专利名称：压电变压器的脉冲位置调制驱动的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及变压器的电源电路领域，具体涉及采用脉冲位置调制/相位调制用于驱动多段压电变压器的变压电路。
一般情况下，压电变压器用于电视、影印机、LCD背光源等的电源中。现有压电变压器是以众所周知的Rosen设计(美国专利2830274)为基础的。这些现有高压变压器设计具有包括驱动部分和被驱动部分的压电陶瓷板，两部分具有不同的极化性。不同的极化性为这些设计提供了电压变换。然而，这些设计有几个缺点。第一，压电变压器的输入和输出阻抗取决于变压器的物理构形。第二，变压器的电压增益取决于输入和输出阻抗。第三，变压器的效率也取决于输入输出阻抗。
上述设计的所有依赖性导致了不良的变压器设计。例如，用户一般规定需要增益用于具有特定负载阻抗的特殊应用。那么，变压器设计者必须设计具有要求增益、脉冲大小及变压器尺寸的变压器，以提供合适的阻抗，同时提供最大效率。由于这些参数具有共同的依赖性，因而不可能提供令人满意的变压器设计。具体说，变压器的最佳效率一般发生在窄负载阻抗范围内，变压器的最佳增益发生在该窄范围外。因此，已证明很难提供具有可调增益的压电变压器。
可调增益是许多应用的共同要求。例如，在手提式电脑的LCD背光源中，要提供恒定的电池电压(一般为3-5伏)，需要驱动变压器具有可调增益，以提供可调的屏亮度。
现有方法试图提供可调增益，以使该参数独立于其它设计参数。提供可调增益的两种现有方法包括脉冲频率调制和脉冲宽度调制。脉冲频率调制提供了作为在失谐频率下驱动变压器的函数的可调增益。变压器被驱动得非谐越严重，则产生的输出幅度越小，增益越小。由于压电变压器在谐振点不受驱动，所以失谐状态的缺点是操作变压器的效率低于最佳效率。另外，由于变压器是高Q器件，谐振频率峰很窄，坡度很陡，所以难以在该坡度上控制工作点或将工作点保持在该坡度的同一侧，因此增益受不良影响。此外，变压器频率将随工作温度的变化而漂移。
脉冲频率调制中的驱动电路采用要求的输出和实际输出间的误差信号改变该频率。所需频率的改变取决于增益与相位曲线的斜率。然而，该斜率的大小和极性都改变，会导致难以控制的反馈模式。在斜率极性受限的情况下，只可以保持稳定性和收敛性。另外，变压器的高Q性质及随温度和负载频率的改变使这种驱动电路的工作进一步复杂化。
脉冲宽度调制提供了作为驱动信号的占空比的函数的可调输出电压。从标准的50％占空比改变驱动信号占空比，降低了基本频率的幅度，减小了该频率下的输出电压。脉冲宽度调制的缺点是将电源变换到谐波的频率，降低了效率，引发了不想要的信号。
所以，需要一种新压电变压器，可以独立地提供可调电压增益，可以在压电变压器的谐振频率下驱动，可以用标准的50％占空比驱动，以使到谐波频率的能量变换最小，可以以最大效率工作，可以低成本制造。
图1是根据本发明第一实施例用于压电变压器的简化变压电路的框图；图2A和2B是根据本发明图1的电路所用的扩张模式压电变压器的侧视图；图2A是根据本发明典型特殊极化压电变压器的侧视图，和展示偶次谐波工作模式的曲线图；图2B是根据本发明典型的改型Rosen型压电变压器的侧视图，和展示奇次谐波工作模式的曲线图；图3展示了根据本发明用于驱动图2A和2B的压电变压器的输入的调制了脉冲位置的波形；图4是根据本发明在相移范围上用图3的调制了脉冲位置的波形驱动时，图2A和2B的压电变压器的输出增益的曲线图；图5是根据本发明产生驱动信号Q1、Q2、Q3和Q4的图1所示变压电路的输入电路的具体电路图；图6是展示根据本发明用于驱动图2所示压电变压器的输入的图5所示输入电路的驱动信号的示图；图7展示了用于记载根据本发明图5和6的输入电路的工作情况的波形；
图8是根据本发明第二实施例采用已相位调制的正弦波形驱动图2A和2B的压电变压器输入的简化变压电路的框图；图9是根据本发明第三实施例的用于驱动压电变压的信号输入的简化变压电路的框图，压电变压器提供相加的两个具有可调相位关系的输出；图10是根据本发明用于图9的变压电路的压电变压器的侧视图；图11是根据本发明采用了图8的脉冲位置调制电路后输出电压理论数据和实验数据与Vin1和Vin2间相位差的关系曲线图；图12是根据本发明采用了图8的脉冲位置调制电路后压电变压器的效率与Vin1和Vin2间相位差的关系曲线图；图13是根据本发明采用了图8的脉冲位置调制电路后压电变压器的输入阻与Vin1和Vin2间相位差的关系曲线图。
本发明是采用脉冲位置调制(PPM)或相位调制(PM)调制到多段压电变压器的驱动信号的变压电路。术语多段是指具有一个以上变压器耦合输入或输出部分的构形。在本发明的一个实施例中，压电变压器构成为至少具有两上独立但具有耦合到至少一个被驱动或输出部分的干扰驱动或输入部分。输入信号的相关系决定输出信号的增益。
或者，可以采用单个驱动或输入部分，以至少驱动两个被驱动或输出部分。这种情况下，输出部分产生的信号在外部电路中单独相移，然后在例如差分放大器或相比较器电结合或相加，以提供对应于输出信号相位的相对差的可调增益输出。另一实施例中，电控制该电压增益，代替通过干扰压电振动提供电压增益。该另一实施例的优点是输入电路可以设计为独立于电路的其余部分与变压器的输入部分一起自谐振，同时相移器独立调节输出电压。
在本发明的第一实施例中，变压电路至少产生两个驱动信号。这些信号之间具有可调的相位滞后，较好是具有基本相同的波形和幅度。这些驱动信号加到压电变压器的至少两个各自独立且干扰的多段输入。每个输入部分产生一个独立的受另一输入部分产生的振动干扰的压电振动。由于各驱动部分振动间的相位差从基本同相位调节到基本反相，所以变压器驱动部分的压电振动从提供最大增益输出的基本完全相长干涉到提供最小增益输出的基本完全相消干涉。该实施例的优点是，驱动压电变压器使之以有效的基本恒定的谐振频率和基本恒定的50％的占空比工作，同时提供很宽的可调增益输出。或者，通过采用反馈回路中的变压器特性，驱动电路可以保持谐振。
采用脉冲位置调制的变压电路的实施例包括开关电路，基本上提供方波驱动信号。采用开关电路的优点在于，开关电路具有高功效。采用相位调制的变压电路的一个实施例包括用于基本上提供正弦波驱动信号的振荡电路。在不用方波开关功能驱动变压器时，采用相位调制特别有益。这是因为压电变压器利用正弦波工作最有效。另外，压电变压器的一个输入可以设计成采用简单且有效的电路自激振荡，同时第二信号可以在分离的相移电路中相移，以驱动第二输入。应认识到，变压器功率转换电路中，就包括压电变压器、电路的输入和电路的输出的所有各元件来说，有一个折衷。由于电路的输入和输入一般比压电变压器的效率低，所以优选采用输入电路的脉冲位置调制开关电路以便功率转换效率最大。然而，已相位调制的正弦波实施例对于需要最大压电变压器效率的应用来说更有益。
图1展示了本发明第一实施例简化的变压电路10的框图，该电路采用了具有压电干扰多路输入驱动部分的压电变压器12。变压电路10包括输入电路14，用于至少提供两个驱动信号Vin1 18和Vin2 20，这两个信号间具有可调相位关系。驱动信号18和20具有压电变压器12的基本谐振频率，它们加于驱动部分上，从而驱动信号18和20间的相位关系的调节引起压电变压器12的输出Vout 22处增益的相应调节。
一般情况下，变压电路10还包括一个输出电路16，用于给压电变压器的输出提供预定的负载阻抗。根据将满足的应用，可以提供许多已知输出电路中的一个。首先，压电变压器的输出可以应用于直接驱动AC器件，而不用任何专门的介入元件。然而，一般情况下，需要某种专门的输出电路160。DC整流电路一般用于提供DC输出。另外，将需要阻抗匹配电路来匹配压电变压器的最佳工作负载阻抗与特殊的用户应用输入阻抗。以上介绍的提供不同输出电路16的技术都是现有技术已知的，这里不再赘述。
图2A和2B是压电变压器12的侧视图，每个具有用于图1所示变压电路10的扩张模式振动。展示了每个压电变压器12具有带两组限定压电变压器12的两个驱动部分26的相对驱动电极24的压电板。此外，该板至少具有一个基本无电极(non-electroded)部分，该部分由限定压电变压器12的输出22 Vout的至少一个输出电极28端接。驱动部分26以厚度扩张模式被驱动，而无电极部分以长度扩张模式被驱动。
图2A的压电变压器以偶次谐波模式工作，如有关曲线图所示。这类变压器一般具有特殊极化的板(例如单晶型铌酸锂或特殊极化的陶瓷)。图2B的压电变压器以奇次谐波模式工作，如图有关曲线图所示。这类变压器的板一般具有相反极化部分(例如现有技术已知的改型Rosen型)。
关于偶次谐波模式(扩展波长为1λ的倍数)，在Vin1和Vin2的电连接具有与同相的Vin1和Vin2相同的极性时，可获得Vout的最大输出，如图2A所示。关于奇次谐波模式(扩展波长为λ/2的倍数)，在Vin1和Vin2的电连接具有与同相的Vin1和Vin2相反的极性时，可获得Vout的最大输出，如图2B所示。或者，如果Vin1和Vin2反相，电连接的极性可以反过来，以得到Vout的最大输出，所属领域的技术人员可以控制板的极性和方向，并且不管Vin1和Vin2是同相还是反相，都可以通过使电连接的极性为图2A和2B中表示的一种补偿这些改变，但不脱离本发明的范围。
此外，应认识到，具有干扰输入或输出部分的所有变压器都可应用于本发明。现有技术中已介绍了具有多路输入和/或输出的不同压电变压器。本发明第一实施例可成功地应用于特定压电变压器设计的输入或输出部分电气上独立的且彼此振动干扰的那些现有设计中。
图3示出了脉冲位置调制过的波形，驱动图2A和2B的压电变压器的各驱动部分的Vin1和Vin2。Vin1和Vin2的周期为2To，Vin2相对于Vin1的相位具有可变的相移，T。较好是周期2To选择为基本上等于压电变压器的谐振频率的周期。更好是Vin1和Vin2的占空比选择为约为百分之五十。
图4示出了用在从零到π(180°)相对相移的相移范围内脉冲位置调制过的波形图3的Vin1和Vin2驱动时，图2A和2B的压电变压器的输出增益Vout的曲线图。Vout近似为余弦函数，其周期(2To)响应于驱动信号的相对相位差T。在零(或360度的整数倍时)相对相移时，Vin1和Vin2同相，Vout最大。在π(180°)或360度+π(180°)的整数倍的相对相移时，Vin1和Vin2反相，Vout最小。在两相移之间，Vout近似呈余弦函数变化，如图所示。
图5是图1的变压电路10的输入电路14的优选实施例的具体电路图。输入电路14向驱动压电变压器(图6所示)的各输入的开关提供原始信号36和相移信号38。较好是，信号36、38为占空比基本上为50％的方波，该波偏移由外相位控制40确定的相对相移。输入电路14包括锯齿波发生器30，原始信号发生器32和相移发生器34，产生原始信号36(Q1和Q2)及相移信号38(Q3和Q4)，这些信号加到压电变压器(图6所示)的输入。
锯齿波发生器30包括自激振荡比较电路，输出斜坡信号和方波信号Q0。分压器耦合到比较器的非反相(non-inverting)输入，从比较器的输出受驱动。比较器的输出耦合到串联电阻R和旁路电容C。各信号的频率由串联电阻和旁路电容的RC时间常数确定。R和C的值选择为产生相当于压电变压器的谐振频率的约两倍的频率。应认识到，R和C中至少一个制成可利用所属领域的已知技术变化和外部控制。在R和C的结提供斜坡信号。斜坡信号还通过二极管耦合回比较器的反相输入和比较器的输出。
原始信号发生器32为JK触发器。该触发器的J和K引线保持高。从锯齿波发生器30的比较器输出给触发器的时钟输入提供方波信号Q0。JK触发器输出原始信号36，其在相当于压电变压器谐振频率的频率Qo的一半时具有基本上为50％的占空比。
相移发生器34包括比较器和JK触发器。触发器的J和K引线保持高。比较器比较来自连接到非反相输入的锯齿波发生器30的斜坡信号与连接到反相输入的相控制40，从比较器产生可变输出信号。比较器输出耦合到JK触发器的时钟输入，该触发器输出在频率Qo的约一半时占空比基本为50％的相移信号38。
图6是展示图5的输入电路的初极和相移信号Q1、Q2、Q3和Q4如何用于驱动给图2A的偶次谐波压电变压器的输入提供驱动信号Vin1和Vin2的开关，如图所示。应注意，Q3和Q4开关可以互换，以给图2B的奇次谐波压电变压器的输入提供正确定极性的驱动信号Vin1和Vin2。这些开关较好是晶体管开关。所属领域已知有许多开关结构，其中任何一个可同样应用于本发明。
图7展示了用于描述输入电路14及图5和6的压电变压器开关的工作情况的波形。第一和第二波形展示为锯齿斜坡波形和由锯齿波发生器30提供的比较器输出Qo。在锯齿波发生器30的比较器产生高输出(Qo为高)时，电容C通过电阻R充电，形成增大的斜坡电压。由于斜坡电压跨越(cross)由比较器的非反相输入上的分压器限定的阈值，所以比较器的输出变低(Qo为低)。这使得电容C通过二极管快速放电，该周期重新开始。预先确定R和C的值，以提供基本上等于压电变压器谐振频率周期一半的周期。
比较器输出Q0加于原始信号发生器32的JK触发器时钟输入上。原始信号发生器32的JK触发器的J和K输入保持高。这使得JK触发器的Q输出在时钟信号Q0的每个上升沿改变状态。实际上，这产生了一个方波，为基本上具有50％占空比的信号，频率为Q0的大约一半，而Q0基本上等于压电变压器的谐振频率。该信号Q1加于耦合在压电变压器的第一输入42和Vdd间的开关上。JK触发器还输出Q2，为对Q的互补信号，与Q1的极性相反。该信号Q2加于耦合在压电变压器的第一输入42与地之间的开关上。在Q1变高时，接Vdd的相应开关关闭(由于Q2变低，接地的开关打开)，驱动压电变压器的第一输入42，Vin1，高。所得信号Vin1具有相当于Q1和压电变压器的谐振频率的频率。
来自锯齿波发生器30的比较器的斜坡信号加于相移发生器34的比较器的非反相输入上，并被比较到耦合到比较器的反相输入的相控制。比较器的输出耦合到相移发生器34的JK触发器的时钟输入。相移发生器34的JK触发器的J和K输入保持高。这使得JK触发器的Q输出在比较器输出的每个上升沿改变状态。斜坡信号跨越相位控制的阈值时，比较器的输出变高，引起Q输出变高。实际上，这产生了一个方波，为基本上具有50％占空比的信号，频率为比较器输出频率的大约一半，而后者等于压电变压器的谐振频率。该信号Q3加于耦合在压电变压器的第二输入44与Vdd间的开关上。JK触发器还输出Q4，它是Q3的互补信号，与Q3的极性相反。该信号Q4加于耦合在压电变压器的第二输入44与地之间的开关上。在Q3变高时，对应的接Vdd的开关关闭(由于Q4变低，接地开关打开)，驱动压电变压器的第二输入44，Vin2，使之变高。所得信号Vin2具有相当于Q3和压电变压器的谐振频率的频率。
信号Q1、Q2、Q3和Q4都具有相当于压电变压器的谐振频率的频率。然而，Q3和Q4从Q1和Q2相移等于斜坡信号跨越相控制阈值所花时间的时间周期。在相控制阈值增大时，斜坡信号跨越其所花的时间增多。因此，这相应增大了Vin1和Vin2间的相对相移。图5和6的特殊电路结构的优点在于，已相移的信号38可以在0度和180度之间相对于原始信号36连续调节，提供对压电变压器输出22的控制，而不改变各开关的占空比。
图8是第二实施例的简化变压电路的框图，采用了已相位调制的正弦波形，用于驱动图2的压电变压器的输入。该实施例中，输入电路(图1中的14所示)被振荡电路46和相移器48代替。变压器12的第一输入端42由振荡器产生的正弦波50 Vin1在压电变压器12的谐振频率下驱动。应认识到，所属领域已知有许多振荡电路，它们中的任何一个皆可成功地应用于本发明。正弦波50 Vin1还加于受外部相位控制器控制的可变相移器48上。相移器48提供基本上等于Vin1但具有响应于相控制的相对相移的第二正弦波52 Vin2。该第二正弦波52 Vin1加于压电变压器的第二输入44上。已相移的信号Vin2在0度和180度间可相对于振荡信号Vin1连续调节，以前述方式提供对压电变压器输出22的控制。
在替代的第二实施例中，变压器12的第一输入42在压电变压器12的谐振频率下与振荡电路46一起自激振荡。应认识到，所属领域已知有许多晶体振荡电路，例如Colpitts设计，它们可成功地应用于本发明，从而与第一输入42一起发生自激振荡。提供自激振荡的优点在于，振荡电路46自己调节到与压电变压器的谐振频率相符。有利之处是这产生更简单更低成本的电路布局。
图9展示了根据本发明第三实施例的简化变压电路110，该变压电路采用了具有已相位调制的电干扰多输出驱动部分的变压器。变压电路110包括提供驱动信号118 Vin1的驱动电路114，该驱动电路耦合到压电变压器112的驱动部分，具有压电变压器112的谐振频率。压电变压器112给输出电路116提供两个输出信号Vout1 120和Vout2 122。输出电路116调节随后将相加的Vout1 112和Vout2 122间的相对相位。Vout1 120和Vout2 122间的相位关系引起了电路110的输出124处增益响应于相控制信号的相应调节。
或者，输出电路116给压电变压器112的输出提供预定的负载阻抗。此外，可采用阻抗匹配电路，用于匹配压电变压器的最佳工作负载阻抗与特殊用户应用。可以采用输出电路116而不用任何介入整流元件直接驱动AC器件。或者，变压电路110还可以包括耦合到输出电路116的整流电路，提供DC输出。根据要满足的应用，可采用已知的数个整流电路中的任一个。提供整流电路的技术在所属领域是众所周知的，这里不再介绍。
在优选实施例中，输出电路116包括相移器130和加法电路132，它们都耦合到压电变压器112的各输出Vout1 120和Vout2 122，并给这些输出提供预定负载阻抗。相移器130具有与图5的相移器48类似的结构。加法电路是所属领域公知的，可以包括例如差分放大器或相位比较器。相移器130给加法电路132提供相移可调的Vout2信号，该信号将与Vout1 120相加，从而响应于相位控制提供可调增益输出124。
图10是具有扩展振动模式且用于图9的变压电路110中的压电变压器112的侧视图。示出了压电变压器112具有压电板，压电板上有一组限定压电变压器112的驱动部分126的相反驱动电极对125。此外，该压电板至少基本有两个无电极部分，它们至少由限定压电变压器112的两输出120、122 Vout1和Vout2的第一和第二输出电极127、128端接，驱动部分以厚度扩张模式被驱动，而无电极部分以长度扩张模式被驱动。
第三实施例的优点在于，驱动电路114(图9所示)可以是在压电变压器的谐振频率与输入部分126一起自激振荡的振荡器设计。应认识到，所属领域已知有许多晶体振荡器，例如Copitts设计，它们皆可成功地用于本发明，从而与输入部分126一起自激振荡。提供自激振荡的优点在于，驱动电路114自调节到与压电变压器112的谐振频率相符。好处是这产生与输入和输出电路电气上无关的更简单更低成本的电路布局。
图10的压电变压器可以用具有任何相位关系的Vout1和Vout2以偶次或奇次谐波工作。然而，该电路的最简单工作发生在Vout1与Vout2基本上同相或基本上反相时，从而产生最大或最小输出124。对于两种条件中任一个来说，输出电路116在基本上同相到基本上反相的范围内调节Vout1和Vout间的相对相位。所属领域的技术人员可以控制板的极性和方向，无论Vout1和Vout2得否基本同相或反相，都可以通过合适构成的电连接极性补偿这些改变，而不脱离本发明的范围。
此外，应认识到，所有具有多输出部分的变压器类型都可用于本发明。所属领域中已介绍了具有多输出的不同的压电变压器。本发明的第三实施例可成功地应用于特殊压电变压器设计的输入或输出部分电独立且振动性干扰的这些设计。
在替代的第三实施例中，输出电路包括开关电路，压电变压器的多个输出通过该开关电路可开关地连接到负载上。开关信号在谐振、亚谐波或多倍的谐振频率下驱动该开关电路，以便输出信号间的相对相位差引起负载处相应的增益调节。较好是输出信号基本保持50％的占空比。
在本发明的第四实施例中，压电变压器上至少具有两个输入和至少两个输出部分。该实施例完成了第二和第三实施例的组合，至少包括两个输入Vin1和Vin2，它们间具有第一可调相位关系，和至少两个输出Vout1和Vout2，它们间具有第二可调相位关系。第二可调相位关系独立于第一可调相位关系可调。
本发明还包括驱动多输入变压器的第一方法，例如图2A和2B所示的那些方法。第一方法包括以下步骤用第一驱动信号在大约压电板的谐振频率下驱动第一驱动部分，并用第二驱动信号在约压电板的谐振频率下驱动第二驱动部分，但第二驱动信号与第一驱动信号具有可调相位关系，以便从至少一个输出电极得到的输出信号显示相应的可调增益。两驱动信号间的相位关系的调节引起了变压器内的振动干涉，因而在压电变压器的输出产生了对应于响应驱动信号间的相位差的余弦函数的增益调节。驱动信号可以是任何波形，包括方波形、正弦波形、三角波形、锯齿波形和不规则波形。较好是第一和第二驱动信号具有大致为50％的占空比。此外，对于最有效的工作来说，两驱动信号应基本上有相同的波形和幅度。
采用图2A所示的变压器例子的电连接，用相同的同相信号驱动第一和第二输入(如18和20所示)，在输出电极产生了最大增益。用180度的反相信号驱动这些输入，在接收电极产生了最小增益。驱动第一驱动部分与第二驱动部分反相约90度，在输出电极产生了约最大可能增益的
采用大致谐振频率驱动两输入，具有总使压电变压器在其最有效频率下工作的优点。用类似的同相信号驱动图2A的各驱动部分，如所预计的，产生了最大增益和功率变换。用反相信号驱动各驱动部分，产生了最小增益和功率变换。然而，令人吃惊的是，在两个驱动部分反相工作时，由于变压器的输入阻抗随相对相位差被最大化而相应增大，所以变压器几乎没有内耗散功率作为浪费的热。
本发明还包括驱动多输出变压器的第二方法，例如图10所示的方法。第二方法包括以下步骤用驱动信号在大致压电板的谐振频率驱动压电变压器的输入部分，相对于来自第一输出部分的第一输出信号，相移来自压电变压器的第二输出部分的第二输出信号，把第一和第输出信号相加，所得相加的输出信号显示出响应于第一和第二输出信号间相对相位的可调增益。各输出信号间的相位关系的调节引起了相加步骤中各输出信号间的干涉，因而对相加的输出信号增益的调节对应于响应各输出信号间相位差的余弦函数。驱动信号可以是包括方波形、正弦波形、三角波形、锯齿波形和不规则波形中的任意波形。较好是驱动信号给输入部分提供大约为50％的占空比。更好是驱动信号与输入部分一起自谐振，以提供更有效的正弦波输入。
所属领域的技术人员应该认识到，采用图10所示变压器例子的电连接，并因变压器以奇次谐波模式工作，输出信号可以基本上同相或反相，取决于变压器板的初始极化。在任一种情况下，把180度反相的各输出信号相加产生了相加输出的最小的增益，把同相的各输出信号相加产生了相加输出的最大增益。将第二输出信号相移到与第一输出信号约90度反相，产生大约最大可能增益的
的相加输出。
采用大约谐振频率驱动输入部分，具有总是可以在产生大功率变换的最有效频率下使压电变压器工作的优点。该第二方法的优点在于，变压器输入可以是由自激振荡电路驱动的正弦波，这种驱动比开关输入电路驱动更有效，进而由于驱动信号自动与变压器的谐振频率相符，不需要输入信号频率跟踪或反馈。此外，各输出信号在变压器外干涉，进一步减小了变压器内的内部发热。
例子除图2A、2B和10所示的变压器结构外，本申请可以采用的其它可能变压器实施例见Kawai等人的美国专利5365141、Ohnishi等人的美国专利5440195、Fukuoka等人的美国专利5463266，所有这些变压器例如皆是具有两个输入的压电变压器。关于本发明，压电变压器所采用的电极精确结构或压电材料并不重要，只要至少采用两个独立且相干的输入或输出便可。
该例子试验的变压器设计包括细长的特殊极化的压电晶体板135度Y切向的铌酸锂，其尺寸大约为长20mm，宽4mm，厚0.4mm。板的压电振荡模式在板的长度方向为扩张模式振荡的大约一半谐振波长的偶数倍。板具有靠近板的第一端设置且限定第一驱动部分的第一基本相对驱动电极对，和靠近板的第二端部设置且限定第二驱动部分的第二基本相对驱动电极对，如图2A所示。输入电极对宽约4mm，长约5mm(约波长的一半)。
板在板的中间部分具有基本无电极区，限定输出部分，并至少由按带状淀积在板中间部分附近宽约1mm的一个输出电极端接。尽管可以在任何偶次谐波频率下工作，但板选择在590KHz的四次谐波频率(两个波长)下工作。板的振动节点和安装支撑件位于从板的任一端算起四分之一波长处。应认识到，在安装支撑件位于振动节点，以使板的压电振动的任何阻尼最小时，该变压器的性能最佳。
图11展示了采用图8的电路时，压电变压器输出电压Vout的理论和实验数据与Vin1和Vin2间相位差的关系曲线图。虚线表示对于Vin1和Vin2间给定的相位差计算得到的余弦输出电压Vout。各数据点表示对于Vin1和Vin2间的给定相位差的实际输出电压。如可以看到的，实验数据与计算曲线十分吻合。
图12展示了采用图8的电路时，压电变压器的效率与Vin1和Vin2间相位差的关系曲线图。该图展示了本发明能够在整个有用的相调节范围内保持效率。因而，效率保持在图11所示的可用增益调节范围内。
图13展示了采用图8的电路时，压电变压器的输入阻抗与Vin1和Vin2间相位差的关系曲线。该图展示了在通过从压电变压器的两个输入干扰压电振动减小增益(图11所示)时，变压器的输入阻抗Zin有利地增大，减小了变压器内的电流和功率消耗。因此，使可能产生于变压器内的任何废热最少。
表1展示了对于压电变压器的同相相长(最大增益)和反相相消(最小增益)驱动条件的功耗。对于表1所示的相长和相消驱动两种情况，驱动输入电压为6伏峰到峰，输出电路是13千欧的负载电阻。Pin为给变压器的输入功率，Pout是由变压器引出的输出功率。Vout是变压器提供的输出电压。
表1在0度和180度之间相移间时增益的变化模式Pin Pout Vout相长87.6mW38.8mW 63.5V相消9.0mW 0.4mW6.6V可以看到，输出功率Pout在两个增益极限间极大地改变(约100倍)。另外，在全相消干涉时，即使在该电路和变压器设计不是最佳或与该试验的输入或输出电路阻抗不匹配时，压电变压器内耗散的功率为8.6mW也很小。
尽管已展示和介绍了本发明的不同实施例，但应理解，所属领域的技术人员可以对前述实施例进行各种改形和替换及再设计和组合，而不脱离本发明的主要范围。
权利要求
1.一种驱动压电变压器(12)的变压电路(10)，具有压电干扰多输入驱动部分(26)，含有输入电路(14)的变压电路(10)包括其间具有可调相位关系的至少第一和第二驱动信号(18，20)，各驱动信号(18，20)大致具有压电变压器(12)的谐振频率，并被加到输入驱动部分(26)，从而各驱动信号(18，20)间相位关系的调节引起压电变压器(12)的输出(22)处增益的相应调节。
2.根据权利要求1的变压电路(10)，其中驱动信号(18，20)具有大约为50％的占空比。
3.根据权利要求1的变压电路(10)，其中输入电路(14)是开关电路，用于给压电变压器(12)的驱动部分(26)提供脉冲位置调制过的驱动信号。
4.根据权利要求1的变压电路(10)，其中输入电路(14)是振荡电路(46)，利用大致为正弦波的驱动信号(50，52)给压电变压器(12)的驱动部分(26)提供相位调制过的驱动信号(50，52)。
5.根据权利要求4的变压电路(10)，其中输入电路(14)包括振荡电路(46)，压电变压器的第一驱动部分(42)可以与该振荡电路(46)在大约谐振频率自激振荡，还包括一种响应于相控制的可调相移电路(48)，该相位移电路(48)可调地相移来自振荡电路的驱动信号(50)，并将已相移的驱动信号(52)加于压电变压器(12)的第二驱动部分(44)上。
6.根据权利要求1的变压电路(10)，其中压电变压器(12)的输出(22)对应于响应各驱动信号(18，20)间的相位差的余弦函数。
7.根据权利要求1的变压电路(10)，其中压电变压器(12)的输入阻抗响应于输入电路(14)的各驱动信号(18，20)间的相位差。
8.根据权利要求1的变压电路(10)，其中输入电路(114)在大致变压器(112)的谐振频率下，给变压器(112)的一个输入部分提供约50％占空比的第一驱动信号(118)，还包括具有与输出信号(120，122)有关的多个输出部分的压电变压器(112)和输出电路(116)，输出电路(116)提供来自变压器(112)的第二输出信号(122)相对于来自变压器(112)的第一输出信号(120)的可调相移，输出电路(116)还包括加法电路(132)，用于把第一输出信号(120)和已相移的第二输出信号(122)相加，从而所得相加输出信号(124)显示具有响应于第一输出信号(120)和第二已相移的输出信号(122)间相对相位的余弦函数的可调增益。
9.根据权利要求8的变压电路(10)，其中输入电路(114)是振荡电路，用于给压电变压器(112)的一个输入部分提供大约为正弦波的驱动信号(118)，使该输入部分在大约谐振频率与振荡电路一起自激振荡，其中输出电路(116)包括响应于相位控制的可调相移电路(130)，相移电路(130)可调地相对于第一输出信号(120)相移压电变压器(112)的第二输输出信号(122)。
10.根据权利要求1的变压电路(10)，其中输入电路(114)至少提供两个大约为正弦波的相位调制过的驱动信号(18，20)，这些信号具有大约50％占空比，且其间具有可调的相位关系，驱动信号(18，20)的频率大约为压电变压器(12)的谐振频率，这些信号(18，20)加于驱动部分上，从而各驱动信号间相位关系的调节引起变压器(12)内振动干涉，由此在压电变压器(12)的输出(22)产生对应于响应于各驱动信号(18，20)间相位差的余弦函数的增益调节。
全文摘要
本压电变压器(12)的变压电路(10)具有可以彼此压电干涉的两个输入,以提供可调输出增益。变压电路(10)提供两个脉冲位置调制过的输入信号(18,20),它们具有基本相同波形,但彼此有相移。在各信号(18,20)相长干涉时,可得到最大增益。在两个信号(18,20)相消干涉时,得到最小增益。波形可以是包括方、正弦、三角、锯齿或不规则中的任意一种。两个输入信号(18,20)的频率为压电变压器(12)的谐振频率,具有50%的占空比,以便总是在变压器(12)中提供最高效率。此外,在两个输入信号(18,20)彼此压电相消干涉时,变压器(12)的输入阻抗升高,从而降低变压器(12)内的功耗,进而降低不良的发热效应。
文档编号H01L41/107GK1249068SQ97182086
公开日2000年3月29日 申请日期1997年11月4日 优先权日1997年2月5日
发明者J·黄, P·米德雅, B·M·曼奇尼 申请人:Cts公司