用于功率转换的方法和装置与流程

相关申请的交叉引用

本申请要求2016年3月7日提交的第62/304478号、2015年8月12日提交的第62/204,035号和2016年4月2日提交的第62/317,525号美国临时专利的权益，所述美国临时临时专利以引用的方式并入本文中。

本公开大体上涉及如dc-dc转换器、ac-dc转换器和dc-ac转换器、门驱动器、载波信号和数/模转换的调幅中的功率转换。

背景技术：

许多不同装置用以将供应电压从一个电平转换成另一电平。此类装置被称为dc-dc转换器。dc-dc功率转换器的各种实施例在给sander的第8,766,607号美国专利和给sander的第8,174,247号美国专利中予以论述(所述美国专利的公开内容以引用的方式并入本文中)。按微波频率操作的dc-dc转换器在djukic、slavko等人在新泽西州·皮斯卡塔威的ieeeservicecenter在1999年8月的《微波理论与技术(microwavetheoryandtechniques)》上第8号第47卷第1457到1460页的“平面4.5ghzdc-dc功率转换器(aplanar4.5-ghzdc-dcpowerconverter)”(其由此以引用的方式并入)中予以论述。功率效率、电流隔离、功率密度和输出电压范围是dc-dc转换器的关键参数。磁耦合变压器和切换模式功率转换器可用以执行此任务。

门驱动器将控制信号转换成适合于驱动负载装置的输入的形式。通常，负载装置需要高于控制信号的电压的输入电压。切换速度、驱动信号的爬升率、功率效率、电流隔离、功率密度和输出电压范围是门驱动器的关键参数。

在一些状况下，期望在功率转换器的输入与输出之间具有电流隔离。在dc-dc转换器的状况下，可将输入dc电压转换成ac电压，并通过隔离障壁磁耦合输入dc电压。在输出处，对磁耦合ac能量进行整流，并将其转换回成dc电压。

在门驱动器状况下，可使用光耦合器。输入转换成光学信号。通过电流障壁发射光学信号，并将其转换回成电信号。

磁耦合变压器和光耦合器需要相当大的物理空间，难以在芯片集成上，并在光耦合器的状况下需要在接收器处供应功率。

技术实现要素：

本发明描述基于耦合式传输线的功率转换。所述传输线形成谐振槽路。开关元件将从能量来源抽汲能量到所述槽路中。行进波的发射属性和反射属性用以执行所述功率转换。所述槽路中的所述传输线的耦合参数将确定递送到所述负载的能量的量。使用高频操作允许在物理上小的传输线。高工作频率还允许功率转换器的输出处的小的滤波电容器，并因此在门驱动器的状况下允许负载改变或快速信号改变的快速响应时间。传输线的实施方案是节约成本的。所述传输线能够实施于印刷电路板(pcb)、层压物或芯片上。在步升转换器的状况下，开关元件不经受所述功率转换器的更高输出电压电平，并能够因此实施于更低电压处理技术中。另外，描述了具有和不具有电流隔离的实施例，且公开了用以减少非期望电磁发射的物理实施例。

本公开的一个实施例是一种功率转换电路，所述功率转换电路包含：电源，开关元件，所述开关元件适于基于控制信号而打开和关闭输出端(或输出节点)；第一终端元件，所述第一终端元件能够反射电能；第二终端元件；耦合式传输线，所述传输线由具有第一端和第二端的第一波传播媒体和具有第三端和第四端的第二波传播媒体形成。所述电源、所述开关元件、所述第一终端元件和所述第一波传播媒体被布置成使得当所述开关元件关闭时，电能能够通过所述第一波传播媒体从所述电源流动到所述第一终端元件。所述第二终端元件连接到所述第三端，且所述输出端连接到所述第四端。所述控制信号是周期性的，并定时成使得所述开关元件在第一时间段内关闭并在第二时间段内打开，所述第一时间段足够长以使得一个或多个脉冲的电能能够从所述电源流动到所述第一终端元件，所述第二时间段足够长以防止所述一个或多个脉冲的电能返回通过所述开关元件，由此在所述耦合式传输线中产生驻波。

本公开的一个实施例是一种用于功率转换的方法，所述方法包括：通过在谐振第一波传播媒体中注入能量来产生电磁驻波；将在所述第一波传播媒体中流动的所述能量的全部或部分耦合到第二波传播媒体中，并在所述第二波传播媒体中产生驻波；提取出所述第二谐振波传播媒体中的所述能量的全部或部分并将所述所提取能量递送到负载。

附图说明

考虑以下各种实施例的详细描述并结合附图可更全面地理解主题，其中：

图1a是描绘根据实施例的电流隔离功率转换器的示意图；

图1b是描绘根据实施例的电流隔离功率转换器的示意图；

图1c是描绘根据实施例的电流隔离功率转换器的示意图；

图2a是基于图1a中的电路的模拟的时序图；

图2b是基于图1b中的电路的模拟的时序图；

图3a是描绘根据实施例的差动电流隔离功率转换器的示意图；

图3b是基于图3a中的电路的模拟的时序图

图4是描绘根据实施例的具有控制器的电流隔离功率转换器的示意图；

图5是描绘根据实施例的多位电流隔离功率转换器的侧视图；

图6a是描绘根据实施例的功率转换器的物理实施方案的示意图；

图6b是描绘根据实施例的功率转换器的物理实施方案的透视图；

图6c是描绘根据实施例的功率转换器的物理实施方案的部分的侧视图；

图6d是描绘根据实施例的功率转换器的物理实施方案的部分的俯视图；

图6e是描绘根据实施例的功率转换器的物理实施方案的部分的俯视图；

图6f是描绘根据实施例的功率转换器的物理实施方案的部分的俯视图；

图6g是描绘根据实施例的功率转换器的物理实施方案的部分的俯视图；

图7a是描绘根据实施例功率转换器的示意图；

图7b是基于图7a中的电路的模拟的时序图；

图7c是描绘根据实施例的功率转换器的示意图；

图7d是基于图7c中的电路的模拟的时序图；

图8a是描绘根据实施例的具有整流器的功率转换器的示意图；

图8b是基于图8a中的电路的模拟的时序图；

图8c是描绘根据实施例的具有整流器和控制器的功率转换器的示意图；

图9a是描绘根据实施例的具有整流器的差动功率转换器的示意图；

图9b是描绘根据实施例的具有整流器与正和负输出电压的差动功率转换器的示意图；且

图9c是描绘根据实施例的功率转换器系统的示意图。

虽然各种实施例容许各种修改和替代形式，但其细节已借助于实例在附图中展示并将详细地描述。但是，应理解，并不旨在将所要求发明限于所描述具体实施例。相反地，意图涵盖属于如由权利要求书界定的主题的精神和范围内的所有修改、等效物和替代方案。

具体实施方式

当前解决方案的基本概念是针对功率转换而使用高频行进电磁波的属性。例如传输线和耦合式传输线等波传播媒体的耦合属性用以控制功率转换过程。使用高频操作允许在物理上小的传输线。高工作频率还允许功率转换器的输出处的小的滤波电容器，并因此在门驱动器的状况下允许负载改变或快速信号改变的快速响应时间。传输线的实施方案是节约成本的。传输线可实施于印刷电路板(printedcircuitboard，pcb)、层压物或芯片上。高工作频率在为某些模拟电路供电时时具有额外优点。普通开关功率供应在较低频率范围中操作，并可能落于模拟电路操作的频率范围中。此会引起电源与所处理信号之间的干扰问题。通过在高频率下操作功率转换器，模拟电路和功率转换器的频率范围不会重叠，且可应用滤波技术和或模拟电路的带宽限制以最小化干扰。

图1a描绘使用耦合式传输线的电流隔离功率转换器的实施例。功率由电源或电压源101提供到转换器。两组波传播媒体电流隔离，并形成耦合式传输线102。每个波传播媒体具有第一端和第二端。功率在输出端103处递送到负载105。耦合器在谐振模式下操作，在谐振模式下耦合式传输线102的电长度大致上是谐振频率的周期的四分之一。

如果在构成耦合式传输线102的传输线之间不存在耦合，那么通过关闭开关104，在节点106处引入耦合式传输线102中的波将朝向节点112上的终端传播。在节点112处，所述波将以-1的反射系数反射返回，这是因为节点112连接到接地。在波返回到节点106之前，开关104变成高阻抗状态。这将致使波反射回朝向节点112。但由于节点106处的高阻抗终端，此时反射系数是+1。波将接着在节点112处以-1的负反射系数反射。此时，到达节点106的波的极性与原始波具有相同正负号，且可关闭开关以完成一个循环。

在到达稳定状态解决方案之后，开关104将仅须向传输线添加等于在两个来回波的期间丢失的能量的一定量的能量。

但是，因为在形成耦合式传输线102的传输线之间存在耦合，所以注入节点106中的能量的并非全部将以-1的反射系数反射回到节点106。耦合式传输线102的有效反射系数将取决于耦合式传输线的偶奇阻抗和负载105的阻抗。如果节点103处的反射系数不是-1，那么在一个循环之后将回到节点106的波的总电压将小于通过将节点106连接到电压源101来注入节点106中的波的电压。

通过关闭开关104，将能量添加到在耦合式传输线102中行进的波。传输线中的波的能量将增大，直到在节点106处添加到波的能量相当于在节点103处从波取出的能量为止。在节点103处取出的功率通过负载105耗散。添加到波的能量的量由电压源101、传输线的偶数奇数模式阻抗和负载105确定。

图2a描绘启动期间的图1a的电路的模拟。根据此实施例的耦合式传输线102的偶奇模式阻抗分别是100欧姆和50欧姆。电压源的电压是10v且负载是1000欧姆。波形202是开关104的控制信号107，如果信号107的电压大于1.5v，那么开关104在低阻抗状态下。如果电压低于1.5v，那么开关处于高阻抗状态下。波形203是节点106处的电压，波形204是节点103处的电压。波形205是从电压源101流出的电流，且波形206是负载105处的电流。耦合式传输线的电气长度是100皮秒。

图1b描绘具有接地参考开关104的功率转换器的实施例如果开关104是n型晶体管且开关的栅极驱动也是接地参考的，那么接地参考开关是有利的。这同样适用于p型开关，但是，在此状况下，接地将在电压源110的正侧上。所述电路的操作与图1a中的电路的操作相同。但所述电路是通过将电压源110连接到节点108而通过耦合式传输线102供电。

运用图1a和1b的电路，可设计出步升转换器。也就是说，如图2b和2b中所展示，节点103处的电压可高于电压源101、110的电压。

图1c描绘步降转换器的实施例。耦合式传输线102在节点103处具有打开节点。这产生+1的反射系数。负载连接于耦合式传输线102的相对侧节点113处。

图2b描绘图1c的电路的模拟。此实施例中的耦合式传输线102的偶奇模式阻抗分别是100欧姆和50欧姆。电压源的电压是24v且负载是1欧姆。波形212是开关104的控制信号。波形213是节点106处的电压，波形214是节点113处的电压。波形215是从电压源110流出的电流，波形216是负载电流。耦合式传输线的电气长度是100皮秒。

图1中所描绘的电路的耦合式传输线可实施于层压物或印刷电路板(pcb)上。出于更高的工作频率或通过使用慢波传输线，芯片上实施方案也是可行的。可使用调谐或未调谐耦合式传输线。可通过应用可调谐传输线来实现调谐振荡频率，可调谐传输线比如分布式mems传输线、集总分布式传输线、数控人造介电质(digitallycontrolledartificialdielectric，dicad)传输线。耦合式传输线可实施为同轴电缆、波导件、带状线、微型带状线或共面波导件。耦合式传输线可以是对称饿，也就是说，第一传输线的几何形状与耦合式传输线的第二传输线的几何形状相同，或耦合式传输线可以是非对称的。

为了分析图1a的电路，可通过用于上部侧节点103和112，与下部侧节点106和114的反射矩阵来从入射电压导出反射电压。r1将是节点112和103处的反射矩阵，来使传入波[v112+,v103+]产生反射波[v112-,v103-]。r2是开关104打开的情况下的节点106和114处的反射的矩阵，来使传入波[v106+,v114+]计算反射波[v106+,v114+]。r3是开关104关闭的情况下的节点106和114处的反射的矩阵，来使传入波[v106+,v114+]计算反射波[v106+,v114+]。电阻器r2是负载105的电阻。zd是端106和114与端112和103之间的耦合式传输线102的差模阻抗。zc是端106、114、112、103到接地的普通模式阻抗。

r1＝matrix([

[-1,0]

[-2*r2*zc/(r2*zc+r2*zd+zc*zd),(r2*zc+r2*zd-zc*zd)/(r2*zc+r2*zd+zc*zd)]])

r2＝matrix([

[1,-2*zc/(zc+zd)]，

[0,-1]])

r3＝matrix([

[-1,0]，

[0,-1]])

rtot＝r3*r1*r2*r1

rtot＝matrix([

[(4*r2*zc**2-(zc+zd)*(r2*zc+r2*zd+zc*zd))/((zc+zd)*(r2*zc+r2*zd+zc*zd)),-2*zc*(r2*zc+r2*zd-zc*zd)/((zc+zd)*(r2*zc+r2*zd+zc*zd))]，[2*r2*zc*(4*r2*zc**2+(zc+zd)*(-r2*zc-r2*zd+zc*zd)-(zc+zd)*(r2*zc+r2*zd+zc*zd))/((zc+zd)*(r2*zc+r2*zd+zc*zd)**2),-(4*r2*zc**2-(zc+zd)*(r2*zc+r2*zd-zc*zd))*(r2*zc+r2*zd-zc×zd)/((zc+zd)*(r2*zc+r2*zd+zc*zd)**2)]])

rv＝matrix([[0,0]，

[-2*r2*zc/(r2*zc+r2*zd+zc*zd),2*r2*(zc+zd)/(r2*zc+r2*zd+zc*zd)]])

vsteady＝(matrix([[1,0],[0,1]])-rtot)**-1

rtot是一个完全周期的矩阵。也就是说，波由关闭的开关104产生的，接着在节点112、103处反射回波。接着，在节点113、114处，在开关104关闭的情况下反射回波，并最后在节点112和103处反射回波。周期自身重复，且每次开关104关闭时，能量将添加到系统。此产生具有由vsteady给出的电压去往节点103的稳定状态解决方案的无限几何矩阵级数。为了计算节点103处的输出电压，传入波[v112+,v103+]必须乘以终端矩阵rv。

这产生负载r2上方的输出电压v2的一阶方程式：

v2＝r2/zd*v1

其中v1是电压源101的电压。在图2a中，如果方法无穷大，那么v2是波形204的峰值电压。

图3b描绘差动功率转换器的实施例且图3b描绘图3a中的电路的模拟结果。对于此模拟，耦合式传输线301和302的偶奇模式阻抗是100欧姆和50欧姆。耦合式传输线的电气长度是100皮秒。整流器303由2个二极管组成，且负载是平行于1pf电容器的1000欧姆电阻器。晶体管305和306由互补的栅极信号316与317控制。栅极信号316和317的波形展示为波形301和302。在图1b的电路中，电压源110中的电流具有大的ac分量。在图3a的电路中避免了这种大的ac分量。耦合式传输线变压器301和302以相对阶段对电压源307进行充放电，并因此降低ac分量。图3b的波形303是节点313和314处的互补信号中的一个。节点313和314处的信号将由电路303整流。可出于此目的而使用二极管整流器、全桥和切换式晶体管整流器。节点315处的整流器输出驱动负载304。波形303描绘节点314处的电压且波形304是节点315处的经整流波形。波形305描绘来自电压源307的电流，且波形306是穿过负载304的电流。图3b的模拟描绘启动阶段期间的系统。

图4描绘具有控制器404的功率转换器的实施例。与在上文关于其它图所描述的那些组件具有类似功能的组件用按100迭代的类似参考标号标记。在整个申请中使用此编号系统。具有电压源401、耦合式传输线402和开关403的电路配置可以是图1a、1b或1c的任何配置。控制器404可监测耦合式传输线402中的波的状态、负载406中的输出电流、节点412处的输出电压、穿过整流器405中的电流、与开关403相关联的电压或功率，来产生开关控制信号415以便针对设计参数进行优化，例如电路的输出电压、输出电流、输出功率和/或效率。

图5描绘具有控制器和数字输入的多位功率转换器的实施例。数字输入信号520包括携载转换器的预期输出功率的信息的数据。额外时钟信号521可用以将输出更新同步到时钟信号。另外，时钟信号的周期可针对耦合式传输线502、503和504的电气长度进行优化。基于数字输入信号520，控制器508将通过控制信号517到519激活开关505到507，使得节点513处的输出电压或穿过监测器509的输出电流或负载510上方的输出功率是根据数字输入信号520。通过图5的电路，可设计出数/模转换器(digitaltoanalogconverter，dac)。个别耦合式传输线502到504的奇数模式与偶数模式阻抗可不同。这允许将dac分段成最高有效位和最低有效位，如电流导引dac中的分段。而且，耦合式传输线502到504可以不同供应电压操作，以进一步提高分段的加权。本领域普通技术人员应了解，可在实施例中提供更多或更少耦合式传输线502到504。每个耦合式传输线可视需要具有相关联开关和控制信号。

图6a和6b描绘多位功率转换器的物理实施例。图6a是由以下组成的印刷电路板的横截面：介电质621、具有耦合式传输线610、611和612的顶部层以及用作接地平面的底部层601。在一个实例中，传输线610和612可耦合到共同传输线611。传输线610到612与601形成多个耦合式传输线。图6b是pcb的俯视图。可在芯片604上制造开关元件和控制器。整流器和监测器可实施于芯片603中。芯片603收集对由芯片604产生的波进行整流，并将所述波转换成输出信号613。线608和609向芯片604提供功率，且线605、606和607将开关控制信号携载到芯片604。

所公开电路可在高频率下通过高电流和高电压操作。因此，电磁兼容性(electromagneticcompatibility，emc)是个问题。可通过以差动或互补方式实施电路来缓和一些emc问题，屏蔽另一个方法。图6c到6g描绘包覆于接地笼中的电路的物理实施例。所述电路由两个芯片639和643以及所述芯片之间的一对传输线641、642组成。

图6c描绘芯片构造的实施例。根据此实施例，以倒装芯片技术生产芯片，其中通过凸块634和衬垫633作出从芯片到层压物或印刷电路板(pcb)的连接。接地凸块635布置于芯片的周边周围，如图6d中指示。信号凸块637占据芯片636的内部行和列。一组硅穿孔632在晶粒631的背侧处将接地凸块635连接到导电层，并因此将芯片的整个电路630包封于导电接地笼中。

图6e和6f描绘层压物或pcb的第一层650和第二层651。图6g描绘层压物或pcb的横截面。在图6e中，传输线641和642通过电磁波在芯片639与643之间传输功率。传输线的内部导体形成有线641和642，且传输线的外部导体由第一层650上的接地平面653和第三层652上的接地平面646形成。切出第二层651以固持传输线641和642的内部导体。切出的侧壁是传输线641和642的外部导体的部分。接地平面653、646与层651上的接地平面可通过如图6e到6g中所展示的多个通孔645拼接到一起。

图7a描绘dc-ac转换器的实施例。传输线711连接到电压源710。开关713可基于输入信号717而将节点715连接到接地节点并因此对传输线111和112进行放电。传输线711和712的电气长度确定脉冲需要来从传输线的一端行进到另一端的时间。两个传输线的长度相同。开关控制信号717的周期可以大致上是传输线711和712中的一个的电气长度4倍的倍数。

可使用以下来建构传输线：集总组件、同轴电缆、波导件、带状线、微型带状线或共面波导件、分布式mems传输线、集总分布式传输线或数控人造介电质(dicad)传输线。

图7b描绘图7a的电路的启动时序图。图7a中的波720、721、722、723描绘进入和出自传输线711和712的波。开关713的栅极上的脉冲730致使开关变成低阻抗状态。低阻抗状态产生脉冲731和脉冲732，脉冲731作波720为行进到传输线711中，脉冲732作为波721行进到传输线712中。脉冲731和732在传输线的相对端处被反射。由于低阻抗电压源710上的反射，脉冲731将被负反射。由于打开传输线712上的反射，脉冲732将被正反射。反射脉冲735和737将在传输线711和712的电气长度达两倍之后到达节点715。脉冲735和737现在具有相反极性，并将在节点715处重叠时彼此抵消。奇数数目个反射之后的电压电平将始终有限，这是因为正脉冲与负脉冲彼此抵消。因此，在此周期阶段期间，开关713上方的电压受到限制。出自传输线711的脉冲735将作为脉冲736在传输线712中继续，且脉冲737将作为脉冲734在传输线711中继续。将反射脉冲734和736以形成反射脉冲740和742。脉冲742是脉冲736的正反射且脉冲740是脉冲734的负反射。此时，在2次反射之后，脉冲具有相同正负号并将总计为脉冲743。然而，当脉冲到达节点715时，开关713将由栅极脉冲738关闭，且节点715处的电压加压到接地。此致使脉冲740反射回到传输线711中，在接地节点周围镜面反射，从而产生脉冲739。这同样适用于脉冲742和所得反射脉冲741。脉冲739和741的振幅现在升高了电压源710的电压。脉冲的电压增大了每个周期处的电压源710的电压。由于打开传输线712处的反射，输出节点716处的电压是波721中的脉冲的电压的两倍。在脉冲电压增大的情况下，脉冲电流将也增大。输出节点716处的最大电压的一个限制是开关713的导通电阻。导通电阻限制可在每个周期处添加到系统的能量的量。

图7c描绘dc-ac转换器的实施例。图7c的电路类似于图7a中的电路。但而非通过开关713对传输线711和712进行放电，通过开关713将传输线711和712充电直到电压源718的电压。图7c的电路可用以通过在节点714与接地之间添加供应电压调节器来构建步降转换器。通过跟随由关闭的开关713向电压源718产生的两个脉冲中的一个并跟随穿过网络的脉冲，可进行对输出电压与节点716处的负载电阻(rl)、传输线711和712的特性阻抗(z0)和电压源718的电压之间的关系的简化分析。假设vr0作为波720在传输线711中行进的脉冲。脉冲在节点714处以-1的反射系数反射。脉冲将在开关713打开时行进到节点716。在节点716处，将以g＝(z0-rl)/(z0+rl)的反射系数反射回。当脉冲到达节点715时，将关闭开关713。因此，脉冲将反射回到节点716。此时，脉冲振幅是vr1＝g*vs+vs。同时，作为波721在传输线712中行进的脉冲将在节点716处以反射系数g反射，并将行进到节点714。在节点714处，所述脉冲将以反射系数-1反射。当脉冲回到节点715时，开关713将关闭，且脉冲将反射朝向节点714，同时现具有vl1＝g*vs+vs的振幅。此时脉冲vr1与vl1将具有相同振幅。在第二周期之后，脉冲将具有v2＝g*(g*vs+vs)+vs的振幅。在第三周期之后，脉冲将具有g*(g*(g*vs+vs)+vs)+vs的振幅。这是其限度会聚成vs/(1-g)的几何级数。节点716处的输出电压是(1+g)*vn，其中vn是在第n周期中朝向节点721行进的脉冲的电压。替换z0和rl和限度顺从于由下式给出的节点716处的输出电压的一阶公式：vout＝rl/z0*vs。

图7d描绘图7a中的电路的模拟结果。在此实施例中，电压源710的电压是1v。传输线711和712的特性阻抗是50欧姆。波形160是输入信号717且输入信号717的周期是400皮秒。波形161是节点715处的电压且波形162是节点716处的电压。波形163描绘从电压源710抽取的电流且波形164描绘穿过开关713的电流。

图8a描绘dc-dc转换器的实施例。所述电路与图7a的电路以类似方式操作。在输出节点816处，添加由二极管810和电容器811组成的整流器，以将节点816的ac电压转换成节点818上的dc电压。

图8b描绘图8a中的电路的模拟结果。波形261是负载电阻器812上方的节点818处的经整流输出电压，波形262是节点816上的ac电压。波形263是穿过负载电阻器812的输出电流。波形264是从电压源810抽取的电流。波形265是节点815处的电压。与图7a中的电路相反，朝向节点816的脉冲并不完全反射回到节点815。脉冲能量中的一些递送到负载812。反射脉冲更小，并将不会完全在节点815处补偿来自节点814的脉冲。因此，节点815处的电压将更高，并在停用周期期间在开关813上方产生更多电压应力。当通过负载电阻器从电路取出的能量等于通过对传输线进行放电来转储到电路中的能量时，节点813上的电压将稳定下来。

图8c描绘控制器821用以控制节点818上的输出电压的dc-dc转换器的实施例。控制器比较输出电压与参考电压。如果输出电压818高于参考电压，那么控制器停止向开关813发送触发脉冲817，并因此防止开关813向传输线811和812中的脉冲添加能量。负载812将对节点818进行放电，直到输出电压小于参考电压为止，此时控制器821将开始向开关813再次发送触发脉冲。

在反射脉冲将在节点815上重叠时不触发开关813将对开关813产生电压应力。为了避免此情况，可在节点815与等于节点814处的电压源的电压源之间添加第二开关。倘若未触发开关813，那么可触发第二开关。连接节点815将在节点815处产生所期望反射，但将不会将额外能量添加到传输线中。

图9a描绘连续电流供应到负载的dc-dc转换器的实施例。图7和图8a中的电路在一半周期期间向负载递送电流。图9a的电路由并联操作的图8a的两个电路组成。控制信号936与937互补。开关919与920因此180度异相操作。这在节点933处产生正电压，而节点934上的电压是负的，且反之亦然。当穿过二极管915的电流将停止时，由于节点933处的负电压，节点934上的电压将是正的，并迫使穿过二极管916的电流朝向负载918。

图9b描绘连续电流供应到负载的dc-dc转换器的实施例。节点933和934处的波形的负电压周期用以相对于接地在节点936处产生负电压。如同图9a的电路，传输线911与912可耦合，且传输线913与914可耦合。

图9c描绘整流器960和开关959集成于两个不同芯片中的dc-dc转换器的实施例。如图9c中所展示的两个芯片布置在模拟前端中通用，其中以第一处理技术制造数字信号处理芯片951且以第二处理技术制造模拟信号处理芯片952。第一处理技术需要第一供电电压且第二处理需要不同于第一供电电压的第二供电电压。为了简化系统，仅提供一个电源950。图8的dc-dc转换器可用以产生用于第二芯片952的供应电压961。另外，dc-dc转换器可集成于所述两个芯片中。开关控制器958开关959可实施于第一芯片951上，且整流器960可实施于第二芯片上。传输线956和957可实施于上面安装芯片951和952的pcb或层压物上。在图9c中，通过凸块连接件953、954和955进行到传输线956和957的连接。通过传输线957上的驻波执行从芯片951到芯片952的能量输送。这种配置减小系统的外部组件计数并因此降低成本。而且，在步升转换的状况下，可运用低电压晶体管生产第一芯片951中的开关959，且开关959在第二芯片952处仍产生高电压。这是因为开关959处于高阻抗状态下时的脉冲抵消效果。

已在本文中描述系统、装置和方法的各种实施例。这些实施例仅仅是为了举例而给出，且并非旨在限制所要求发明的范围。此外，应了解，已经描述的实施例的各种特征可以按不同方式组合以产生许多额外实施例。此外，虽然已经描述了用于所公开实施例的各种材料、尺寸、形状、配置和位置，但是可利用除所公开内容之外的其它内容，而这些不超过所要求发明的范围。

相关领域中的普通技术人员将认识到，主题可比上述任何个别实施例中所展示包括更少特征。本文中所描述的实施例并不意味着，可组合详尽地呈现主题的各种特征的方法。因此，实施例并非特征的相互排斥的组合；相反地，各种实施例可包括选自不同个别实施例的不同个别特征的组合，如所属领域的普通术人员所理解。此外，除非另外指出，否则关于一个实施例所描述的元件可以在其它实施例中予以实施，即使在此类实施例中未描述。

虽然权利要求书中的从属权利要求可以是指与一项或多项其它权利要求的特定组合，但是其它实施例还可以包含从属权利要求与每一项其它从属权利要求的主题的组合，或者一个或多个特征与其它从属或独立权利要求的组合。除非声明了不希望特定组合，否则本文中建议此类组合。

上述文献的任何以引用方式的并入受到限制，以使得与本文中的明确公开内容相反的主题不会被并入到本文中。上述文献的任何以引用方式的并入进一步受到限制，使得文献中所包含的权利要求不会以引用方式被并入本文中。上述文献的任何以引用方式的并入更进一步受到限制，使得除非明确包含于本文中，否则文献中所提供的任何定义不会被以引用方式并入本文中。

出于解释权利要求书的目的，除非在权利要求中叙述特定术语“用于…的构件”或“用于…的步骤”，否则明确地希望35u.s.c.§112(f)的条款不会被调用。