基于人工表面等离激元传输线的滤波阵列天线及制造方法与流程

本发明涉及无线通信技术领域，尤其是基于人工表面等离激元传输线的滤波阵列天线及制造方法。

背景技术：

随着无线通信系统中对数据传输速率要求的不断增长，阵列天线受到越来越多的重视。阵列天线因其具有增益高、方向性好、波束指向可控等优点，在移动通信、卫星通信、无线局域网及职能天线等领域均有广泛应用。由于传统的机械扫描存在固有缺陷，因此电控扫描方式受到越来越大的重视，通过频率改变来控制天线波束的方向，使之能在不同环境下抑制同频干扰。面对诸多需求和现实问题，在有限的频谱范围内实现更大的扫描范围以达到更快的扫描速度变得尤为重要。

滤波天线是一种允许特定频段的波通过天线进行辐射，同时屏蔽其他频段的天线，可以大大提高天线在频域上的频率选择性，而集成了带通滤波特性的频扫天线，可以有效的提高频谱使用率，是无线通信系统中的一个重要组成部分。

目前，波束扫描的实现方法主要采用微带线结构实现，例如波束成形馈电网络或者微带漏波天线，前者是对阵列入线的输出或者输入信号，通过功率分配、合成，幅度或相位加权、延迟等一系列处理对天线阵元馈电进行幅度相位调整，以获得所需要的特定波束形状，但通常情况下，波束的空间自由度有限，不利于实现连续的波束扫描；而微带漏波天线为了适应平面集成化的需求，基于平面导波的结构既能实现低剖面的结构优势，又能实现连续的波束扫描，但在高频段损耗较大，效率低，不容易控制。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明的目的在于提供基于人工表面等离激元传输线的滤波阵列天线及其制造方法。

一方面，本发明实施例包括一种基于人工表面等离激元传输线的滤波阵列天线，包括介质基板，所述介质基板的上表面设有依次连接的共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构和天线辐射结构，所述介质基板的下表面设有微带结构。

进一步地，所述共面波导结构上设有多个圆形缝隙，所述微带结构包括主微带线、从主微带线延伸出的多段第一开路短截线以及设置在各第一开路短截线末端的圆形贴片，各所述圆形贴片分别与相应的圆形缝隙在垂直于介质基板的方向上重叠。

进一步地，所述阻抗匹配结构为共面波导传输线，所述共面波导传输线的长度为滤波阵列天线工作波长的四分之一。

进一步地，所述全通转换器结构上设有扩口金属地和多组沿着全通转换器结构长度方向排布的第二开路短截线，各所述第二开路短截线的长度渐变，所述扩口金属地与各组第二开路短截线之间设有缝隙。

进一步地，所述天线辐射结构上设有人工表面等离激元传输线和多个辐射单元，各所述辐射单元沿着人工表面等离激元传输线长度方向等间距排布。

进一步地，各所述辐射单元均为L形金属条，相邻的所述辐射单元之间的间距为滤波阵列天线工作波长的二分之一。

进一步地，所述人工表面等离激元传输线由多个等凹槽深度且形状对称的第三开路短截线串联组成，所述人工表面等离激元传输线的末端开路。

进一步地，所述天线辐射结构两侧还设有第四开路短截线，所述第四开路短截线与全通转换器结构上的扩口金属地连接。

进一步地，所述共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构、天线辐射结构和微带结构均通过PCB印刷工艺固定在介质基板上；所述介质基板采用厚度为0.787mm的RogersRT/Duroid材料制造，所述介质基板的介电常数为2.33。

另一方面，本发明实施例还包括一种基于人工表面等离激元传输线的滤波阵列天线制造方法，包括以下步骤：

根据所要的中心频率和截止频率，计算共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构、天线辐射结构和微带结构的尺寸；

在介质基板的上表面设置具有相应尺寸的依次连接的共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构和天线辐射结构；

在介质基板的下表面设置具有相应尺寸的微带结构。

本发明的有益效果是：本发明设置共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构、天线辐射结构和微带结构，共面波导结构起着高通滤波器的作用；共面波导结构和微带结构构成两个平衡-不平衡变换器，完成共面波导和微带的转换；阻抗匹配结构用于进行阻抗匹配；全通转换器结构可以将准TEM波形式的信号转换为表面等离激元波形式的信号，使天线辐射结构具有更高的发射效率。本发明滤波阵列天线的结构简单紧凑，具有较小的体积，即使在高频段也能达到较高的发射效率。

附图说明

图1为本发明实施例中的滤波阵列天线结构图；

图2为本发明实施例中介质基板上表面的器件分布和连接关系图；

图3为本发明实施例中介质基板下表面的器件分布和连接关系图；

图4为本发明实施例中微带结构和共面波导结构的位置关系图；

图5为本发明实施例中全通转换器结构的结构图；

图6为本发明实施例中天线辐射结构的结构图；

图7为本发明实施例中人工表面等离激元传输线的结构图；

图8为本发明实施例中针对滤波阵列天线进行的色散曲线仿真结果图；

图9为本发明实施例中针对滤波阵列天线进行的频率响应效果和增益效果的仿真和实测结果图；

图10为本发明实施例中针对滤波阵列天线进行的在6-8GHz时x-z平面的方向图的仿真结果图；

图11为本发明实施例中针对滤波阵列天线进行的在6-8GHz时x-z平面的方向图的实测结果图。

具体实施方式

本实施例中基于人工表面等离激元传输线的滤波阵列天线，其结构如图1所示，包括介质基板，所述介质基板的上表面设有依次连接的共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构和天线辐射结构，所述介质基板的下表面设有微带结构。

本实施例中，所述介质基板为长方形薄板，介质基板的“上表面”和“下表面”仅用于区分介质基板的两个表面，并不表示本发明滤波阵列天线工作时“上表面”必须向上或“下表面”必须向下。参照图1，当所述介质基板的上表面向上时，本实施例滤波阵列天线具有三层结构，即共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构和天线辐射结构所组成的上层，介质基板所在的中层，以及微带结构所在的下层。

本实施例中，共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构和天线辐射结构在介质基板上表面的分布和连接关系如图2所示。图2中的三条虚线将介质基板的上表面分为四部分，从左至右依次设置共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构和天线辐射结构，其中共面波导结构上设有第一端口，所述第一端口连接到信号发射电路，第一端口也是本发明滤波阵列天线对外连接的唯一端口。天线辐射结构的右端呈开路状态。

本实施例中，微带结构在介质基板下表面的位置如图3所示，所述微带结构与共面波导结构位于介质基板的同一侧的对应位置，使得从垂直介质基板的方向看时，微带结构与共面波导结构在空间上存在重叠部分。

本实施例中，所述共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构、天线辐射结构和微带结构均通过PCB印刷工艺固定在介质基板上，即通过PCB印刷工艺将金、银或铜等良导体印刷到PCB上，从而形成共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构、天线辐射结构和微带结构等结构。介质基板采用厚度为0.787mm的RogersRT/Duroid材料制造，所述介质基板的介电常数为2.33。

使用本发明滤波阵列天线时，将共面波导结构连接到信号发射电路。滤波阵列天线的工作原理在于：共面波导结构起着高通滤波器的作用；共面波导结构和微带结构构成两个平衡-不平衡变换器，完成共面波导和微带的转换；阻抗匹配结构用于进行阻抗匹配；全通转换器结构可以将准TEM波形式的信号转换为表面等离激元波形式的信号，使天线辐射结构具有更高的发射效率。本发明滤波阵列天线的结构简单紧凑，具有较小的体积，即使在高频段也能达到较高的发射效率。

图4为从垂直于介质基板的方向看时微带结构和共面波导结构所在位置的透视图。参照图4，所述共面波导结构上设有多个圆形缝隙，所述微带结构包括主微带线、从主微带线延伸出的多段第一开路短截线以及设置在各第一开路短截线末端的圆形贴片，各所述圆形贴片分别与相应的圆形缝隙在垂直于介质基板的方向上重叠。通过图4所示的空间位置重叠关系，共面波导结构和微带结构构成两个平衡-不平衡变换器，可以实现共面波导和微带的转换。

参照图4，共面波导结构上设有第一端口和第二端口，其中第一端口连接到信号发射电路，第二端口与阻抗匹配结构连接。

图4所示的共面波导结构中，中心带宽为W1，接地缝隙宽为G1，接地带宽为Wf，则共面波导结构所形成的高通滤波器的宽度为2*(Wf+G1)+W1。

进一步作为优选的实施方式，所述阻抗匹配结构为共面波导传输线，所述共面波导传输线的长度为滤波阵列天线工作波长的四分之一。所述滤波阵列天线工作波长是指在滤波阵列天线中传输的信号波长或滤波阵列天线所要发射的信号波长。将共面波导传输线的长度设置为滤波阵列天线工作波长的四分之一，可以使滤波阵列天线具有合适的阻抗，提高发射效率。

本实施例中，作为阻抗匹配结构的共面波导传输线的中心带宽为W1，接地缝隙宽为G1，接地带宽为Wf。

进一步作为优选的实施方式，参照图5，所述全通转换器结构上设有扩口金属地和多组沿着全通转换器结构长度方向排布的第二开路短截线，各所述第二开路短截线的长度渐变，所述扩口金属地与各组第二开路短截线之间设有缝隙。

图5中，中央部分为共面波导传输线，共面波导传输线两侧对称分布着多组如虚线圈内所示的第二开路短截线，第二开路短截线的长度渐变，即沿着全通转换器结构长度方向移动，各第二开路短截线的长度越来越大。扩口金属地的边缘与各第二开路短截线保持一定宽度的缝隙，当扩口金属地和各第二开路短截线均通过覆铜工艺制造时，可以通过不覆铜的方式形成扩口金属地与各第二开路短截线之间的缝隙。

图5所示的结构中，由于扩口金属地的边缘与各第二开路短截线保持一定宽度的缝隙，即扩口金属地的边缘是沿着全通转换器结构的长度方向渐变的，因此位于全通转换器结构中央的共面波导传输线的中心带宽也随着扩口金属地的边缘而渐变，即图5所示的结构中，共面波导传输线最左端(即信号入口处)的中心带宽为W1，最右端(即信号出口处)的中心带宽为Wt。

参照图2，在介质基板上表面用于设置天线辐射结构的部分的边缘还设置了第四开路短截线，且第四开路短截线与全通转换器结构上的扩口金属地连接。

图5所示的结构中，扩口金属地用于阻抗匹配，各第二开路短截线用于波矢量放大。通过图5所示的结构和图2所示的连接关系，全通转换器结构可以将准TEM波形式的信号转换为表面等离激元波形式的信号，使天线辐射结构具有更高的发射效率。

图6为图2中天线辐射结构的局部放大图。本实施例中，参照图6，所述天线辐射结构上设有人工表面等离激元传输线和多个辐射单元，各所述辐射单元沿着人工表面等离激元传输线长度方向等间距排布。

本实施例中，各所述辐射单元均为L形金属条，相邻的所述辐射单元之间的间距为滤波阵列天线工作波长的二分之一。本实施例中，各L形金属条上的90°内角均面向人工表面等离激元传输线，各L形金属条上的较长的金属边均与人工表面等离激元传输线平行。

图7为图6中人工表面等离激元传输线的局部放大图，即第三开路短截线的结构图。本实施例中，参照图7，所述人工表面等离激元传输线由多个等凹槽深度且形状对称的第三开路短截线串联组成。串联至最后一段第三开路短截线后，最后一段第三开路短截线不再连接其他任何元件或负载，使得人工表面等离激元传输线的末端开路。

本实施例中，图2所示的滤波阵列天线由图4所示的微带结构和共面波导结构、图5所示的全通转换器结构和图6所示的天线辐射结构组成。图2所示的滤波阵列天线的工作原理以及技术效果为：

(1)共面波导结构可以作为具有低阻特性的高通滤波器，天线辐射结构中的人工表面等离激元传输线具有高频截止特性和高阻特性，共面波导结构与人工表面等离激元传输线串联后可以实现频域滤波作用；

(2)具有波矢量放大和阻抗匹配特性的全通转化器结构，从而实现在频域上具备带通特性的阵列天线可以将准TEM波形式的信号转换为表面等离激元波形式的信号，使得共面波导结构与人工表面等离激元传输线可以良好地串联，从而使得所得的滤波阵列天线在频域上具备带通特性；

(3)人工表面等离激元传输线上的第三开路短截线的凹槽深度、宽度和周期长度，与滤波阵列天线的截止频率和传播常数有关，进而影响滤波阵列天线的馈电相位幅度；通过此原理可以设置第三开路短截线的尺寸来达到所要的滤波阵列天线的色散曲线；

(4)人工表面等离激元传输线具有较大的传输相速度，采用L形金属片制作的辐射单元可以作为辐射振子，人工表面等离激元传输线通过耦合馈电的方式激励辐射单元，使得人工表面等离激元传输线具有相比于传统微带线更大的相位常数；在不同工作频率下，辐射单元以不同的相位差进行激励，从而控制滤波阵列天线主瓣的辐射方向，可以在较窄的频率范围内实现较大的波束扫描角度，达到更快的波束扫描速度。

本发明的技术效果主要是由本发明的结构带来的，同时也与图2-图7中所标记的以下参数的具体取值有关：介质基板的长度L，共面波导结构所在的介质基板上表面区域的长度L0，阻抗匹配结构所在的介质基板上表面区域的长度L1，全通转换器结构所在的介质基板上表面区域的长度L2，天线辐射结构所在的介质基板上表面区域的长度L3，介质基板的宽度W，共面波导结构的接地带宽Wf，第四开路短截线的宽度Ws，共面波导传输线最右端的中心带宽Wt，第三开路短截线的宽度Wg，相邻两个第三开路短截线之间的间距Gg，第三开路短截线的凹槽深度h，图4所示结构中共面波导传输线收缩前的中心带宽W1，图4所示结构中共面波导传输线收缩后的中心带宽W2，微带结构中主微带线的宽度W3，图4所示结构中共面波导传输线收缩前的接地缝隙宽度G1，图4所示结构中共面波导传输线收缩后的接地缝隙宽度G2，图4所示结构中共面波导传输线收缩后部分的长度a，圆形缝隙与主微带线之间的距离b，圆形缝隙与圆形贴片之间的距离c，圆形缝隙的半径r1，圆形贴片的半径r2＝1mm，图5所示的C1、C2、Gc，相邻辐射单元之间的间距d，人工表面等离激元传输线与辐射单元之间的耦合距离Ge，辐射单元的第一长度Le1，辐射单元的第二长度Le2，辐射单元的第一宽度We1，辐射单元的第二宽度We2。

制造本发明滤波阵列天线时，首先根据所要实现的天线的中心频率和截止频率，计算共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构、天线辐射结构和微带结构的尺寸，即上述的L0和L1等参数，然后按照计算得到的参数，将具有相应尺寸的共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构、天线辐射结构和微带结构分别设置在介质基板的上表面和下表面。

本实施例中，共面波导结构等的尺寸的设计过程具体为：首先，根据所需要的中心频率(本实施例中为7GHz)和截止频率(本实施例中为6GHz和8GHz)，介质基板的相对介电常数(本实施例中为2.33)，计算人工表面等离激元传输线和共面波导结构的尺寸，获得频域的带通特性；然后，根据天线所工作的中心频率，设计辐射单元的尺寸和间距，进而获得波束扫描的辐射特性；最后，通过调节全通转换器结构中开路短截线的长度渐变趋势和扩口金属地的补偿，以及根据中心频率计算，得到阻抗匹配结构中共面波导传输线的长度，来获取更好的阻抗匹配，同时对具体的参数进行微调优化。

经过上述分析过程，本实施例中将L0和L1等参数设定为以下数值：

L＝245.55mm，L0＝22.75mm，L1＝18.8mm，L2＝59.6mm，L3＝144.4mm，W＝49.5mm，Wf＝23mm，Ws＝2mm，Wt＝2.6mm，Wg＝1.1mm，Gg＝4mm，h＝6mm，W1＝3mm，W2＝2.4mm，W3＝2.3mm，G1＝0.25mm，G2＝0.55mm，a＝7mm，b＝1.5mm，c＝1.1mm，r1＝1.3mm，r2＝1mm，C1＝7.9mm，C2＝16.45mm，Gc＝3.5mm，d＝20.4mm，Ge＝0.7mm，Le1＝6.1mm，Le2＝13.5mm，We1＝1.5mm，We2＝2mm。

根据上述数值来制造具有相应尺寸的共面波导结构、阻抗匹配结构、全通转换器结构、天线辐射结构和微带结构，并对上述数值进行仿真，同时对制造所得的滤波阵列天线进行实测。仿真和实测的结果如图8-图11所示。

针对滤波阵列天线进行的色散曲线仿真结果如图8所示。通过调整图6和图7中的人工表面等离激元传输线中的第三开路短截线的凹槽深度h，可以得到多条与凹槽深度对应的色散曲线，即可以由通过调整人工表面等离激元传输线中的第三开路短截线的凹槽深度来得到所需的滤波阵列天线的色散曲线，从而得到所需要的高频截止频率和传播常数。

针对滤波阵列天线进行的频率响应效果和增益效果的仿真和实测结果如图9所示。由图9可知，本实施例中的滤波阵列天线实现了6GHz到8GHz的通带范围，带宽为28.6％，通带间抑制大于15dB。通带内平均增益为9.8dBi，该滤波阵列天线实现了较好的带通特性。

针对滤波阵列天线进行的在6-8GHz时x-z平面的方向图的仿真结果如图10所示。本实施例中的滤波阵列天线方向图在x-z平面中主瓣在6GHz-8GHz范围内从-29°扫描到+47°，波束扫描角度为76°。

针对滤波阵列天线进行的在6-8GHz时x-z平面的方向图的实测结果如图11所示。本实施例中的滤波阵列天线方向图在x-z平面中主瓣在6GHz-7.8GHz范围内从-29°扫描到+47°，波束扫描角度为76°，波束扫描速度达到42.2°/GHz。

上述所有结果均在基板材料为Rogers RT/Duroid 5870，介电常数为2.33，基板厚度为0.787mm的真实环境下通过矢量网络分析仪和半开放式微波暗室测得。通过以上仿真和测试对比图可以发现，仿真和实测曲线基本吻合，表明了本发明的方案切实可行。

以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但对本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。