一种小型化、低成本的0°/90°开关线型移相器的制作方法

本发明属于微波技术领域，涉及一种微波电路移相器，特别涉及一种小型化、低成本的0°/90°开关线型移相器。

背景技术：

现代通信对于具备高速波束扫描功能的相控阵天线的需求正在不断增加。但是，相控阵天线的高昂成本以及复杂的设计，往往制约了它在生产生活中的应用。在相控阵天线中，每个单元都需要独立地进行相位控制，因此电控移相器是相控阵天线必不可少的关键部件。低成本，小型化的移相器有助于简化相控阵馈电网络的设计复杂度，并有效降低整个天线阵列的成本。

在微波频段，根据工作原理的不同，常见的移相器可以分为加载线型、反射型和开关线型移相器。加载线型移相器的相移量一般小于45度，且需要引入约四分之一波长(以下均指相对于中心频率)长度的加载线。反射型移相器自身尺寸较小，但需要设计额外的环形器或定向耦合器实现信号分离。相比于其他类型的移相器，开关线型移相器结构更加简洁。开关线型移相器的设计思路是提供两条可选择的信号通道，使两条通道的电长度差异等于设计所需的相移量。

传统的开关线型移相器如图1所示，需要用4个开关来控制电路状态来切换相移量，成本较高；开关控制的两条传输线之间需要隔开较远的距离，以避免耦合造成的衰减与相位误差，致其尺寸较大。

技术实现要素：

为了克服上述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种小型化、低成本的0°/90°开关线型移相器，本发明只需要使用两个开关，并将原本分离的两条传输路径合拢，最大维度仅为0.15波长，有效地降低了移相器的成本与尺寸。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

一种小型化、低成本的0°/90°开关线型移相器，包括微波信号输入端1和高频信号输出端5，其特征在于，还包括弯折传输线2和阻抗匹配传输线3，其中，弯折传输线2用于提供相位差，由串联在微波信号输入端1和高频信号输出端5之间的两段并排设置的传输线组成，所述阻抗匹配传输线3为一段传输线，其终端接地，前端分别通过一个控制开关4连接微波信号输入端1和高频信号输出端5。

所述弯折传输线2的总长度约为中心频率对应波长的四分之一，组成其的两段传输线间隔约为中心频率对应波长的百分之一到百分之二。

所述阻抗匹配传输线3的长度小于中心频率对应波长的八分之一，等效为一个并联电感。

组成所述弯折传输线2的两段传输线之间的间隔远远小于波长，当两个控制开关4均断开时，微波信号通过弯折传输线2到达信号输出端5，为0°的参考相位；当两个控制开关4均闭合时，微波信号通过控制开关4以及阻抗匹配传输线3的前端直接流向信号输出端5，产生90°的相移量。

当两个控制开关4均闭合时，组成弯折传输线2的两段传输线之间缝隙的宽度能够被忽略，弯折传输线2上分布的是驻波，等效为一个长度约为八分之一波长的终端开路并联传输线，即等效为并联电容；终端短路的阻抗匹配传输线3等效为同一位置的并联电感，引入的感抗能够抵消此时弯折传输线2引入的容抗，使移相器阻抗匹配，行波信号不经过弯折传输线2，从而使得传输路径少四分之一波长的长度，即产生90°的相移量。

所述控制开关4采用pin管17实现，同时在移相器中设置直流偏置电路。

所述直流偏置电路包括限流电阻20、保护电容21和隔交电感22，其中，微波信号输入端1通过串联的第一隔直电容13和第一传输线15连接隔交电感22以及第二传输线16的一端，隔交电感22的另一端连接限流电阻20的一端以及保护电容21的一端，限流电阻20的另一端接直流偏置端19，保护电容21的另一端接地，第二传输线16的另一端接弯折传输线2的一端，弯折传输线2的另一端通过串联的第三传输线23和第二隔直电容14接高频信号输出端5。

所述pin管17的型号为ma4sps402，在1.5ghz的导通电阻约为5欧姆。

所述直流偏置端19所加电压为正电压或负电压，其中正电压需要高于单个pin管17的导通电压，负电压需要小于pin管17的击穿电压，当直流偏置端19施加正电压时，控制电路状态的所述pin管17均导通；当直流偏置端19施加负电压时，所述pin管17均断路。

所述移相器工作在1.5ghz，移相器印制在介质板12上，介质板12为介电常数2.65的f4b，厚度为1mm，所述微波信号输入端1和高频信号输出端5的端口阻抗均为50欧姆，第一隔直电容13和第二隔直电容14的容值为18pf，所述弯折传输线2、第一传输线15、第二传输线16和第三传输线23的宽度均为2.7mm，组成弯折传输线2的每段传输线的长度为21.8mm，两段传输线之间缝隙的宽度为1mm，所述阻抗匹配传输线3的宽度为2mm，长度为5mm，终端由金属过孔18接地，所述直流偏置端19通过直流电压接入过孔施加正负3v的电压，过孔下方不接地，所述限流电阻20的大小为50欧姆，所述保护电容21的大小为68pf，所述隔交电感22的大小为100nh。

与现有技术相比，本发明兼具小型化、低成本等优势，有助于简化相控阵馈电网络的设计复杂度，并有效降低整个天线阵列的成本。

附图说明

图1为传统的开关线型移相器电路拓扑结构示意图。

图2为本发明的电路拓扑结构示意图。

图3为本发明采用pin管实现开关的电路拓扑结构示意图。

图4为实施例一的移相器三维示意图。

图5为实施例一的反射系数和传输系数仿真结果。

图6为实施例一的相位差仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图和实施例详细说明本发明的实施方式。

如图2所示，本发明一种小型化、低成本的0°/90°相移切换开关线型移相器，包括微波信号输入端1、弯折传输线2、阻抗匹配传输线3、控制开关4和高频信号输出端5。

其中，弯折传输线2用于提供相位差，由串联在微波信号输入端1和高频信号输出端5之间的两段并排设置的传输线组成，阻抗匹配传输线3为一段传输线，用于阻抗匹配，其终端接地，前端分别通过一个控制开关4连接微波信号输入端1和高频信号输出端5。

弯折传输线2的总长度约为四分之一波长，组成其的两段传输线间隔很小，远远小于波长(约为百分之一波长)。阻抗匹配传输线3的长度较短，等效为一个并联电感。

移相器的工作机理可以解释为：

当两个控制开关4均断开时，微波信号通过弯折传输线2到达高频信号输出端5，此时高频信号输出端5为0°的参考相位；当两个控制开关4均闭合时，微波信号通过控制开关4以及阻抗匹配传输线3的前端直接流向信号输出端5，产生90°的相移量。

当两个控制开关4均闭合时，微波信号通过控制开关4以及阻抗匹配传输线3的前端直接流向高频信号输出端5，因为组成弯折传输线2的两段传输线之间的间隔远远小于波长，所以间隔缝隙的宽度可以忽略，行波信号不经过弯折传输线2，弯折传输线2上分布的是驻波，等效为一个长度约为八分之一波长的终端开路并联传输线，即等效为并联电容；终端短路的阻抗匹配传输线3等效为同一位置的并联电感，引入的感抗能够抵消此时弯折传输线2引入的容抗，使移相器阻抗匹配。由于行波信号不经过弯折传输线2，从而使得传输路径少四分之一波长的长度，即产生90°的相移量。

参考图3，本发明中，控制开关4可采用pin管17实现，即利用pin管17控制电路状态，此时移相器电路拓扑结构中需要添加直流偏置电路。直流偏置电路包括限流电阻20、保护电容21和隔交电感22，其中，微波信号输入端1通过串联的第一隔直电容13和第一传输线15连接隔交电感22以及第二传输线16的一端，隔交电感22的另一端连接限流电阻20的一端以及保护电容21的一端，限流电阻20的另一端接直流偏置端19，保护电容21的另一端接地，第二传输线16的另一端接弯折传输线2的一端，弯折传输线2的另一端通过串联的第三传输线23和第二隔直电容14接高频信号输出端5。

直流偏置端19所加电压可以为正电压或负电压。正电压需要高于单个pin管的导通电压，负电压需要小于pin管的击穿电压。当直流偏置端19施加正电压时，控制电路状态的pin管17均导通；当直流偏置端19施加负电压时，pin管17均断路。

根据图3所示的拓扑结构，给出了一个工作在1.5ghz的移相器具体实施例，参考图4，将移相器拓扑结构印制在带金属地板11的介质板12上。

介质板12为介电常数2.65的f4b，厚度为1mm，微波信号输入端1和高频信号输出端5的端口阻抗均为50欧姆，第一隔直电容13和第二隔直电容14的容值为18pf，弯折传输线2、第一传输线15、第二传输线16和第三传输线23的宽度均为2.7mm，组成弯折传输线2的每段传输线的长度为21.8mm，两段传输线之间缝隙的宽度为1mm，阻抗匹配传输线3的宽度为2mm，长度为5mm，终端由金属过孔18接地，直流偏置端19通过直流电压接入过孔施加正负3v的电压，过孔下方不接地，限流电阻20的大小为50欧姆，保护电容21的大小为68pf，隔交电感22的大小为100nh。pin管17的型号为ma4sps402，在1.5ghz的导通电阻约为5欧姆。

如图5为上述实施例移相器的反射和传输系数，当pin管17导通和断开时，移相器的-10db阻抗带宽均可覆盖1.38ghz～1.61ghz。当pin管17导通时，由于pin管17具有导通电阻，所以带内有1.5～2db损耗。当pin管17断开时，传输损耗接近为0。如图6所示为上述实施例移移相器在pin管17导通断开时形成的相位差，在带内相位差变化约为80°～100°，具有良好的相移性能。移相器最大维度尺寸为0.15波长。

综上所述，本发明提出了一种小型化、低成本的0°与90°相移切换开关线型移相器，有助于简化相控阵馈电网络的设计复杂度，并有效降低整个天线阵列的成本。