因此通常使用具有这些特性的抛物线天线。然而， 诸如此类的天线并不适于移动使用(特别是在航行器上)。为减少拖曳(drag)，采用高与宽的纵横比不超过1 4的矩形天线开口或类似矩形的天线开口。由于抛物面镜在这种纵横比下只具有非常低的效率，因此优选将天线阵列用于例如航行器或机动车上的应用。然而，天线阵列具有众所周知的问题，即所谓栅瓣。栅瓣是明显的寄生旁瓣，其形成原因是形成天线阵列的天线元件的波束中心由于这种设计必须彼此间隔一定距离。在特定的波束角上，这引起天线元件之间的正干涉，从而引起在不期望的立体角范围内不期望地发射电磁功率。根据二维天线阵列理论(例如，J. D. Kraus和R. J. Marhefka,"Antennas for allapllications，，,第三版,McGraw-Hill series in electrical engineering, 2002) 可以认识到，只有在在使用的最小波长上，天线阵列的波束中心彼此间隔小于一个波长的情况下才不会出现明显的寄生栅瓣。由于天线阵列必须具有馈送网络，这就引起这样一个实际问题，S卩，找到一方面满足上述有关波束中心之间的最大距离的条件，另一方面占据尽可能少的物理空间的网络和天线阵列的布局。此外，馈送网络必须只能有最少的损耗，以使天线效率高，且因此尺寸最
此外，通常使用两个独立的信号偏振来提高定向卫星通信的数据率。天线系统因此必须能够同时处理两个独立的偏振。在发射操作期间和接收操作期间均需要高水平的偏振隔离以避免发生混合，从而避免损失效率。此外，就发射操作而言，对偏振隔离存在严格的规定要求以避免与具有正交偏振的相邻的应答器发生干涉(例如参见CFR25. 209和 25. 222)。就天线阵列而言，因此一方面需要确保主天线元件具有足够好的偏振隔离且足够好地维持偏振，另一方面需要确保在馈送网络中不发生不期望的正交偏振的混合。特别是对于航空应用而言，关于线偏振信号所要求的偏振去耦对天线系统提供非常严厉的要求。由于这类系统通常装配在航行器机身上且具有双轴位置调节器，因此天线开口的方位角轴始终处于航行器平面上。航行器平面通常是与地球表面相切的平面。如果航行器位置和卫星位置现在不处于相同的地理经度上，则天线开口在指向卫星时始终要关于克拉克轨道平面转过特定角度，其中所述角度取决于地理经度。这种所谓的地理偏斜在移动应用中不能通过天线围绕与开口平面垂直的轴线旋转而得到补偿，而这对于地面固定天线而言是可行的。虽然具有原则上较差的纵横比，但航空天线系统因此必须能够符合规定要求，甚至是在存在地理偏斜(其可达通常约为士35°的特定旋转角)的情况下。对于移动用、特别是航空用的卫星天线而言，这会造成以下必须同时得到解决的问题1、最小可能尺寸，以符合规定要求；2、在最小重量下具有最大的天线效率；3、宽的带宽，以覆盖接收频带和发射频带(例如，Ku频带的操作10、7-12、75GHz 和 13、75-14、5GHz)；4、非常好的定向性；5、高的偏振隔离度；6、通过追踪线偏振信号的偏振平面补偿地理偏斜。现有技术已知喇叭天线元件阵列形式的天线具有非常高的效率。当利用波导网络向喇叭天线元件阵列馈送时，由这种网络造成的电磁波的衰减会非常小。例如在US5243357的专利说明书中提出了这样一种阵列。然而，这仅仅是接收天线(第1栏第10行起之各页)。作为发射天线工作时要求的非常高的偏振去耦不能通过所提出的方形波导网络实现。此外，由于这种设计，天线元件之间的距离比较大，因为方形波导的尺寸必须约为所用频率的波长的一半以便有效引导电磁波，天线元件中心彼此间隔的距离因此远大于一个波长。已知这在天线特性方面会产生明显的旁瓣(所谓栅瓣)。在单纯的接收操作期间，这些旁瓣并不构成问题。然而，不可能实施为规定所允许的发射操作，因为例如CFR25. 209和CFR25. 222在旁瓣抑制方面提出了非常严格的要求。偏振隔离可以通过使用单独的馈送网络来改善。例如，US2005/0146477提出在左手圆偏振和右手圆偏振的每个情况下使用专门的馈送网络。 然而，为此必须以串联的形式向天线元件(在这种情况下为开口十字)馈送。这极大限制了可用带宽。利用这类结构不能实施典型的Ku频带操作，例如具有10. 7GHz-12. 75GHz的接收频带，以及14. OGHz-14. 5GHz的发射频带。例如，US5568160同样提出利用开口十字向分布网络馈送。然而，在这种情况下，主喇叭天线元件为方形喇叭天线元件。馈送网络分解成用于水平偏振的网络和用于垂直偏振的网络。因此可能实现高水平的偏振去耦。然而，由于这种设计，天线元件中心彼此间隔比较长的距离，其结果是导致产生寄生旁瓣。利用例如 US6225960、W02006/061865和GB2247990中提出的结构也会出现同样的问题。US6201508 提出在各个单独的喇叭天线元件上方安装栅格(“交叉的隔板”；第3栏第沈行)以使开口构造均勻化。然而，由于这种设计，在这种情况下波束中心彼此间隔的距离也远大于一个波长，与相位相关性有关的寄生旁瓣仍然存在。由于这种设计，开口也具有相当大的高度(与开口平面垂直方向上的宽度)，这使得它实际上不能用于移动应用，特别是航空应用(在Ku 频带上为“0. 37m”，第5栏第15行)。
图la-c示出了喇叭阵列开口的根据本发明的设计及馈送网络的示意性设计；图2示出了开口表面的详细设计；图3a_d示出了根据本发明的天线的后表面，及具有用于两个正交线偏振的馈送网络的喇叭天线元件阵列的详细设计；图如-b以举例的方式示出了用于馈送网络的电场分配器和磁场分配器；图fe-b示出了根据本发明的天线的典型的天线图；图6示出了具有频率双工器(diplexer)和放大器的、根据本发明的天线的后表图7示出了用于偏振追踪的、根据本发明的波导模块；图8示出了具有双轴位置调节器的航空天线系统；以及图9示出了电场和磁场的组合式分配器，其可以被用于高精度地追踪天线。
具体实施例方式本发明的目标是提供一种特别用于航空应用场合的宽带天线系统，其以最小的尺寸提供符合规定的发射操作和接收操作，并且允许天线与目标卫星精确对齐。该目标通过权利要求1所述的发明来实现。图la-c示出了根据本发明的天线系统的一种优选设计。用于宽带卫星通信(特别是用于移动应用的)的天线由主喇叭天线元件 (1)的阵列构成，所述天线元件通过波导馈送网络⑵相互连接，其中天线由N = N1XN2A 主喇叭天线元件构成，N1 > 4N2，N1和N2为偶数，天线的总开口面积A为A = LXH，L彡4H且 L<N1A, λ为要发射或接收的电磁波的最小自由空间波长，主喇叭天线元件允许接收和发射两个正交的线偏振电磁波，因为它们具有矩形的开口区域a = lXh(l <1!且1 <入)， 并且分别具有近似方形的输出端⑶，其中L = N1IjH = N2h且A = N1XN2XlXh = LXH, 主喇叭天线元件(1)通过矩形波导(4，5)直接在其输出端(3)处被馈送，使得正交的线偏振之一被提供并且与开口区域平行地被传送出，正交的线偏振中的另一个被提供并且通过与开口区域垂直的平面上的波导隔板(6)被传送出，主喇叭天线元件的喇叭被压缩且在与开口区域垂直的方向上具有长度Ih < 1.5λ，波导馈送网络O)由用于两个正交的线偏振之一的馈送网络(4)和与前者分开的用于两个正交的线偏振中的另一个的馈送网络(5)构成，这两个馈送网络均为具有二元电场和磁场功率分配器(7，8)的二元树形式，因此二元树的最低级上的最后一个功率分配器合并两个半开口(其在每个情况下均具有Ν/2个主喇叭天线元件)的功率，所述两个半开口的功率独立且对称地用于两个正交偏振中的每一个，天线的开口构造在任何情况下均近似满足以下关系PljJ < P2, j < P3,j < · · · < pk, j = Pk+l, j = Pk+2, j = · · · = Pk+m, j > Pk+m+l, j > Pk+m+2, j
> Pk+m+3,j > · · · >1^+1^，其中1^和111为整数且21^111 =即功率？1力=L.N^j = 1. . N2) 指示单个主喇叭天线元件的功率贡献，开口构造由用于两个正交偏振中的每一个的两个馈送网络中的每一个中的对称和非对称的二元电场和磁场功率分配器(7，8)来实现，整个开口区域上覆盖有相位均衡栅格(9)，其中相位均衡栅格的网格(10)具有边长为b的方形尺寸，且在所有情况下，均近似满足b = l、h = 2b且b<λ，使得在N1方向上，栅格的壁板 (web)位于两个相邻喇叭天线元件的邻接边缘上方，而在队方向上，栅格的壁板分别近似精确位于各个喇叭天线元件的开口区域的中心。具有N = N1XN2 (其中N1 > 4N2, N1和N2为偶数)个主喇叭天线元件的喇叭天线元件阵列的尺寸设计形成矩形的天线开口，其满足了移动(特别是航空)用途中对高度尽可能小的要求。此外，这种尺寸设计原则确保当天线围绕主波束轴旋转时，与旋转必然相关的主瓣加宽保持落在士35°角范围内，这对于这种应用场合而言是重要的。例如，Ku发射频带(14GHZ-14. 5GHz)上的加宽在4 1的纵横比下只有十分之几度。士35°的地理偏斜角范围因此特别重要，因为例如在Ku频带上，只用一颗卫星就能够覆盖整个北美大陆。这使得相应服务的提供成本大大降低。如果N1和队为偶数，则喇叭天线元件阵列可以通过在两个方向上均为二元的供应网络有效得到馈送。关于喇叭天线元件阵列的长度L的尺寸设计原则(L < N1 λ )确保在方位角方向上不出现因主喇叭天线元件的波束中心的间距过大而产生的寄生旁瓣。在这种情况下，波长λ必须是发射操作期间出现的波长中最短的那个。在Ku频带的发射操作中，其例如为 14. 5GHz对应的波长，S卩λ 2. 07cm。仅通过抑制寄生旁瓣使得为规则所允许的发射操作成为可能。如图Ib和图2中所示，主喇叭天线元件具有矩形的开口区域a，其中a = IXh且1 < h。然后根据L = N1UH = N2h和A = N1XN2XlXh = LXH的原则设计喇叭天线元件阵列，其中A代表阵列的整个开口区域。方位角和仰角方向上的主喇叭天线元件的开口区域a 因此彼此靠近，其中它们的短边沿方位角方向对齐，长边沿仰角方向对齐。如果1< λ，则表明当喇叭构造密集时，在方位角方向上不会出现寄生旁瓣。例如，如果为14GHZ-14. 5GHz 频带上的Ku频带发射操作选择1<人-且丨^ λ·^2.07〇πι，则在根据本发明的h = 21 且N1 > 4N2的选择之下，得到具有最小尺寸的喇叭天线元件阵列，这使其能够符合规定要求。例如，如果规定要求主瓣在方位角上具有2°的3dB宽度A3dB，则利用已知的近似公式 A3dB = 51° /Lx (例如 J. D. Kraus 禾Π R. J. Marhefka,"Antennas :for all applications，，, 第三版，McGraw-Hi 11 series in electrical engineering, 2002,第 374 页)，La = L/λ max =N1, min，得到最小数N1, min = 26。于是，根据N1和N2必须为偶数这一要求，对于N2的最小如果二元树形式的馈送网络现在额外采用权利要求1中的规则，则得到N1 = 32且队=4(即L 64cm且H 16cm)的喇叭天线元件阵列。如果现在根据本发明借助对称和非对称的二元电场和磁场功率分配器来选择开口构造，则天线图能够符合规定要求。主喇叭天线元件的尺寸设计还确保它们能够具有支持两个正交线偏振的方形输出端。方形输出端C3)通过位于彼此正交的平面上的两个矩形波导来获得馈送。这种几何结构确保有效的偏振隔离。此外，位于与开口平面垂直的平面上的馈送波导具有波导隔板 (6)，其阻止正交偏振寄生迁移到该波导分支中。主喇叭天线元件的方形输出端(3)与位于用于一个线偏振的矩形波导的开口平面上的输入端之间的接合处通常被设计成阶梯状。这同样能够改善偏振隔离，并且能够加大带宽。图2示出了主喇叭天线元件的信号输出端的一个典型实施例。为了保持喇叭阵列的尺寸尽可能小，主喇叭天线元件的喇叭在波束方向上受到压缩。它们在与开口区域垂直的方向上的长度仅为1Η<1.5λ。该长度远小于根据已知的喇叭开口尺寸设计规则得到的长度，并且在无相位均衡栅格的情况下会与自由空间波形成明显的阻抗失配，且因此形成非常大的反射损失。然而，如果开口具有根据本发明的相位均衡栅格，则喇叭可以具有根据本发明的尺寸，且不会产生明显的损失。这导致整个天线的尺寸明显变小。就根据本发明的天线而言，相位均衡栅格因此不仅具有使开口的相位遮蔽均勻化的作用，还可以被用于使主喇叭天线元件的阻抗与自由空间波阻抗匹配。分别为两个正交偏振提供单独的馈送网络，以便获得最大可能的偏振隔离和最大可能的瞬态带宽。此外，直接从喇叭出口单独进行馈送具有以下优点两个线性正交偏振可以完全独立地得到处理，以及能够实现高精度的相位匹配。这是为了能够在整个瞬态带宽 (通常超过3GHz)上实现偏振追踪所要求的< 1°的典型精度所需要的。还借助合适的频率双工器使发射频带和接收频带之间的隔离更为容易。如图Ic中示意性示出的二元树形式的馈送网络构造使得能够利用高精度的二元对称和非对称的电场和磁场功率分配器(7，8)，例如在图如和仙中示出的那样。这种高精度是为了在整个瞬态带宽上关于这两种偏振获得实质相同的频率响应(这是为了能够实现所需要的偏振追踪精度所要求的)所需要的。通过这种设计，整个瞬态带宽上的高效相位匹配则可以通过波导件与同轴缆线件的正确结合来实现。此外还具有以下优点，即可以非常精确地设置开口的幅度构造和相位构造。这是为了能够可靠地在整个需要的发射带宽 (通常超过500MHz)上符合规定包络所需要的。已经发现，与多个功率分配器相比，对于相对较大的馈送结构而言，二元结构上的与制造相关的公差通常被平均化。馈送网络中的波导(2)具有用于两种偏振的尺寸，使得一方面能够在整个瞬态带宽上以尽可能小的损耗运载电磁波，同时另一方面由于集成度高，能够使需要的物理空间最小化。例如，波导因此被用在Ku频带上，其纵横比远小于标准比值1 2。在图Ia所示的实施例中，波导(2)的纵横比仅为6. 5 16。已经发现，这足以覆盖10. 7GHz-12. 75GHz和13. 75GHz_14. 5GHz的整个瞬态带宽。相比于具有标准尺寸的波导，这使得馈送网络的体积明显减小(约20% )和重量相应减少。例如，图3a-d中示出的有关Ku频带的实施例的总深度(与开口平面垂直的方向上的宽度)仅约为15cm，这是一个重要的优点，特别是对于航空应用场合来说。设想将馈送网络设计成在最低级上，功率分配器将两个在每个情况下均使用N/2 个主喇叭天线元件的半开口的信号合并。这具有以下优点，即该功率分配器还能够被设计成组合的电场和磁场分配器。这不仅提供两个半开口的和信号，而且还提供在开口输出端直接分接(tap off)的差信号。如果差信号得到正确处理，则允许高精度地实现天线与目标卫星的对齐。例如，对于美国的Ku频带的发射操作，标准CFR25. 222要求与目标卫星的对齐精度<0.2°。对于普通的基于位置数据(例如通过GPS和/或惯性检测器)的“开环”重调法而言，这只可能在短暂时期内出现。然后必须中断发射操作，天线必须借助接收信号重新对齐。相反地，如果开口被设计成能够提供差信号，则可以利用闭环追踪来获得始终 <<0.2°的精度。图Ic示出了用于两个正交线偏振的两个馈送网络的示意性设计。这两种偏振直接在主喇叭天线元件⑴的输出端⑶分开，并被供应给两个独立的馈送网络(实线) 和(5)(点线)，且在这些网络中进行运载。这两个馈送网络均为具有电场分配器(7)和磁场分配器(8)的二元树形式。在最低级上，来自N/2个主喇叭天线元件的信号在所有情况下均以对称的方式进行合并。最低级上的分配器可以为组合的电场和磁场分配器(30)的形式，以便关于两种偏振测量两个半开口的差信号。本发明还设想开口具有双曲线形式的幅度构造，其在所有情况下均近似满足以下关系Pi, j〈 P2, j < P3，j < · · ·〈 Pk, j — Pk+l, j — Pk+2, j — ... — Pk+m, j〉Pk+m+1, j〉Pk+m+2, j > Pk+m+3,j > · · · >1^+1^，其中1^和111为整数且21^111 =即功率？1力=L.N^j = 1. . N2) 指示单个主喇叭天线元件的功率贡献。已经发现，满足这种关系的幅度构造-假设根据本发明的所有其它特征均存在-产生能够与典型的规则包络(例如CFR25.209和ETSI EN 302 186中定义的)相符的天线图。这类幅值构造与来自权利要求1的有关喇叭天线元件阵列、单个主喇叭天线元件及相位均衡栅格的尺寸设计原则一起还具有以下特性，即当地理偏斜角增大时不出现寄生的栅瓣，相反地，方位角方向上的旁瓣水平在整个瞬态带宽上减小。这是根据本发明的结构优于先前已知的结构的重要优势。图如和恥示出了典型的实施例在Ku发射频带的频率(14.25GHz)上的效果。在此例中，角θ表示沿克拉克轨道上同步卫星所在位置处的切线的角度，偏斜角表示当天线指向该卫星时，与波束方向垂直的开口的旋转角。粗线(“FCC”)标出了不允许被天线增益超出的根据CFR25. 209的规定包络。图如示出了-180° -+180°的角度范围，图恥示出了主瓣周围的区域。该开口构造由分别用于两个正交偏振的每个的两个馈送网络的每个中的对称和非对称的二元电场和磁场功率分配器(7，8)提供，且因此在整个瞬态带宽上均有效。这具有以下好处，即在接收频带上获得非常高水平的方向性，且来自邻近卫星的信号的寄生输入辐射大大减小。图Ic示出了馈送网络的一个典型实施例。图如和仙中示出了电场分配器(7)和磁场分配器(8)的典型实施例。如图la、Ib和2中所示，本发明还规定整个开口区域被相位均衡栅格(9)覆盖，其中相位均衡栅格的网格(10)具有边长为b的方形尺寸，且在所有情况下近似满足b = l、h =2b且13 < λ，使得在N1方向上，栅格的壁板位于两个相邻喇叭天线元件的邻接边缘的上方，而在队方向上，栅格的壁板均近似精确位于各个喇叭天线元件(1)的开口区域的中心。 尺寸b = 1且因此b < λ确保相位均衡栅格在方位角方向上遵循喇叭天线元件阵列的周期性，从而不会产生附加的寄生旁瓣。在仰角方向上，相位均衡栅格的壁板将主喇叭天线元件的开口区域分成两个相同部分，如图Ia所示。这种结构的优点在于，阵列的相位构造在两个方向上都是均勻的，以及甚至在开口已围绕主波束方向转动时也不会出现与相位相关性有关的寄生旁瓣。由于栅格具有方形单元，因此甚至在存在地理偏斜时，甚至在就根据本发明的结构，主喇叭天线元件的开口区域的纵横比为1 2时，电场和磁场矢量也不会出现失真。这使得能够将仰角方向上需要的主喇叭天线元件的数量减少一半，因为它们不必具有这个方向上的宽度(其小于λ)。有关馈送网络的布局要求因此大大减少，且获得额外的空间，同时重量减小。相位均衡栅格(9)在与开口区域垂直的方向上的宽度通常在λ /4与λ /2之间。 这个宽度由喇叭天线元件的喇叭漏斗的宽度Ih(其根据本发明< 1.5λ)控制。瞬态带宽和与自由空间波匹配的阻抗可以根据相应的要求通过改变这两种长度来进行调节。因此， 根据本发明的结构与由未经修正的喇叭天线元件形成的阵列相比其优势在于在开口设计上存在额外的自由度，以及因此能够关于有效的物理空间对大大变短的喇叭的天线性能进行优化。本发明的其它有利实施例将在下文中进行描述。就规定符合性和使制造更为简单而言，有利的是使天线的开口构造在所有情况下均近似遵循以下关系Pi, j〈 P2, j < P3，j < · · ·〈 Pk, j — Pk+l, j — Pk+2, j — ... — Pk+m, j〉Pk+m+1, j〉Pk+m+2, j
>Pk+m+3,」> ...> P2k+m,」，其中k禾Π m为整数且m彡2k，2k+m = N1,且在所有情况下均近似有 Pi, j = P2k+m+i-i, j (i = 1. . Ni/2)，功率 Pi, j (i = 1. . N1, j = 1. . N2)指示单个主喇叭天线元件的功率贡献。这种梯形的幅度构造意味着馈送网络中的非对称的功率分配器的数量可以到达最少，同时仍然符合规定要求。因此能够更加容易地制造这些网络，对错误的容忍度越高。例如，上文中提及的N1 = 32且N2 = 4的、用于Ku频带的开口实例导致m= 16且k = 8，因此原则上只需要8个不同的非对称的功率分配器。这代表着相当大的简化。图如和恥示出了关于具有梯形开口阴影的根据本发明的天线所测量的天线图的一个实例。通过在每种情况下均近似满足以下关系的天线开口构造能够获得进一步的制造简化Pi, j〈 P2, j < P3，j < · · ·〈 Pk, j — Pk+l, j — Pk+2, j — ... — Pk+m, j〉Pk+m+1, j〉Pk+m+2, j
>Pk+m+3,」> ...> P2k+m,」，其中k禾Π m为整数且m彡2k，2k+m = N1,且在所有情况下均近似有P^ = I^+rt-w (对于i = [、/^，功率？^力=L-Nljj' = 1. . N2)指示单个主喇叭天线元件的功率贡献，功率P1,」至Pk,」及功率pk+m,」至p2k+m,」彼此分别线性相关，使得功率P1,」 至Pk,」及Pk+m,」至」分别至少近似位于直线上，且这两条直线的梯度在任何情况下均近似只在数学符号上存在不同。图6示出了另一有利实施例。如果天线同时被用于发射和接收，则有利的是两个正交偏振中的每一个的馈送网络的输出端在任何情况下均通过波导(11)与将发射频带与接收频带分开的波导频率双工器(1 连接，以及两个波导频率双工器(1 的接收频带输出端(1 在任何情况下均连接低噪声的放大器(14)。在这种情况下，提供波导部件，因为它们能够具有最低的衰减以及发射与接收频带之间的最大隔离。接收频带输出端在任何情况下均直接或优选通过波导连接低噪声的放大器，从而将因损耗性连接引起的寄生噪声功率保持最小。由于根据本发明的天线的低自噪声，因此有利地可以在此使用冷却的低噪声的放大器。天线的接收性能可以进一步得到提高，特别是借助经热电冷却的低噪声放大器或者经主动或被动低温冷却的低噪声放大器。图7示出了用于偏振追踪的波导模块的一个典型实施例。为了补偿地理偏斜或由天线载体的相应运动引起的其它偏振旋转，有利的是将馈送网络的两个输出端和/或波导频率双工器的输出端和/或低噪声放大器的输出端上的两个正交线偏振信号正交地送入一个或多个波导模块，所述模块由两个波导件(15，16)构成，其中所述波导件沿其轴线相互连接，并且可以在齿轮箱(19)的帮助下由电机(18)驱动围绕波导轴线(17)关于对方旋转，使得在波导模块的与馈送点00)相对的那侧上，能够输出其偏振关于馈入的正交线偏振信号发生旋转的线偏振信号，从而能够重建入射波的偏振，或者能够控制将要发射的波的偏振。如果天线被用于在不同频带(在某些环境下彼此完全不同)上接收和发射信号， 则有利的是让天线装备用于针对发射频带进行偏振追踪的波导模块，以及用于针对接收频带进行偏振追踪的与前者分开的波导模块。然后可以将这两个波导模块精确调谐至合适频带。这样形成高精度的偏振追踪，从而能够最小化因波导中的频散引起的错误。如果天线期望不仅用于接收和发射线偏振信号，而且还用于接收和/或发射圆偏振信号，则有利的是通过一个或多个90°混合耦合器将馈送网络的两个输出端和/或波导频率双工器的输出端和/或低噪声放大器的输出端上的两个正交线偏振信号转换成正交圆偏振信号，使得该天线也能够用于发射和/或接收圆偏振信号。如果发射和接收的信号被适当分离，则还可以在发射操作期间及同时接收操作期间针对全部四种可能的正交偏振 (2X线偏振+2X圆偏振)进行同时操作。如权利要求1所述的结构因此具有最大可能的可变性。特别对于移动应用场合，有利的是将天线安装在双轴线位置调节器的仰角轴上， 将用于补偿偏振旋转的波导模块和/或用于重建圆偏振信号的90°混合耦合器安装在位置调节器的方位角平台上，以及通过柔性射频缆线将天线与波导模块和/或90°混合耦合器相互连接。开口和RF模块的这种结构减少了所需要的物理空间并且简化了集成，特别是对于航空应用场合来说。图7示出了具有双轴线位置调节器的一种典型结构。具有馈送网络02)的喇叭阵列开口被装配在仰角轴03)上，并且可以借助仰角电动机04)和仰角齿轮箱05)沿仰角方向对齐。天线可以借助方位角电动机06)围绕方位角轴线(XT)旋转。 通常具有两个信道的射频旋转接头被集成在方位角轴(XT)上。电子箱08)和09)通常包含用于位置调节器及其它射频模块(例如权利要求4中所述的用于偏振追踪的模块)的控制电子器件。此外，电子箱08)和09)可包含用于天线的高精度追踪的处理电子器件， 诸如用于处理组合的电场和磁场分配器的差信号及和信号的电子器件。由于(特别是安装于机身处的航空天线所处的)极端环境条件，有利的是所有或部分天线部件完全或部分镀覆银或铜，所有或部分部件通过锡焊和/或焊接和/或胶粘的方式相互连接，天线(除开口区域之外)从外部完全或部分设有阻止湿气进入的保护层，可透过射频的防水膜被引入到主喇叭(1)和相位均衡栅格(9)之间的平面上或者喇叭输出端 (3)的平面上，所述薄膜防止湿气进入主喇叭和波导馈送网络。特别是对于移动应用场合而言，出于减轻重量的原因，根据本发明的天线通常由重量轻的金属(诸如铝或金属化的塑料材料)构成。为提高天线效率，有利的是给这些材料镀覆银或铜，因为银和铜具有非常高的RF传导率。为确保即使在温度出现急速变化的情况下也具有需要的RF屏蔽，有利的是至少对开口的关键部件进行锡焊、焊接或胶粘，在这种情况下通常在胶粘中使用导电胶粘剂。 此外，还必须防止湿气(特别是凝结水)进入开口。由于已经发现相位均衡栅格无需与主喇叭天线元件进行电流连接，因此有利的是在主喇叭平面和相位均衡栅格之间或在喇叭输出端(3)的平面上安装需要的保护膜。它的另一个优点是具有非常高水平的机械健壮性， 甚至是在环境气压出现大的变化的情况下。然而，为防止湿气进入，也可以从外部向相位均衡栅格施加可由RF通过的合适材料。特别地，所述合适材料为由闭孔泡沫(例如聚苯乙烯、Airex等)构成的薄面板。这些面板可以借助合适的柔性或粘塑性胶粘剂胶粘在相位均衡栅格的表面上，以及/或者旋拧在该表面上，从而可靠地防止湿气或其它不希望的物质进入天线。对保护材料表面进行疏水性或抑菌处理也是有利的，因为这能防止生物有机物(“生物粘泥”，菌)不期望地积聚， 而所述积聚会对射频特性产生负面影响。还可以用泡沫直接封闭相位均衡栅格中的孔口。此外，特别是对于航空应用场合，有利的是向馈送网络提供通风口。这些通风口可以防止凝结水在天线内部积聚，而这种积聚会对天线的射频特性造成不利影响。在这种情况下，优选在馈送网络的波导的长边上设置通风口，因为在此只有少量射频电流流动。通风口的尺寸通常远小于天线的设计波长。然而，通风口还可以设在相位均衡栅格的保护膜和/ 或相位均衡栅格的覆盖材料中，在这种情况下也可以提供较大的孔口。为防止灰尘或其它不希望的物质(诸如油)进入，还可以有利的向通风口提供只可让水蒸汽通过的隔膜(例如疏油性的戈尔膜)。图9示出了组合的电场和磁场分配器的一个典型实施例，其可用于天线的高精度追踪。该天线的一个有利实施例的特征在于，两个馈送网络G，5)中的每一个的最后一个波导功率分配器(其将来自两个在每个情况下均具有N/2个主喇叭天线元件的半开口的信号合并)被设计成组合的电场和磁场分配器(30)，使得两个对称的半开口的和信号(31)和两个对称的半开口的差信号(3 被施加至该波导四端口网络，且和信号和差信号均可关于两个正交偏振中的每一个被分离地输出。组合的电场和磁场分配器(所谓“魔T”)为四端口元件，且由于其几何特性，该元件既提供两个供应信号的和信号，又提供差信号。由于馈送网络的二元构造，因此对于根据本发明的喇叭阵列开口而言可以安装“魔T”来替代所述最后的二元功率分配器。该差信号于是可以单独或与和信号一起用于天线与目标卫星的高精度对齐。由于在准确对齐时，差信号消失且和信号达到最大，因此当准确对齐时，例如信号功率的商值具有非常明显的最小值(所谓“零”)。在与准确对齐存在误差的情况下，该商值急剧升高，并且能够被用于精确和快速地重调天线。此外，当准确对齐时，RF信号在差端口(32)处的相位过零，因此相位角的数学符号指示天线必须被重新调整的方向。 因为原则上只需沿克拉克轨道-方位角方向-对卫星天线进行高精度的重新调整，因此沿方位角方向将开口分为两半就够了。在仰角方向上，通常借助位置数据和/或惯性检测器数据进行开环重调就够了。如果馈送网络中的最后功率分配器为组合的电场和磁场分配器(30)的形式，则有利的是组合的电场和磁场分配器的差端口(3 配备阻止发射信号进入差支路的发射频带阻止过滤器，差端口(32)经由发射频带阻止过滤器连接低噪声放大器。由于只有接收的信号需要被用于借助来自差端口的信号对天线进行高精度的重新调整，因此可以通过发射频带阻止过滤器有效地保护放大该信号的低噪声放大器不受通常非常强的发射信号的过度驱动。波导阻止过滤器通常被用于此目的，因为这类部件只有非常低的衰减。同样有利的是低噪声放大器直接连接发射频带阻止过滤器，其同样优选通过波导实现，因为这使得能够将信号损耗降至最低。然而，如果接收的信号足够强，则其中低噪声放大器通过射频缆线(例如同轴线)连接发射频带阻止过滤器的实施例也是可行的。特别对于天线的移动应用场合，有利的是将对称的两个半开口的差信号和/或部分和信号传送给处理电子器件，该电子器件评估差信号和/或和信号的强度和/或相位角， 并且将其传送给天线位置调节器的控制电子器件，使得控制电子器件能够重新调整天线， 从而使差信号达到最小，天线因此在天线载体关于目标卫星移动时保持与目标卫星对齐。 由于这种设计，当组合的电场和磁场分配器的差端口处的接收信号达到最小时，天线最佳地与目标卫星保持对齐。这种最优性标准因此能够通过经合适的电子器件单元处理并且传送给天线定位系统的控制系统而以简单的方式用于在天线载体移动时高精度地重新调整天线。由于差信号总是可获得，因此可以获得非常高的采样速率，从而能够非常迅速地进行重新调整，即使是在天线载体移动非常快的时候。由于当最佳地与目标卫星对齐时差信号的相位快速过零，因此有利的是还对差信号的相位角进行评估，并且利用所述相位角进行重新调整。与仅使用差信号强度的情况相比，这通常允许获得更高的重调精度。由于差端口的天线图具有两个主瓣(其在最坏情况下可指向相邻的卫星)，因此同样有利的是将差信号的强度和/或相位角与和信号作比较，以在重新调整期间排除来自相邻卫星的寄生干扰。原理上，差信号中的寄生干扰项可以通过对和信号进行恰当处理来消除，因为和端口的天线图只具有单个清晰的主瓣。例如，这可以通过将相位上匹配的差信号投影在和信号上来实现。原则上能够利用卫星的信标信号和普通应答器信号来高精度地重新调整天线。在这种情况下，卫星信标通常由类似于连续波的窄带(< IkHz)信号构成，而普通应答器通常发射宽带信号(在Ku频带上例如为30MHz)，其中信息内容通过相位编码(例如QPSK)被提供给该宽带信号。在这两种情况下，有利的是通过限制噪声带宽来提高差端口信号和/或和端口信号的信噪比。还借助含有一个或多个固定混频器和/或一个或多个可控变频混频器和一个或多个频率过滤器的、用于差信号和/或和信号的处理电子器件使得对射频信号的处理变得更为容易，其中借助所述电子器件能够将差信号或其一部分、以及/或者和信号或其一部分转变成规定的基本频带，并且可以在此进行处理。用于重新调整的频率范围或应答器可以借助可控的变频混频器(“频率合成器”)进行具体操作。就具有合适强度的卫星信号而言，差信号及和信号可以在基本频带上直接进行评估。为此，有利的是基本频带上的差信号和/或和信号的强度通过合适的电子线路来测量， 并且被传递给天线位置调节器的控制电子器件。在这种情况下，可以使用标准的电子器件， 诸如合适的放大器或功率检测器，在典型的MHz范围的基本频带上，这些器件的采购成本较低。就卫星信号较弱或卫星构造较差的情况而言，有利的是差信号和/或和信号通过模拟/数字转换器在基本频带上被数字化，并且被传送给具有合适的评估方法的处理器， 其用于确定差信号和/或和信号的强度和/或相位角，以及将该信息传送给天线位置调节器的控制电子器件。将信号数字化允许由软件控制的评估，从而提供与相应环境的灵活配合。例如，处理器在这种情况下可以由经特殊编程的FPGA或简单的可自由编程的计算单元构成。例如，软件实现的可控过滤器可以被用于改善信号质量，以及允许对噪声带宽进行优化。
如果天线信号被转换成基本频带、被数字化且被传送给处理器以便进行高精度的重新调整，则特别是对于其中天线载体(例如航行器)可非常快速地移动的航空应用而言，有利的是使处理器具有借助其可以补偿当天线载体快速移动时在差信号和/或和信号中出现的多普勒频移的评估方法。相比于多普勒追踪电子器件的电子实现方式，如果信号已为数字形式，则软件实现的追踪可以在合适处理器中以相对简单的形式实现。由于最大的多普勒频移可以借助天线载体的最大速度来计算，因此能够恰当地构造软件实现的过滤器。信号的瞬态频率于是可以借助FFT(快速傅立叶变换)来确定，噪声带宽可以根据情况来设定，并且信号的强度可以被测量。由于在移动应用，特别是在航空应用中，天线开口通常不能围绕波束轴旋转，因此有利的是，由天线载体的空间位置引起的两个半开口的差信号和/或和信号的偏振旋转能够通过一个或多个如权利要求4所述的波导模块、或者通过具有合适评估方法的处理电子器件中的处理器来补偿。这防止具有不同偏振的信号发生混合，从而防止信号干扰，而所述干扰会对精确的重新调整造成不利影响。原理上，为此目的可以根据应用场合采用以下两种方法使用权利要求4中所述的波导模块，以及软件处理。由于天线载体的位置通常是已知的(例如借助GPS)，因此偏振旋转可以通过简单的方式来计算，然后可以被传送给波导模块的控制系统，或者传送给处理器。如果差端口及和端口上的信号为数字形式，则已经发现有利的是，处理器中的评估方法包括基本频带的差信号的两个或多个连续幅值在每个情况下均被相乘，且这些乘积在特定时间At上相加以形成和S1，基本频带的和信号的两个或多个连续幅值在每个情况下均被相乘，且这些乘积在特定时间At上相加以形成和&，在经过时间间隔At之后形成商S1A2和/或其它一些合适的函数f (S1, S2)，将通过这种方式获得的数值与利用最短间隔法或其它一些合适方法从校准测量或计算中得到的标准曲线fN( δ，S1, S2)进行比较，通过这种方式确定误差角δ的数值，以及将其传送给用于天线位置调节器的控制电子器件。 这种方法甚至可以被用于处理噪声功率高于信号功率的差信号。如果正确选择时间间隔 At，则乘法相关器中的所有噪声分量均会消失，且可以观察到信号的强度，其在通用的形式下通常具有周期性。如果和信号也受到相应处理，则例如商S1A2变得与相应的信号幅度无关，当信号强度发生变化时，这是一个重要优势。与信号强度无关的标准曲线fN( S，S1, S2)可以通过简单的数学方法来计算。然而，为精确地进行重新调整，标准曲线也可以借助这种方法和合适的卫星应答器或信标来进行测量，然后可以被存储。由于其简单性，这种方法甚至可以例如利用模拟电子器件来实现。由于特别地，航空天线通常安装在经空气动力学优化的天线罩下，因此由于物理空间的缘故，可能需要修改根据本发明的开口的矩形形状。特别地，可能需要对开口的拐角 (图Ib中功率为pn、p1N1 > p1N2> pN2N1的喇叭)进行倒圆处理，以保持与天线罩的下表面的必要间隙。已经发现，改变喇叭边缘或者减小喇叭孔口的尺寸、甚至完全去除喇叭阵列位于开口拐角处的喇叭对天线性能及其与天线特性有关的正特性几乎没有影响。在一个未示出的实施例中，天线根据本发明被设计成总计具有N1A个主喇叭天线元件，这些天线元件设在开口边缘处，但并非是以物理方式实现的，或者它们的边界发生变化或者尺寸变小，相位均衡栅格的相关单元相应得到修改，使得这些单元的边缘仍然位于主喇叭天线元件的边缘上，根据本发明的开口构造仅针对具有N1个主喇叭天线元件(参见图lb)的主喇叭天线元件阵列中的完整行来实施，且在主喇叭天线元件不存在(miss)时对两个馈送网络的二元树结构(参见图Ic)进行适当修整。
权利要求
1.一种用于宽带卫星通信，特别是用于移动应用的天线，其包括主喇叭天线元件的阵列，所述主喇叭天线元件通过波导馈送网络相互连接，其特征在于所述天线包括N = N1XN2个主喇叭天线元件，其中N1 > 4N2, N1和N2为偶数，所述天线的总开口面积ASA = LXH，其中L>4H且L<NJ，其中λ为要发射或接收的电磁波的最小自由空间波长，所述主喇叭天线元件允许接收和发射两个正交的线偏振电磁波，因为它们具有矩形的开口区域a=lXh，其中1<11且1< λ，并且每个具有近似方形的输出端，其中L = N1LH = N2Ii 且A = N1 Χ&Χ i Xh = LXH，所述主喇叭天线元件通过矩形波导直接在其输出端处被馈送， 使得所述正交线偏振之一被提供并且与所述开口区域平行地被传送出，所述正交线偏振中的另一个被提供并且通过与所述开口区域垂直的平面上的波导隔板被传送出，所述主喇叭天线元件的喇叭被压缩且在与所述开口区域垂直的方向上具有长度Ih < 1. 5λ，所述波导馈送网络包括用于两个正交线偏振之一的馈送网络和与前者分开的用于两个正交线偏振中的另一个的馈送网络，这两个馈送网络均为具有二元电场和磁场功率分配器的二元树形式，因此所述二元树的最低级上的各个最后一个功率分配器独立且对称地关于两个正交偏振中的每一个将两个半开口的功率合并，所述半开口在每种情况下均具有Ν/2个主喇叭天线元件，所述天线的开口构造在每种情况下均近似满足以下关系Pl, j〈 P2, j < P3，j < · · ·〈 Pk, j — Pk+1, j — Pk+2, j — ... — Pk+m, j〉Pk+m+1, j〉Pk+m+2, j〉Pk+m+3, j > . . · > P2k+m, j，其中 k 禾口 m 为整数且 2k+m = N1,功率 Pi,j = L-N1, j = 1. . N2,指示各个主喇叭天线元件的功率贡献，开口构造由用于两个正交偏振中的每一个的两个馈送网络中的每一个中的对称和非对称的二元电场和磁场功率分配器来实现，整个开口区域上覆盖有相位均衡栅格，其中所述相位均衡栅格的网格具有边长为b的方形尺寸，且在每种情况下，均近似满足b = 1、h = 2b且13 < λ，使得在N1方向上，所述栅格的壁板位于两个相邻喇叭天线元件的邻接边缘的上方，而在队方向上，所述栅格的壁板分别近似精确地位于各个喇叭天线元件的开口区域的中心。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于所述天线的开口构造在每种情况下均近似满足以下关系Pl, j〈 P2, j < P3，j < · · ·〈 Pk, j — Pk+1, j — Pk+2, j — ... — Pk+m, j〉Pk+m+1, j〉Pk+m+2, j〉 Pk+m+3, j > . . . > P2k+m, j，其中k禾Π m为整数且m彡2k，2k+m = N1,且在每种情况下对于i = 1. · N/2均近似有Pi,」=P21rtrt^所述功率Pi,」，i = l.. N1, j = 1. . N2,指示各个主喇叭天线元件的功率贡献。
3.如前述权利要求中之一所述的装置，其特征在于所述两个正交偏振中的每一个的馈送网络的输出端在每种情况下均通过波导与将发射频带与接收频带分开的波导频率双工器连接，所述两个波导频率双工器的接收频带输出端在每种情况下均连接低噪声的放大器。
4.如前述权利要求中之一所述的装置，其特征在于在所述馈送网络的两个输出端和/或所述波导频率双工器的输出端和/或所述低噪声放大器的输出端上的两个正交线偏振信号被正交地被馈送入一个或多个波导模块，所述波导模块包括两个波导件，其中所述波导件沿其轴相互连接，并且可以由电动机驱动而围绕所述波导轴关于对方旋转，使得在所述波导模块的与馈送点相对的那侧上，能够输出偏振关于馈送入的所述正交线偏振信号发生旋转的线偏振信号，从而能够重建所述入射波的偏振，或者能够控制将要发射的波的偏振。
5.如权利要求4所述的装置，其特征在于所述天线被装备有用于针对发射频带进行偏振追踪的波导模块，以及与前者分开的用于针对接收频带进行偏振追踪的波导模块。
6.如前述权利要求之一所述的装置，其特征在于在所述馈送网络的两个输出端和/或所述波导频率双工器的输出端和/或所述低噪声放大器的输出端上的两个正交线偏振信号通过一个或多个90°混合耦合器被转换成正交圆偏振信号，使得该天线也能够用于发射和/或接收圆偏振信号。
7.如前述权利要求之一所述的装置，其特征在于所述天线被安装在双轴位置调节器的仰角轴上，如权利要求4中所述的波导模块和/ 或如权利要求5所述的90°混合耦合器被安装在所述位置调节器的方位角平台上，并且所述天线与波导模块和/或所述90°混合耦合器通过柔性射频缆线相互连接。
8.如前述权利要求之一所述的装置，特别用于航空应用，其特征在于所述天线的所有或部分部件被完全或部分镀覆银或铜，所述所有或部分部件通过锡焊和/或焊接和/或胶粘的方式相互接合，所述天线除所述开口区域之外从外部完全或部分设有阻止湿气进入的保护层，防水膜被引入到所述主喇叭和所述相位均衡栅格之间的平面上或者喇叭输出端平面上，所述膜防止湿气进入所述主喇叭和所述波导馈送网络。
9.如前述权利要求之一所述的装置，其特征在于所述两个馈送网络中的每一个的最后一个波导功率分配器被设计成组合的电场和磁场分配器，使得两个对称的半开口的和信号和两个对称的半开口的差信号被施加至该波导四端口网络，且所述和信号和差信号均可单独关于所述两个正交偏振中的每一个被传送出，所述最后一个波导功率分配器用于将来自两个在每种情况下均具有N/2个主喇叭天线元件的半开口的信号合并。
10.如权利要求9所述的装置，其特征在于所述组合的电场和磁场分配器的差端口被配备有阻止发射信号进入差支路的发射频带阻止过滤器，所述差端口经由所述发射频带阻止过滤器连接低噪声放大器。
11.如前述权利要求之一所述的装置，特别用于移动应用，其特征在于所述两个对称的半开口的所述差信号和/或部分所述和信号被传送给处理电子器件， 该电子器件评估所述差信号和/或所述和信号的强度和/或相位角，并且将其传送给天线位置调节器的控制电子器件，使得所述控制电子器件能够重新调整所述天线，从而使所述差信号达到最小，所述天线因此在所述天线载体相对于目标卫星移动时保持与所述目标卫星对齐。
12.如权利要求11所述的装置，其特征在于用于所述差信号和/或所述和信号的所述处理电子器件含有一个或多个固定混频器和/或一个或多个可控变频混频器和一个或多个频率过滤器，借助所述电子器件能够将所述差信号或其一部分、以及/或者所述和信号或其一部分转变成限定的基本频带，并且可以在此进行处理。
13.如权利要求12所述的装置，其特征在于所述基本频带上的差信号和/或和信号的强度通过合适的电子线路来测量，并且被传递给所述天线位置调节器的控制电子器件。
14.如权利要求12所述的装置，其特征在于所述差信号和/或和信号通过模拟/数字转换器在基本频带上被数字化，并且被传送给具有合适的评估方法的处理器，其用于确定所述差信号和/或所述和信号的强度和/或相位角，以及将该信息传送给所述天线位置调节器的所述控制电子器件。
15.如权利要求14所述的装置，特别用于航空应用，其特征在于所述处理器具有能够补偿当所述天线载体快速移动时在所述差信号和/或所述和信号中出现的多普勒频移的评估方法。
16.如前述权利要求之一所述的装置，其特征在于由所述天线载体的空间位置引起的两个半开口的差信号和/或和信号的偏振旋转能够通过一个或多个如权利要求4所述的波导模块、或者通过具有合适评估方法的处理电子器件中的处理器来补偿。
17.如权利要求14所述的装置，其特征在于所述处理器中的评估方法包括所述基本频带的差信号的两个或多个连续幅值在每种情况下均被相乘，且这些乘积在特定时间△ t上相加以形成和S1，所述基本频带的和信号的两个或多个连续幅值在每种情况下均被相乘，且这些乘积在特定时间Δ t上相加以形成和 &，在经过时间间隔At之后形成商S1A2和/或其它一些合适的函数f (S1, &)，将通过这种方式获得的数值与利用最短间隔法或其它一些合适方法从校准测量或计算中得到的标准曲线fN( δ，S1, S2)进行比较，通过这种方式确定误差角δ的数值，以及将其传送给用于天线位置调节器的控制电子器件。
18.如前述权利要求之一所述的装置，其特征在于总计N1A个位于所述开口的边缘处的主喇叭天线元件不以物理方式实现，或者它们的边界发生变化或者尺寸变小，所述相位均衡栅格的相关单元相应得到修改，使得这些单元的边缘仍然位于所述主喇叭天线元件的边缘上，如权利要求1或2所述的根据本发明的开口构造仅针对具有N1个主喇叭天线元件的主喇叭天线元件阵列中的完整行实施，且在所述主喇叭天线元件不存在时对所述两个馈送网络的二元树结构进行适当修整。
全文摘要
本发明涉及一种用于宽带卫星通信的天线，其包括通过波导馈送网络(2)相互连接的主喇叭形发射器(1)的场。
文档编号H01Q21/06GK102414922SQ201080018502
公开日2012年4月11日 申请日期2010年4月30日 优先权日2009年4月30日
发明者A·弗里施, C·霍斯勒, J·托梅斯, J·欧朋兰德, M·塞弗里德, M·温策尔 申请人:Qest量子电子系统有限公司