双频双极化Fabry-Perot谐振腔天线

本发明属于天线技术领域，特别涉及一种fabry-perot谐振腔天线，可用于天文探测和卫星通信。

背景技术：

fabry-perot谐振腔最早产生于1897年，是由法国人charlesfabry和alfredperot这两个人共同发明的。fabry-perot谐振腔天线是在传统微带天线上方加载频率选择表面，利用微带馈源与频率选择表面形成腔体，使得馈源的能量在腔体内多次震荡，最终全部辐射出腔体。fabry-perot谐振腔天线所呈现的这种高增益性能，使其在天文探测和卫星通信等领域具有很大的应用价值，一直是微波和天线学者们研究的一个重要方向。

双频双极化fabry-perot谐振腔天线是一类面天线，其结合了双极化微带天线和fabry-perot谐振腔天线的部分优点。与传统的抛物面天线、介质透镜、相控阵天线等高增益天线相比，双频双极化fabry-perot谐振腔天线避免了抛物面天线和介质透镜天线固有的制造复杂性，具有体积小、成本低、重量轻等优点。虽然，双频双极化fabry-perot谐振腔天线具有上述较多优点，但却存在极化形式单一的共性问题。主要原因是由于频率选择表面对极化波形式的单一性和微带天线极化形式的单一性所致。目前的双极化天线，大多通过采用双线极化馈源且频率选择表面结构实现其轴对称，以保证可以同时透射x极化波和y极化波。例如pei-yuanqin，lu-yangji,shu-linchen,andyingjiejayguo在ieeetransactionsonantennasandpropagation,vol.17,no.4,pp.551-554,2018.期刊上发表的论文“dual-polarizedwidebandfabry–perotantennawithquad-layerpartiallyreflectivesurface”中提出了一款具有四层部分反射表面的双极化宽带fabry-perot天线。该采用两层电介质基板，每层基板两侧都印有方形环，其通过总共四层周期阵列之间的强耦合，实现与理想相匹配的正反射相位梯度，且具有宽的增益带宽。对8×8个单元的阵列实验验证，该天线可实现峰值增益分别为14.7dbi和15.5dbi，3db增益带宽为16.4％。但对于此类天线，随着收信天线的极化方向与线极化方向偏离越多，感应出的信号越小，将导致这种线极化天线与应用领域的矛盾越发凸显，因此，圆极化天线成为当今研究方向的焦点。

传统的圆极化fabry-perot谐振腔天线直接采用圆极化馈源，通过频率选择表面实现高增益圆极化性能，这一类天线的设计思路较为明确，但是天线的馈源结构相对复杂且x极化波和y极化波存在90°相位差使得电磁波不稳定。目前实现圆极化fabry-perot谐振腔天线多采用相对x轴旋转45°放置的线极化馈源，目的是将线极化波分解成幅度和相位相同的x极化波和y极化波，经过频率选择表面使得x极化和y极化波传输幅度相等，传输相位相差90°，最终由x极化波和y极化波这两种极化波透射出腔体合成圆极化波，实现圆极化性能。对于目前存在的双频双圆极化fabry-perot谐振腔天线，大多通过采用双频线极化馈源和具有双频双圆极化特性的频率选择表面，但对此类天线，存在频率选择表面单元结构相对复杂、工作频率不能独立调节和极化形式单一的缺陷。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对上述现有技术的缺陷，提出一种双频双极化fabry-perot谐振腔天线，以在保证具有较高增益的前提下，提高电磁波的稳定性，同时实现线极化和圆极化，从而增加信道容量，降低信号的衰减。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案如下：

一种双频双极化fabry-perot谐振腔天线，包括上层介质基板2、中间层介质基板4和底层介质基板7，并通过支撑件10固定为一体，该上层介质基板2的上表面为部分上反射表面1，两者形成上层部分反射表面结构；该中间层介质基板4，上面为部分中反射表面3，下面为部分下反射表面5，三者形成下层部分反射表面结构，其特征在于：

所述底层介质基板7，其包括两层介质板71和72，这两层介质板之间设有寄生贴片8，且第一层介质板71的下表面设有金属地板6，第二层介质板72上表面设有寄生矩形贴片阵9，五者形成双频馈源结构；

所述部分上反射表面1，采用带矩形缝隙的圆形贴片；

所述部分中反射表面3，采用对称的扇形贴片；

所述部分下反射表面5，采用带圆孔的正方形贴片和嵌套在该圆孔内的圆环形贴片组合。

作为优选，所述支撑件10，采用低介电常数尼龙柱，以在上层介质基板2、中间层介质基板4与金属地板6之间形成fabry-perot谐振腔，实现电磁波多次振荡。

作为优选，所述金属地板6，其上蚀刻有两个圆孔61和62，以隔离同轴线和金属地板。

作为优选，所述上层介质基板2、中间层介质基板4与底层介质基板7均采用正方形介质基板，且三者的边长相同，其边长l1为110mm-130mm，上层介质基板2的厚度h1为0.5mm-1.6mm，中间层介质基板4的厚度h2为1.1mm-2.3mm，底层介质基板7的厚度h3为1.5mm-2.5mm。

本发明与现有技术相比，具有如下优点：

第一，本发明由于采用带圆孔的正方形贴片和嵌套在该圆孔内的圆环形贴片组合的部分下反射表面5实现其轴对称，确保了两种极化波反射时几乎无相位差，避免了现有技术中采用全金属介质板结构产生90°相位差的缺陷，保证了电磁波更加稳定，从而提高了天线的性能；

第二，本发明由于采用双频馈源实现双频工作，每个频段独立的实现其功能，避免了现有技术中频段之间相互影响的缺陷，可有效的同时实现线极化与圆极化，从而增加信道容量，降低信号的衰减。

第三，本发明由于采用矩形贴片阵的馈电方式，与传统的缝隙耦合贴片馈电相比，不需要在金属地板上开缝，因此使天线的完整性得到保护，不仅提高了天线的阻抗带宽，而且改善了天线的辐射方向图。

附图说明

图1为本发明实施例的整体结构示意图；

图2为图1的分层结构示意图；

图3为图2中的部分上反射表面结构示意图；

图4为图2中的部分中反射表面结构示意图；

图5为图2中的部分下反射表面结构示意图；

图6为图2中的寄生矩形贴片阵结构示意图；

图7为图2中的寄生贴片结构示意图；

图8为图2中的金属地板结构示意图；

图9为本发明实施例中的回波损耗特性曲线图；

图10为本发明实施例中在xoz面和yoz面的辐射方向图。

图11为本发明实施例中圆极化的轴比特性曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施例和效果，作进一步详细说明：

参照图1和图2：本实例的双频双极化fabry-perot谐振腔天线，包括部分上反射表面1，上层介质基板2、部分中反射表面3、中间层介质基板4、部分下反射表面5、金属地板6、底层介质基板7、寄生贴片8、寄生矩形贴片阵9、支撑件10，该上层介质基板2、中间层介质基板4和底层介质基板7，通过支撑件10固定为一体。其中：

所述部分上反射表面1位于上层介质基板2的上部，两者形成上部分反射表面结构，用于低频线极化工作。

所述部分中反射表面3和部分下反射表面5分别位于中间层介质基板4的上部和下部，三者形成下部分反射表面结构，用于高频圆极化工作。

所述底层介质基板7，其包括两层介质板71和72，这两层介质板之间设有寄生贴片8，且第一层介质板71位于金属地板6的上面，寄生矩形贴片阵9位于第二层介质板72的上表面，这五者形成馈源结构，用于为fabry-perot谐振腔天线提供较为平稳的辐射。

所述支撑件10，采用低介电常数尼龙柱，以在上层介质基板2、中间层介质基板4与金属地板6之间形成fabry-perot谐振腔，实现电磁波多次振荡。

所述金属地板6，其上蚀刻有两个圆孔61和62，以隔离同轴线和金属地板。

所述上层介质基板2与底层介质基板7间的高度h4为24mm-28mm，中间层介质基板4与底层介质基板7间的高度h5为13mm-17mm，本实例取但不限于h4为26mm，h5为15.5mm，高度h4为低频谐振腔体的高度，高度h5为高频谐振腔体的高度，这两个高度对于天线的增益性能影响较为明显，因此只有合理调节两者的高度，才会使得天线的性能达到最佳。该上层介质基板2、中间层介质基板4和底层介质基板7均采用正方形介质基板，且三者的边长相同，其边长l1为110mm-130mm，上层介质基板2的厚度h1为0.5mm-1.6mm，中间层介质基板4的厚度h2为1.1mm-2.3mm，底层介质基板7的厚度h3为1.5mm-2.5mm。本实例取但不限于l1为112mm、h1为1mm、h2为1.6mm、h3为2.2mm。

参照图3，所述部分上反射表面1由带矩形缝隙的圆形贴片周期排列所成，使低频线极化电磁波在谐振腔内多次振荡，其排列周期p1为14mm-18mm，本实例取但不限于p1为16mm，贴片的半径r6为4mm-6mm，矩形缝隙的长边l2为4mm-5mm，短边w2为0.8mm-1.2mm，本实例取但不限于r6为5.7mm，l2为4.6mm，w2为1mm。

参照图4，所述部分中反射表面3由对称的扇形贴片周期排列所成，其扇形半径不同，以确保x极化波和y极化波传输幅度相等，传输相位相差90°，其排列周期p2为14mm-18mm，本实例取但不限于p2为16mm，扇形的半径r4为6mm-7mm，r5为3.5mm-3.9mm，本实例取但不限于r4为6.7mm，r5为3.7mm。

参照图5，所述部分下反射表面5由带圆孔的正方形贴片和嵌套在该圆孔内的圆环形贴片周期排列所成，且圆环形贴片与圆孔之间留有缝隙，以确保x极化波和y极化波反射时几乎无相位差，从而使得电磁波更加稳定，其排列周期p3为14mm-18mm，圆孔的半径r1为7.2mm-7.8mm，圆环形贴片的外半径r2为6.5mm-7mm，圆环形贴片的内半径r3为3.5mm-4mm，本实例取但不限于p3为16mm，r1为7.5mm，r2为6.7mm，r3为3.8mm。

参照图6，所述寄生矩形贴片阵9由2×2矩形贴片组成。这四个贴片能使馈源天线在工作频段范围内产生一个新的谐振点，该谐振点的出现可以拓宽fabry-perot谐振腔天线的工作带宽，为fabry-perot天线提供宽带的条件，其矩形贴片的长边ls1为7mm-9mm，短边lw1为6mm-8mm；矩形贴片之间的缝隙长边ls2为7mm-8mm，短边lw2为6mm-8mm。本实例取但不限于ls1为7.5mm，lw1为7mm，ls2为7.3mm，lw2为7mm。

参照图7，印制在介质板71和72之间的寄生贴片8，作为fabry-perot谐振腔天线中的主要辐射单元，其包括两个矩形贴片，分别工作在两个可独立调节的频率上，实现双频性能，该性能的优劣直接影响着整个fabry-perot谐振腔天线性能的好坏，其长边ls3为9mm-10.5mm，ls4为18mm-22mm，短边lw3为6mm-8mm，lw4为14.6mm-16.8mm，本实例取但不限于ls3为9.8mm，ls4为20mm，短边lw3为7mm，lw4为15.8mm。

参照图8，所述金属地板6，其上蚀刻有两个圆孔61和62，以隔离同轴线和金属地板，避免同轴线将能量转移到金属地板上，对腔体内的电磁波产生影响，其中，圆孔61的半径r7为0.5mm-1mm，其与金属地板6边缘的距离d1为34mm-36mm，d2为58mm-61mm，圆孔62的半径r8为0.5mm-1mm，其与金属地板6边缘的距离d3为55mm-58mm，d4为50mm-52mm，本实例取但不限于r7为0.7mm，r8为0.6mm，d1为35.1mm，d2为59.3mm，d3为57.2mm，d4为51.5mm。

本发明的效果可结合以下仿真作进一步说明：

1、仿真内容：

仿真1，利用商业仿真软件hfss_15.0对本发明实施例在不同频率下的回波损耗参数以及增益进行仿真计算，结果如图9所示，其中：

图9(a)为实施例天线在5.6ghz的回波损耗参数以及增益图；

图9(b)为实施例天线在9.4ghz的回波损耗参数以及增益图；

从图9(a)可见，以反射系数≤-10db为标准，本发明实施例天线工作在5.6ghz时，工作带宽为5.46ghz:6.04ghz，其相对带宽为10.4％；其最高增益为16dbi，且3db增益带宽为5.35ghz:5.8ghz，其相对带宽为8％。

从图9(b)可见，以反射系数≤-10db为标准，本发明实施例天线工作在9.4ghz时，工作带宽为9.35ghz:10.3ghz，其相对带宽为10.1％；其最高增益为16.8dbi，且3db增益带宽为9.2ghz:9.74ghz，其相对带宽为5.7％。

仿真2，利用商业仿真软件hfss_15.0对本发明实施例在不同频率下的远场辐射方向图进行仿真计算，结果如图10所示，其中：

图10(a)为实施例天线在5.6ghz的e面和h面辐射方向图；

图10(b)为实施例天线在9.4ghz的e面和h面辐射方向图；

从图10(a)可见，本发明实施例天线工作在5.6ghz时，其e面和h面辐射方向图的最大辐射方向在0度，其副瓣电平低于-15db。

从图10(b)可见，本发明实施例天线工作在9.4ghz时，其e面和h面辐射方向图的最大辐射方向在0度，其副瓣电平低于-16db，且其在该频点的方向图关于0度线的对称性比较好。

仿真3，利用商业仿真软件hfss_15.0对本发明实施例的圆极化的轴比特性进行仿真计算，结果如图11所示。

从图11可见，本发明实施例天线工作在9.4ghz时，其3db轴比带宽为9.27ghz:9.52ghz，其相对带宽为2.7％。

以上仿真结果说明，本发明天线在使用双频馈源和双层部分反射表面结构时，不仅同时实现线极化与圆极化，而且拥有良好的辐射方向图。