一种传输零点可调的毫米波SIW滤波器及其实现方法

一种传输零点可调的毫米波siw滤波器及其实现方法
技术领域
1.本发明涉及滤波器技术领域，尤其是一种传输零点可调的毫米波siw滤波器及其实现方法。


背景技术：

2.随着成像、雷达等在毫米波频段的发展，其对滤波器的高性能、高集成度等方面都提出了更高需求。但随着频率的升高，微带滤波器因q值降低而使得选择性变差，已经难以满足毫米波高频段的应用需求。基于介质集成波导(substrate-integrated waveguide，siw)的毫米波带通滤波器拥有低损耗、低成本、低剖面、好的电磁屏蔽性和易加工、易与其他平面电路结构集成的优点而备受青睐。
3.通常滤波器的尺寸与波长呈正相关，在毫米波高频段滤波器设计时会存在加工精度的问题，这不利于滤波器的大批量生产。相关技术中使用交叉耦合技术、双模以及多模腔技术、非谐振点提取技术等方法对滤波器的性能进行改善，但是这些方法通过引入缝隙或折叠结构实现负耦合的方式产生传输零点来改善滤波器性能，对于高频滤波器而言缝隙的引入不可避免地会带来辐射损耗，使得滤波器性能恶化，且滤波器性能通常对缝隙尺寸敏感，会带来一定的加工难度，存在低选择性、设计效率低下等问题。
4.综合上述，相关技术中存在的技术问题亟需得到解决。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明实施例提供一种传输零点可调的毫米波siw滤波器及其实现方法，以实现提高滤波器的性能。
6.一方面，本发明提供了一种传输零点可调的毫米波siw滤波器，所述滤波器包括上层金属镀层、介质集成基板和下层金属镀层构成的基片，所述基片上依次序设置有输入五折鳍线结构、谐振腔体以及输出五折鳍线结构，所述谐振腔体由所述基片上开设的圆形金属化通孔包围构成，在所述谐振腔体内部还包括多个谐振金属化通孔，所述谐振金属化通孔用于对所述谐振腔体进行调谐。
7.可选地，所述谐振腔体包括第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔和第四谐振腔；在所述第二谐振腔的内部包括第一谐振金属化通孔、第二谐振金属化通孔、第三谐振金属化通孔和第四谐振金属化通孔，在所述第三谐振腔的内部包括第五谐振金属化通孔、第六谐振金属化通孔、第七谐振金属化通孔、第八谐振金属化通孔。
8.可选地，所述第二谐振腔关于电场e面和磁场h面对称，所述第三谐振腔关于电场e面和磁场h面对称，所述第一谐振腔、所述第二谐振腔、所述第三谐振腔和所述第四谐振腔均在同一条直线上。
9.可选地，所述第一谐振腔和所述第四谐振腔的主谐振模式为te
101
，由第一公式确定：
[0010][0011]
式中，f
101
为模式te
101
的谐振频率，f0为滤波器的中心频率，c是光在自由空间内的传播速度，εr为介质集成基板的相对介电常数，a1为第一谐振腔长度，l1为第一谐振腔的宽度。
[0012]
可选地，所述第二谐振腔和所述第三谐振腔的主谐振模式为te
301
，非谐振模式为te
102
，所述主谐振模式由第二公式确定：
[0013][0014]
其中，f
301
为模式te
301
的谐振频率，f0为滤波器的中心频率，c是光在自由空间内的传播速度，εr为介质集成基板的相对介电常数，a2为第二谐振腔长度，l2为第二谐振腔的宽度。
[0015]
可选地，所述第二谐振腔的长度和宽度和所述第三谐振腔的长度和宽度相同，所述第一谐振腔的长度和宽度和所述第四谐振腔的长度和宽度相同。
[0016]
可选地，所述谐振腔体中的每一个谐振腔的左右两侧均有部分圆形金属化通孔缺失，形成相邻谐振腔之间的耦合窗口。
[0017]
可选地，所述上层金属镀层、所述介质集成基板和所述下层金属镀层均相对于基片的水平中心线的平面对称。
[0018]
可选地，所述上层金属镀层的厚度和所述下层金属镀层的厚度均为18um，所述介质集成基板的厚度为0.254mm。
[0019]
另一方面，本发明实施例还提供了一种传输零点可调的毫米波siw滤波器的调谐方法，应用于如前面所述的一种传输零点可调的毫米波siw滤波器，包括：
[0020]
通过调整谐振金属化通孔的位置，对谐振腔体内的谐振模式和非谐振模式进行调谐，获得稳定的传输曲线。
[0021]
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：本发明实施例提出一种传输零点可调的毫米波siw滤波器，通过在谐振腔中引入调谐金属化通孔，可以使得电磁波在谐振腔内产生电磁相消的现象，从而产生传输零点，使滤波器具有高频率选择性；本发明实施例通过改变调谐金属化通孔的位置实现传输零点的灵活可调而不破坏滤波器的整体对称性，能够提高滤波器的设计效率。
附图说明
[0022]
为了更清楚地说明本技术实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0023]
图1是本技术实施例提供的一种传输零点可调的毫米波siw滤波器的侧视图；
[0024]
图2是本技术实施例提供的一种传输零点可调的毫米波siw滤波器的俯视图；
[0025]
图3是本技术实施例提供的一种谐振腔体中第二谐振腔和第三谐振腔的结构示意图；
[0026]
图4是本技术实施例提供的一种谐振腔体中第二谐振腔和第三谐振腔的低通电路拓扑结构图；
[0027]
图5是本技术实施例提供的一种谐振腔体中第二谐振腔和第三谐振腔的传输零点随调谐金属化通孔间距离变化的曲线图；
[0028]
图6是本技术实施例提供的一种传输零点可调的毫米波siw滤波器的尺寸示意图；
[0029]
图7是本技术实施例提供的一种传输零点可调的毫米波siw滤波器的频率响应结果图。
具体实施方式
[0030]
为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。
[0031]
在相关技术中，针对提高滤波器选择性和带外抑制的问题，通常使用交叉耦合技术、双模以及多模腔技术、非谐振点提取技术等方法，但是这些方法一般通过引入缝隙或折叠结构实现负耦合的方式产生传输零点来改善滤波器性能，然而对于高频滤波器而言缝隙的引入不可避免地会带来辐射损耗，使得滤波器性能恶化，且滤波器性能通常对缝隙尺寸敏感，会带来一定的加工难度。
[0032]
通过适当的设计，多模腔体和非谐振点提取技术可以产生一个或多个极点和有限传输零点来改进滤波器性能。相关技术中提出了一种singlet结构可以在产生一个传输极点的同时通过调节输入输出端口的相对位置产生一个低于或高于中心频率的传输零点。但是该结构存在一个缺点：若为了提高滤波器的选择性，在滤波器通带的高频端和低频端分别实现一个传输零点，则需要将上述两个singlet结构级联，此时滤波器的输入输出端口不在同一条直线上，在部分场合此结构不利于系统的集成。相关技术中还提出一种基于te
301
/te
302
模式的谐振腔构成的singlet结构，这个滤波器的输入输出结构都在同一条直线上，不需要改变输入输出波导端口的相对位置，通过改变谐振腔的长宽尺寸可以实现传输零点的控制。但是上述滤波器均是基于金属波导结构实现的，不利于实现小型化和与其他平面化结构的集成设计，并且通过调节腔体尺寸实现对传输零点的调控不利于系统布局。
[0033]
siw因拥有低损耗、低成本、低剖面、好的电磁屏蔽性和易加工、易与其他平面电路结构集成的优点而被广泛应用。因此，本发明实施例提供一种基于siw结构的滤波器设计，该滤波器引入两个带调谐金属化通孔的谐振腔singlet1(第二谐振腔)和singlet2(第三谐振腔)，在通带内产生两个极点，并在带通上频带和下频带分别形成了一个传输零点，改变调谐金属化通孔的位置实现传输零点的灵活可调而不破坏滤波器的整体对称性。
[0034]
参照图1，本发明实施例提供一种传输零点可调的毫米波siw滤波器，所述滤波器包括上层金属镀层10、介质集成基板11和下层金属镀层12构成的基片，所述基片上依次序设置有输入五折鳍线结构、谐振腔体以及输出五折鳍线结构，所述谐振腔体由所述基片上开设的圆形金属化通孔111包围构成，在所述谐振腔体内部还包括多个谐振金属化通孔，所述谐振金属化通孔用于对所述谐振腔体进行调谐。
[0035]
在本发明实施例中，该滤波器共有三层结构构成，分别为上层金属镀层10、介质集成基板11以及下层金属镀层12。滤波器上部有按一定规律分布的圆形金属化通孔111，每个
通孔均依次贯穿上层金属镀层10、介质集成基板11和下层金属镀层12，实现上层金属镀层和下层金属镀层的电气连接。谐振腔体由所述基片上开设的圆形金属化通孔111包围构成，按一定规律分布的金属化通孔围成了准封闭的腔体结构。本发明实施例中的滤波器关于水平线aa’对称，在直角坐标系中系中，水平线aa’与y轴平行。
[0036]
进一步作为优选的实施方式，所述谐振腔体包括第一谐振腔、第二谐振腔、第三谐振腔和第四谐振腔；在所述第二谐振腔的内部包括第一谐振金属化通孔、第二谐振金属化通孔、第三谐振金属化通孔和第四谐振金属化通孔，在所述第三谐振腔的内部包括第五谐振金属化通孔、第六谐振金属化通孔、第七谐振金属化通孔、第八谐振金属化通孔。
[0037]
在本发明实施例中，参照图2，基片上依次序设置有输入五折鳍线结构、谐振腔体以及输出五折鳍线结构，输入五折鳍线结构包括输入五折鳍线上金属层421和输入五折鳍线下金属层411，谐振腔体包括第一谐振腔101、第二谐振腔102、第三谐振腔103和第四谐振腔104。在第二谐振腔的内部包括第一谐振金属化通孔301、第二谐振金属化通孔302、第三谐振金属化通孔303和第四谐振金属化通孔304，在第三谐振腔的内部包括第五谐振金属化通孔305、第六谐振金属化通孔306、第七谐振金属化通孔307和第八谐振金属化通孔308。垂直线bb’为第二谐振腔(singlet1)的中心线，垂直线cc’为第三谐振腔(singlet2)的中心线。第二谐振腔102中引入的四个调谐金属化通孔(301、302、303、304)，其中调谐金属化通孔301和302、303和304关于第二谐振腔的中心线bb’偶对称分布，调谐金属化通孔301和303、302和304关于滤波器的中心线aa’偶对称分布。第三谐振腔103中引入四个调谐金属化通孔(305、306、307、308)，其中调谐金属化通孔305和306、307和308关于第二谐振腔的中心线cc’对称分布，调谐金属化通孔305和307、306和308关于滤波器的中心线aa’所在平面偶对称分布。
[0038]
本发明实施例提出一种新型的金属化通孔调谐的谐振腔，通过在谐振腔中引入4个调谐金属化通孔，可以使得电磁波在谐振腔内产生电磁相消的现象，从而产生传输零点；通过巧妙设计4个调谐金属化通孔的位置，对腔体内的谐振模式和非谐振模式进行调谐。
[0039]
进一步作为优选的实施方式，所述第二谐振腔关于电场e面和磁场h面对称，所述第三谐振腔关于电场e面和磁场h面对称，所述第一谐振腔、所述第二谐振腔、所述第三谐振腔和所述第四谐振腔均在同一条直线上。
[0040]
在本发明实施例中，谐振腔体中的四个谐振腔均为矩形谐振腔，谐振腔和引入的调谐金属化通孔都是基于e面和h面对称分布的，输入输出端口和所有腔体均在同一直线上，可以实现直线化设计，更适合多系统级联。由于本发明实施例提供的滤波器为平面结构，具有易与其他平面结构电路集成的效果。可以想到的是，若在滤波器设计中将第二谐振腔(singlet1)和第三谐振腔(singlet2)进行级联，即可实现双传输零点，在同一滤波器性能指标下，可以减小滤波器阶数，有利于减小体积和降低损耗。
[0041]
进一步作为优选的实施方式，所述第一谐振腔和所述第四谐振腔的主谐振模式为te
101
，由第一公式确定：
[0042][0043]
式中，f
101
为模式te
101
的谐振频率，f0为滤波器的中心频率，c是光在自由空间内的传播速度，εr为介质集成基板的相对介电常数，a1为第一谐振腔长度，l1为第一谐振腔的宽
度。
[0044]
进一步作为优选的实施方式，所述第二谐振腔和所述第三谐振腔的主谐振模式为te
301
，非谐振模式为te
102
，所述主谐振模式由第二公式确定：
[0045][0046]
其中，f
301
为模式te
301
的谐振频率，f0为滤波器的中心频率，c是光在自由空间内的传播速度，εr为介质集成基板的相对介电常数，a2为第二谐振腔长度，l2为第二谐振腔的宽度。
[0047]
在本发明实施例中，参照图3和图4，采用主谐振模式为te
301
的第二谐振腔构建singlet1。图3展示了磁场在singlet1的分布情况，电磁波信号在输入端口为te
10
模式，同时电磁波信号的旋向为逆时针方向，则可知电磁波信号在输入
[0048]
膜片附近的磁场切向分量的方向为平行纸面向上。输入第二谐振腔的电磁波信号能够在第二谐振腔内激励起按照te
301
谐振模式分布的电磁波信号，te
301
模式又通过耦合窗口转化为te
10
模式在输出端口中继续传播，在输出膜片附近，磁场的切向分量为平行纸面向下。即经过第二谐振腔后，输入端、输出端的磁场产生了180
°
相位翻转。同时输入电磁波也可在第二谐振腔中激励起按照te
102
模式分布的电磁波信号，以te
102
模式分布的电磁波信号为能量传输提供了一条路径(旁路耦合)。在输出膜片附近，te
102
模式的磁场的切向分量的方向为平行纸面向上，与输入膜片磁场切向分量的方向相同，因此在第二谐振腔中按照te
102
非谐振模式传输的电磁波实现了能量从输入到输出端口的正耦合。因此图3中的腔体结构对应的拓扑结构可以表示为如图4所示。其中m
s1
和m
1l
分别表示源(s)和负载(l)对主谐振模式的耦合系数，m
sn
和m
nl
分别表示源(s)和负载(l)对寄生模式的耦合系数。根据图4中模式的电磁场分布分析可知te
301
模式和te
102
模式在输出端产生180
°
相位差，因此有m
s1
＝-m
1l
，m
sn
＝m
nl
。m
s1
/m
sn
和m
1l
/m
nl
分别表示主谐振模式和寄生模式在多模腔体输入端口和输出端口的耦合系数比值，而传输零点的位置与此比值是紧密相关的。
[0049]
根据第三公式：
[0050][0051]
其中fz为设定的传输零点位置，若fz《0则零点位于通带下频段，若fz》0则零点位于通带上频段；m
s1
/m
sn
和m
1l
/m
nl
分别表示主谐振模式和寄生模式对应谐振腔输入端口和输出端口的耦合系数比，b表示寄生模式呈现的电抗值，在本设计中b则为te
102
模式的电抗值。当te
301
的谐振频率(f
te301
)大于te
102
模式的谐振频率(f
te102
)时，b》0，根据公式(1)可以得到fz》0，即可以在高于通带处得到一个传输零点；当f
te301
《f
te102
时，b《0，根据第三公式可以得到fz《0，即可以在低于通带处得到一个传输零点。
[0052]
而本发明实施例中，参照图4和图5，在第二谐振腔和第三谐振腔内巧妙地分别引入四个调谐金属化通孔，通过调节四个金属化过孔的相对位置可以实现对te
102
模式的调控，即可改变模式之间的耦合系数，从而实现对传输零点的控制。而四个金属化通孔两两都引入于主谐振模式te
301
的上下零场位置，沿着y轴移动两金属化通孔的位置对te
301
模式几乎没有影响。因此，在保持谐振腔的整体尺寸不变，沿y轴调节谐振腔中调谐金属化通孔的位置，如图4所示的dy1和dy2，te
301
的谐振频率保持不变，而寄生模式te
102
模式的谐振频率会
随之改变，即耦合系数m
sn
和m
nl
随之改变。逐渐增大金属化通孔沿y轴的间距，可以使得非谐振模式te
102
的频率从低于谐振模式te
301
调节至高于te
301
模式，即使得te
102
模式穿过te
301
模式，从而可以实现传输零点的翻转。其控制结果如图5所示，当金属化通孔沿y轴间距较小时，如dy1＝0.2mm和3mm时，f
te301
》f
te102
，此时基于第二谐振腔构建的singlet1在高于中心频率的某频点上形成一个传输零点，如图5中的虚线所示；当金属化通孔沿y轴间距较大时，如dy2＝0.68mm或0.78mm时，f
te301
《f
te102
，而基于第三谐振腔构建的singlet2在低于中心频率的某频点上形成一个传输零点。
[0053]
进一步作为优选的实施方式，所述第二谐振腔的长度和宽度和所述第三谐振腔的长度和宽度相同，所述第一谐振腔的长度和宽度和所述第四谐振腔的长度和宽度相同。
[0054]
在本发明实施例中，第一谐振腔101和第四谐振腔104工作的主谐振模式为te
101
模式，其长l1宽a1满足第一公式。a1和l1分别为第一(101)和第四(104)谐振腔的长度和宽度，由第一公式可知谐振腔长宽的值不唯一，满足第一公式即可。本发明实施例中保持第一和第四谐振腔尺寸一致。
[0055]
在本发明实施例提供的一种滤波器中，第二谐振腔102和第三谐振腔103均为多模谐振腔，在这两个腔体内电磁波以多种模式同时存在，通过选择一个合理的尺寸使得多膜腔的主谐振模式为te
301
，此时谐振腔的长l2、宽a2应该满足第二公式。a2和l2分别为第二(102)和第三(103)谐振腔的长度和宽度，由第二公式可知谐振腔长宽的值不唯一，满足第二公式即可。
[0056]
模式te
102
模式的谐振频率在滤波器中心频率f0附近，其影响不可被忽略。本滤波器发明设计中，te
102
模式被看作是寄生(非谐振)模式，其能够为谐振腔的电磁能量传输提供一个旁路耦合路径。
[0057]
进一步作为优选的实施方式，所述谐振腔体中的每一个谐振腔的左右两侧均有部分圆形金属化通孔缺失，形成相邻谐振腔之间的耦合窗口。
[0058]
在本发明实施例中，参照图2，滤波器的每一个谐振腔两侧均有部分金属化通孔缺失而形成耦合窗口，从左往右依次是第一耦合窗201、第二耦合窗202、第三耦合窗203、第四耦合窗204、第五耦合窗205。其中第二耦合窗202和第四耦合窗204两侧的金属化通孔较大，以使得腔体内谐振模式更加纯净，同时对滤波器的阻抗匹配有一定正向影响。
[0059]
进一步作为优选的实施方式，所述上层金属镀层、所述介质集成基板和所述下层金属镀层均相对于基片的水平中心线的平面对称。
[0060]
进一步作为优选的实施方式，所述上层金属镀层的厚度和所述下层金属镀层的厚度均为18um，所述介质集成基板的厚度为0.254mm。
[0061]
在本发明实施例中，参照图3，第二谐振腔102的输入端口波导中传输的te
10
模式电磁波能够在谐振腔中激发起主谐振模式te
301
，te
301
模式又通过耦合窗转化为te
10
模式在输出波导中继续传播。同时第二谐振腔内存在有以te
102
模式分布的电磁波信号，该信号可以看作是一条旁路能量耦合路径。第二谐振腔输出端波导处，te
301
模式其旋向为顺时针方向，而te
102
模式其旋向为逆时针方向，因此产生180
°
相位差。
[0062]
在谐振腔内，某一频点下，当谐振腔内以te
301
模式传播能量和以te
102
模式传输能量的幅度相等时，则腔体内传播的能量会相互抵消而无法从输入端传输至输出端，即可在此频点处产生一个传输零点。参考图4中的腔体输入输出模型，可以看出四个金属化通孔两
两都引入于主谐振模式te
301
的上下零场位置，沿着y轴移动两金属化通孔的位置对te
301
模式几乎没有影响。因此，在保持谐振腔的整体尺寸不变，沿y轴调节谐振腔中调谐金属化通孔的位置，te
301
的谐振频率保持不变，而寄生模式te
102
模式的谐振频率会随之改变。令两两金属化通孔沿y轴的距离为dy，当dy较小时，如singlet1中dy1＝0.2mm时，f
102
《f
301
，传输零点会出现在滤波器上阻带的近端。随着dy逐渐增大，te
102
模式的谐振频率逐渐增大，实现传输零点相对于通带的翻转，即singlet2中dy2＝0.2mm时，f
102
》f
301
时，传输零点会出现在滤波器下阻带近端。其变化规律参考图5所示，随着dy增大，传输零点所在的频点随之减小。
[0063]
图4为两个多模谐振腔第二谐振腔102和第三谐振腔103的低通等效电路拓扑，其中m
s1
和m
1l
分别表示源(s)和负载(l)对主谐振模式的耦合系数，m
sn
和m
nl
分别表示源(s)和负载(l)对寄生模式的耦合系数。根据图4中模式的电磁场分布分析可知te
301
模式和te
102
模式在输出端产生180
°
相位差，因此有m
s1
＝-m
1l
，m
sn
＝m
nl
。m
s1
/m
sn
和m
1l
/m
nl
分别表示主谐振模式和寄生模式在多模腔体输入端口和输出端口的耦合系数比值，而传输零点的位置与此比值是紧密相关的。本发明实施例提出的谐振腔通过调节调谐金属化通孔的位置实现耦合系数比的变化，从而实现传输零点的控制。
[0064]
在本发明实施例中引入两个带调谐金属化通孔的谐振腔，第二谐振腔102和第三谐振腔103，分别在上阻带近端和下阻带近端各产生一个传输零点。第一谐振腔101和第四谐振腔104则工作在主谐振模式te
101
，这两个谐振腔会在通带内产生两个极点，与第二谐振腔和第三谐振腔连接能够进一步提高滤波器的矩形系数，从而对滤波器的性能进行提升。
[0065]
参照图6，本发明实施例提供了一种可行的毫米波siw滤波器结构尺寸，其工作在93ghz，3db带宽为2ghz，经过仿真优化后的尺寸为：
[0066]
a＝1.8mm,a1＝1.7mm,a2＝3.75mm,w1＝0.97mm,w2＝1.02mm,w3＝1.24mm,
[0067]
w4＝1.01mm,w5＝0.92mm,l1＝1.41mm,l2＝2.8mm,dx＝1.25mm,dy1＝0.2mm,dy2＝0.6mm,d1＝0.2mm,d2＝0.3mm,p＝0.4mm。
[0068]
其中a为输入端口的宽度，a1，l1为第一、第四谐振腔的长宽尺寸，a2，l2为第二、三谐振腔的长宽尺寸，dx为第二、三谐振腔中调谐金属化通孔沿x轴的间距，dy1为第二谐振腔中调谐金属化通孔沿y轴方向距离谐振腔中心的距离，dy2为第三谐振腔中调谐金属化通孔沿y轴方向距离谐振腔中心的距离，d2为第一谐振腔-第二谐振腔耦合膜片、第三谐振腔-第四谐振腔耦合膜片处耦合窗金属化通孔的直径，d1为滤波器结构中其他金属化通孔的直径。w1、w2、w3、w4、w5分别为输入-第一谐振腔耦合膜片、第一谐振腔-第二谐振腔耦合膜片、第二谐振腔-第三谐振腔耦合膜片、第三谐振腔-第四谐振腔耦合膜片、以及第四谐振腔-输出波导耦合膜片的宽度。
[0069]
参照图7，本发明实施例还提供了一种传输零点可调的毫米波siw滤波器结构的频率响应结果图，其中虚线回波损耗，实现为插入损耗。tz1为实现的第一个传输零点，tz2为实现的第二个传输零点。本发明实施例中滤波器的中心频率为93ghz，带宽为2ghz，两个传输零点分别设置为91ghz和96ghz，带外优于30db。第二谐振腔体调谐金属化通孔间的距离2
×
dy1＝0.4mm，第三谐振腔体调谐金属化通孔间的距离2
×
dy2＝1.2mm。本发明中的谐振腔的引入有效地提高滤波器的矩形系数，同时也优化了滤波器的带外抑制效果。
[0070]
综上所述，本发明实施例公开了一种利用调谐谐振腔产生可调传输零点的滤波器设计，为适用于高频应用采用了介质集成波导结构。腔体是基于多模谐振腔研制而成，在不
改变腔体整体尺寸地情况下，通过合理地引入调谐金属化通孔，使得电磁波在多模谐振腔中产生电磁相消现象，从而实现传输零点；通过调控调谐金属化通孔的位置，在不影响主谐振模式的情况下，扰动寄生谐振模式的频率，从而使得传输零点变得可控；据此设计一款滤波器，引入两个等大的多模谐振腔分别在滤波器通带的上阻带和下阻带近端设计一个传输零点，使得该滤波器具有高频率选择性。因为整个滤波器设计过程不需要改变两个等大的多膜腔体的尺寸，仅仅调控调谐金属化通孔位置即可实现所需的带外性能，使得滤波器设计具有更好的效率。
[0071]
另一方面，本发明实施例还提供了一种传输零点可调的毫米波siw滤波器的调谐方法，应用于如前面所述的一种传输零点可调的毫米波siw滤波器，包括：
[0072]
通过调整谐振金属化通孔的位置，对谐振腔体内的谐振模式和非谐振模式进行调谐，获得稳定的传输曲线。
[0073]
在本发明实施例中，通过巧妙设计4个调谐金属化通孔的位置，对腔体内的谐振模式te
301
和非谐振模式te
102
进行调谐，腔体内两个模式可以实现独立调谐。4个调谐金属化通孔分别两两位于主谐振模式te
301
模式的上下两个零场位置，当调谐金属化通孔对te
102
模式进行调谐，对te
301
模式几乎无影响，反之，当使用调谐金属化通孔对te
301
模式调谐时，对te
102
模式影响较小。本发明实施例中腔体主要对te
102
模式进行调控，沿着与中心线aa’平行的方向改变调谐金属化通孔的位置可以实现对模式te
102
的控制，使得传输零点产生从传输通道上端到传输通带下端的翻转，具有很宽的动态调节范围，且不改变主谐振模式te
301
的谐振频率，可以获得稳定的传输曲线。因此可以在滤波器上阻带近端和下阻带近端分别设计一个传输零点，使得该滤波器具有高频率选择性。
[0074]
综上所述，本发明实施例具有以下优点：本发明实施例通过在谐振腔中引入4个调谐金属化通孔，可以使得电磁波在谐振腔内产生电磁相消的现象，从而产生传输零点，使得该滤波器具有高频率选择性。另外，本发明实施例中滤波器为平面结构，具有易与其他平面结构电路集成的效果，具有结构简单、易加工实现的特点。再者，本发明实施例只需要调节调谐金属化通孔的位置即可实现任意位置的传输零点，不需要改变结构的对称性，通过调节腔体内部的金属化通孔位置则可以调节传输零点的位置，不需要对射频系统的布局进行改变，可以更好地与微系统集成，进一步提高了设计效率。最后，本发明实施例中的一个腔体可以产生一个传输极点和一个传输零点，可以级联到任何切比雪夫型的滤波器中，使得通带近端产生传输零点，提高滤波器的矩形系数和带外抑制性能，具有很强的模块化设计性能。需要说明的是，本发明实施例中的滤波器是通过感性耦合膜片级联构成的，两个singlet谐振腔放置的顺序可以任意调整，本发明实施例只是给出了一种拓扑顺序的示例。
[0075]
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
[0076]
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
[0077]
以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本技术权利要求所限定的范围内。