专利名称：用于同步磁阻电机的矢量控制方法
技术领域：
本发明涉及一种用于同步磁阻电机的矢量控制方法。更具体地，本发明涉及一种使用一估算器来替代安装在一转子上的一凸极位置角度检测器，以保证用于矢量控制的一矢量转子(vector rotator)所需的一转子的凸极位置角度的余弦和正弦信息。
为获得一同步磁阻电机的优越的驱动控制性能，矢量控制方法通常被采用作为众所周知的用于控制定子电流(这对于优越的性能是关键的)的控制方法。该矢量控制方法具有一电流控制处理，该电流控制处理将对转矩的生成产生影响的定子电流划分并控制成旋转d-q坐标系的一d轴分量和一q轴分量，该旋转d-q坐标系由相互成直角的相互正交的d和q轴组成。
通常，带有零空间相差的与转子的主凸极的位置同步的d-q坐标系被采用作为用于该矢量控制系统的旋转d-q坐标系。换言之，其d轴被取向至转子的主凸极的方向且其q轴与该d轴正交的同步d-q坐标系的使用是非常流行的。通常，该主凸极方向的位置角度必须是已知的，以保持该旋转d-q坐标系处于与该主凸极方向同步的状态而没有空间相差。常规地，为了精确地确定该位置角度，由一编码器代表的一凸极位置角度检测器被安装在该转子上。
图13是使用可对铁损忽略不计的一标准同步磁阻电机上安装的一装置中采用的一凸极位置角度检测器的矢量控制方法的一典型例子的概略性方框图。在图13中，1是同步磁阻电机，2是凸极位置角度检测器，3是电力变换器，4是电流检测器，5a、5b是3-2相位变换器和2-3相位变换器，6a、6b是矢量转子，7是余弦和正弦信号发生器，8是电流控制器，9是指令变换器，10是速度控制器，及11是速度检测器。为简明起见，图13中的单黑体实线表示与本发明非常有关的-2x1矢量信号。下面以相同的方式说明若干方框图。
在例如图13中的常规的装置中，该凸极位置角度检测器2检测该主凸极方向作为相对于一U相绕组的中心的角度，且该余弦和正弦信号发生器7将其余弦及正弦信号输出给矢量转子6a、6b。一起地这些组成了用于确定该旋转d-q坐标系的一空间相位的一装置。在同步磁阻电机中，转子速度是该转子的凸极的转速。换言之，该转子凸极位置角度和该转子速度是处于积分和差分的关系，且本领域的熟练技术人员众所周知的是可从凸极位置角度检测器例如一编码器以及位置角度信息获得速度信息。速度检测器11是这样一种速度检测装置。上述五个元件4、5a、5b、6a、6b、7、8构成用于执行一电流控制处理以将定子电流划分成该旋转d-q坐标系上的d轴分量和q轴分量，并控制这些各自元件听从该d轴和q轴的电流指令的一装置。
由电流检测器4检测的3相电流通过3-2相位变换器5a变换成静止坐标系上一2相电流，进而，通过矢量转子6a被变换成该旋转d-q坐标系上的2相电流id、iq并发送给电流控制器8。电流控制器8生成该旋转d-q坐标系上的电压指令v*d、v*q并将它们发送给矢量转子6b以使变换的电流id、iq跟随相应的电流指令i*d、i*q。矢量转子6b将2相信号v*d、v*q变换成静止坐标系上的2相电压指令并将其发送给2-3相位变换器5b。该2-3相位变换器5b将该2相位信号变换成一3相电压指令并将其作为一指令输出给电力变换器3。该电力变换器3产生对应于该指令的电力并将其提供给同步磁阻电机以驱动它。在此时，通过由指令变换器9变换该转矩指令而获得该电流指令。在速度控制系统的该例子中，一转矩指令被获得作为速度控制器10的输出，而该速度指令和检测的速度被输入给该速度控制器10。本领域的熟练技术人员众所周知的是其目的是控制转矩生成而非构成速度控制系统，速度控制器10和速度检测器11是不需要的。在这样的情况下，转矩指令可直接从外部提供。
为了实现常规的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，需要用于检测转子的凸极位置角度的凸极位置角度检测器，如在上述的典型的例子中所述。然而，将例如一编码器的该凸极位置角度检测器装配到转子上会导致如下所述的某些不可避免的问题。
第一个问题是电机系统可靠性的劣化。尽管从机械上讲该同步磁阻电机是最强类型的AC电机之一，如从转子的结构可见，例如一编码器的该凸极位置角度检测器在机械上比电机机体薄弱得多。因此，凸极位置角度检测器的放置大大地降低了该电机系统的整体机械可靠性。除了机械可靠性的劣化之外，由于装配凸极位置角度检测器而导致的电机系统的可靠性的降低还出现在被观察为带有电源噪声的凸极位置角度检测器信号的污染的电特性中，和被观察为由于来自转子的热量导致的凸极位置角度检测器中的温升的热特性中。这样，将例如一编码器的该凸极位置角度检测器连接至电机转子大大地降低了电机系统的可靠性。
第二个问题是电机尺寸的增大。将凸极位置角度检测器连接至转子导致电机在其轴向上的体积增大了几个百分点，甚至大到电机自身体积的50％或者还要大。
第三个问题是需要使凸极位置角度检测器的电源安全可靠，布线一信号线以接收一检测信号及用于布线的空间。自然，为使凸极位置角度检测器工作及从该检测器获得有关该转子的主凸极位置角度的信息，布线是需要的。通常还需要使信号线具有与用于驱动电机机体的电源线相同的强度，以防止机械、电和热可靠性的劣化。结果，对于一单个电机通常需要具有基本上与电源线相同尺寸的一信号线和一空间。
第四个问题是成本的增加。在一紧凑电机的生产中，凸极位置角度检测器的成本变得高于电机机体的成本。而且，用于凸极位置角度检测器的布线的成本不能被忽视，特别对于一紧凑的电机。当可靠性降低时，维修的成本也提高了。这些成本根据使用的电机数而提高。特别地，维修成本具有与电机数量成指数比例增大的特性。
上述问题是由凸极位置角度检测器直接或间接地导致的，如果实现了所谓的不需要凸极位置角度检测器的无传感器矢量控制方法，上述问题自然可以解决。对于其他AC电机中的感应电机和永磁同步电机，已开发出各种类型的无传感器矢量控制方法，尽管它们具有不同水平的完整性(perfection)，且被用于依据于完整性的应用。开发出用于同步磁阻电机的无传感器矢量控制方法是所期望的，但至今尚未处于实用的状态。
本发明是基于上述问题而提出的。本发明的目的在于提供一种新颖的矢量控制方法，其不需要用于同步磁阻电机的例如编码器的凸极位置角度检测器以解决上述与同步磁阻电机驱动控制有关的问题。更具体地，本发明的目的在于提供一种矢量控制方法，其可精确地且有效地估算正弦和余弦信号作为用于矢量转子的旋转信号。
为了实现上述目的，本发明提供了一种用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其具有用于控制以将对转矩的生成有影响的一定子电流划分成在一旋转d-q坐标系上的一电流矢量的d轴分量和q轴分量的电流控制处理，该旋转d-q坐标系具有相互正交的用于矢量转子的d和q轴，其中一定子耦合(linkage)磁通被理解为定子磁通矢量，该定子磁通矢量被划分成具有与电流矢量相同方向的一同相磁通矢量及被确定为该定子磁通矢量和该同相磁通矢量之间一差值的一镜相磁通矢量，且由该同相磁通矢量和该镜相磁通矢量形成的角度的一中间角度的正弦和余弦的估算值被用作为这些矢量转子的一旋转信号。
在另一方面，本发明提供了一种如上的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，但其中该中间角度的一倍角的正弦和余弦的估算值被自该同相磁通矢量或其估算值及该镜相磁通矢量或其估算值确定，且该中间角度的正弦和余弦的估算值被自确定的该倍角的正弦和余弦的估算值确定。
根据再一方面，本发明提供了一种如上的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其中根据该中间角度的正弦和余弦的估算值的一期望的幅值，改变自该倍角的正弦和余弦的估算值对该中间角度的正弦和余弦的估算值的确定。
根据再另一方面，本发明提供了一种如上的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其中该同相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量以及该镜相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量被生成，两者被归一化以使具有相同的模方(norm)，且与通过将上述生成的具有相同模方的两矢量进行矢量相加获得的一合成矢量的第一分量和第二分量成比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的对应估算值。
根据再另一方面，本发明提供了一种如上的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其中该同相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量以及该镜相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量被生成，两者具有相同的模方，且与通过将上述生成的具有相同模方的两矢量进行矢量相减获得的一合成矢量成偏斜(skewed)比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的对应估算值。
接下来将描述本发明的操作。为清楚地理解本发明，通过参照数学模型(其中铁损被忽略)来描述该操作。其中在以瞬时角速度ω旋转的一普通d-q坐标系上捕获该同步磁阻电机的转子，如图1所示。在图1中，该d-q坐标系不需要与转子的主凸极的方向同步。因此，该d-q坐标系被假定是普通的。上述状态中的该同步磁阻电机的电路特性可由以下的电路方程式(1)和(2)表示ν1=R1i1+[sI+ωJ]φ1(1)φ1=[LaI+LbQ(θ)]i1(2)转矩生成的特性可由以下的方程式(3)表示τ=NpLbi1TJQ(θ)i1(3)在方程式(1)至(3)中，ν1、i1和φ1是分别表示定子电压、定子电流和定子耦合磁通(定子磁通)的2xl矢量，及R1表示定子的铜损电阻，Np表示极对的数量，s表示一差分算子d/dt。而且，J表示由以下方程式(4)定义的一斜对称矩阵。J=0-110------------------(4)]]>在方程式(2)和(3)中，Q(θ)表示由以下方程式(5)定义的一镜象矩阵。Q(θ)=cos2θsin2θsin2θ-cos2θ------------(5)]]>如图1所示，该镜象矩阵的θ表示相对于该普通d-q坐标系的d轴以电角速度ω2n旋转的转子的主凸极的瞬时位置角度。
为执行矢量控制，选择该旋转的d-q坐标系以使θ变为零，或换言之，以使该旋转d-q坐标系与该主凸极位置同步，具有零相差。在该同步d-q坐标系上，可以简单的方式再现方程式(3)的转矩生成公式，如以下方程式(6)所示。
τ=2NpLbidiq(6)具体地，该生成的转矩与定子电流矢量的各自d、q分量id、iq成正比。根据上述关系，该转矩生成可通过适当的电流控制系统控制定子电流的d、q分量而被控制。
然而，为使用于同步磁阻电机的方程式(6)有效，需要构成与转子的主凸极位置角度同步没有相差的同步d-q坐标系。因此，常规地，例如编码器的凸极位置角度检测器通常波安装在转子上以检测静止坐标系上的位置角度，且得到的正弦和余弦值被用于由以下的方程式(7)的2×2矩阵描述的矢量转子，该方程式(7)执行在该静止坐标系和同步坐标系之间的坐标变换。R(θ)=cosθ-sinθsinθcosθ--------(7)]]>根据本发明，由方程式(2)指示的定子磁通矢量被划分成具有与电流矢量相同方向的一同相磁通矢量Φn，和被确定为该定子磁通矢量和该同相磁通矢量之间的一差值的一镜相磁通矢量Φb。由该两磁通矢量形成的角度之间的一中间角被确定为该转子的主凸极位置角度θ的估算值。在本发明中，由以下的方程式(8)、(9)确定该同相磁通矢量Φa和该镜相磁通矢量Φb。
φa=Lai1(8)φb=φ1-φa=LbQ(θ)i1(9)然后，将描述由该两磁通矢量形成的角度之间的一中间角可被用作为该转子的主凸极位置角度θ的估算值。。为了简化以下的描述，具有与主凸极位置角度相同角度的一单位矢量被定义为u(θ)=cosθsinθ-----------------(10)]]>定子电流i1可在该普通d-q坐标系中被表示为
i1=‖i1‖u(θa)=‖i1‖R(θa-θ)u(θ)(11)其中θa是电流的位置角。如方程式(8)所示，该同相磁通与该定子电流同步而没有相差且可通过以下的方程式(12)被估算。
φa=La‖i1‖R(θa-θ)u(θ) (12)同时，该镜相磁通可根据方程式(9)和(11)，通过以下的方程式(13)被重估算。
φb=Lb‖i1‖Q(θ)R(θa-θ)u(θ)=Lb‖i1‖R(-(θa-θ))Q(θ)u(θ) (13)=Lb‖i1‖R(-(θa-θ))u(θ)方程式(12)和(13)描述了相对于转子的主凸极位置角度，该同相矢量和该镜相矢量相互地处于在相对的相位的状态下。换言之，它们指示在由该两磁通矢量形成的角度中间的该中间角可被处理作为该转子的主凸极位置角度θ的一估算值。该主凸极位置角度θ的估算值的正弦和余弦值自然地变为主凸极位置角度θ的的正弦和余弦的估算值。如上所述地获得的正弦和余弦的估算值被用于本发明中的同步d-q坐标系所需的矢量转子。为了有助于理解本发明，由方程式(8)至(13)所述的在该普通d-q坐标系上的定子电流、定子磁通、同相磁通和镜相磁通的矢量之间的关系被示作为图2中的一矢量图。
从上述显见根据本发明，获得了为了不使用安装在转子上的凸极位置角度检测器而进行矢量控制的，矢量转子所需的转子主凸极位置角度的正弦和余弦的估算值的操作。
然后，将描述本发明的再一方面的操作。参照方程式(8)至(13)描述了同相磁通矢量和镜相磁通矢量处于相对于转子的主凸极位置角度的相互相对的相位的状态下。这样一关系可由以下的使用主凸极位置角度θ和相应的同相及镜相磁通矢量的位置角度θa、θb的方程式(14)表示。
2θ=θa+θb(14)用于矢量控制的该些矢量转子所需的信号不是转子主凸极的位置角度自身而是它的正弦和余弦值。换言之，对于应用，以下的关系也是重要的。u(2θ)=cos2θsin2θ=cosθacosθb-sinθasinθbsinθacosθb+cosθasinθb---(15)]]>方程式(15)的右边可直接从同相和镜相磁通矢量直接计算得出。例如，它可通过以下的方程式(16)被简单地计算。u(2θ)[φaJφa]φb||φa||||φb||------(16)]]>以下用于倍角的普通三角函数是众所周知的cos2θsin2θ=2cos2θ-12sinθcosθ=1-2sin2θ2sinθcosθ----(17)]]>从上可以看出，当主凸极位置的倍角的正弦和余弦值已知时，可从方程式(17)的关系确定主凸极位置的正弦和余弦值。
根据另一方面，本发明提供了一种如上的矢量控制方法，其中该中间角度的倍角的正弦和余弦的估算值被自该同相磁通矢量或其估算值及该镜相磁通矢量或其估算值确定，且该中间角度的正弦和余弦的估算值被自确定的该倍角的正弦和余弦的估算值确定。从以上参照方程式(16)和(17)进行的描述显见本发明可提供自这些同相和镜相磁通矢量自身计算这些矢量转子所需的正弦和余弦的估算值而不计算该同相磁通矢量和该镜相磁通矢量的位置角度。自这些矢量计算该位置角度要求是一种非线性函数的一三角函数的逆反运算。已知该逆反运算可能导致一较大的误差或需要取决于该位置角度的大量的计算。然而，在本发明该方面，这样一逆反运算是不需要的，且该位置角度的正弦和余弦的估算值可通过相对轻松的运算以相对较高的精度被确定。换言之，根据本发明的该方面，先前描述的操作可通过相对轻松的运算以相对较高的精度而获得。
现将描述本发明的再另一方面的操作。当方程式(17)中的第一行中的关系被使用以从该转子主凸极位置的倍角的正弦和余弦的估算值计算该主凸极位置角度的正弦和余弦的估算值时，需要进行一平方根运算。当方程式(17)的第二行的关系被使用时，需要进行除法运算，而不需要平方根运算。通常，执行除法的计算量低于分解平方根的计算量，这样期望尽可能地使用第二行。然而，因为在除法中，当分母的绝对值非常小时，从实践的观点看，误差倾向于较大，因此期望避免这样的情况。从上述显见当例如余弦值具有大的绝对值时，具有由以下的方程式(18)所示的确定方法是较佳的。cosθ=±1+cos2θ2,sinθ=sin2θ2cosθ------(18)]]>同时，当正弦值具有较大的绝对值时，以下的方程式(19)所示的确定方法是优选的。sinθ=±1-cos2θ2,cosθ=sin2θ2sinθ-----(19)]]>在如上所述的矢量控制方法的再另一方面中，根据中间角的余弦和正弦的估算值的一预测幅值，从倍角的余弦和正弦的估算值确定该中间角的余弦和正弦的估算值的方法是变化的。结果，从上述显见，参见方程式(18)和(19)，获得这样一操作在保持最高计算精度以及合理减少计算量的状态下，正弦和余弦的估算值可被确定为用于矢量转子的旋转信号。另外，根据本发明的该方面，可以较高的精度和合理的计算量获得上述的运算。
接着，将描述本发明的另一方面的操作。在本发明的该方面，在上述的一矢量控制方法中，该同相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量以及该镜相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量被生成，两者具有相同的模方，且与通过将上述生成的具有相同模方的两矢量进行矢量相加获得的一合成矢量的第一分量和第二分量成比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的对应估算值。
图3示出了在一普通d-q坐标系上的上述矢量合成。在该图中，转子的主凸极的方向由一单位矢量μ(θ)指示，且具有相同模方的两矢量由K2i1和K2Q(θ)i1指示。由这些矢量的相加获得的合成矢量由ξ指示。从图3可容易地看到该合成矢量具有与转子的主凸极相同的方向。还可能通过使用以下给出的方程式严密地描述该通过相加获得的合成矢量具有与指示主凸极位置的单位矢量相同的方向。ζ=K2[φaLa+φbLb]=K2[i1+Q(θ)i1]]]>=K2uT(θ)[i1+Q(θ)i1]u(θ)(20)=2K2(iT1u(θ))u(θ)方程式(20)证明了该相加的合成矢量变为指示主凸极位置的单位矢量的纯量倍数且参照图3的描述是有效的。
从方程式(20)可见转子的主凸极位置角度的余弦和正弦值的可从以下的方程式被估算。u(θ)=ζ2K2(i1Tu(θ))]]>=sgn(K2i1Tu(θ))ζ||ζ||;i1Tu(θ)≠0------(21)]]>具体地，如在本发明的该方面中所述，与通过相加获得的该合成矢量的第一分量和第二分量成比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的估算值。
根据该方面，从以上参照方程式(21)的描述显见获得了这样一运算该中间角的正弦和余弦的估算值以及这些矢量转子所需的旋转信号可通过非常简单的计算被确定，除了定子电流和该单位矢量的内积(i1Tu(θ))的绝对值变得较小的区域外。结果，根据该方面，所述的操作可通过非常简单的计算而实现。以下将参照与该方面有关的一实施例，详细描述一种避免定子电流和单位矢量的内积的绝对值变得非常小的方法。
现将描述本发明的另一方面的操作。根据该方面的本发明是上述的一种矢量控制方法，其中该同相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量以及该镜相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量被生成，两者具有相同的模方，且与通过将上述生成的具有相同模方的两矢量进行矢量相减获得的一合成矢量成偏斜(skewed)比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的对应估算值。
图4示出了在一普通d-q坐标系上的上述矢量合成的形态。在该附图中，转子的主凸极的方向由一单位矢量μ(θ)指示，且具有相同模方的两矢量由K2i1和K2Q(θ)i1指示。由这些矢量的相减获得的合成矢量由ξ指示。从图4可容易地看到该合成矢量的方向垂直于转子的主凸极的方向。还可能参照以下的数学方程式精确地进行描述。ζ=K2[φaLa-φbLb]=K2[i1-Q(θ)i1]]]>=K2uT(θ)JT[i1-Q(θ)i1]Ju(θ)(22)=2K2(i1TJu(θ)Ju(θ)方程式(22)被用于确定该相减的合成矢量的方向垂直于指示主凸极位置的该单位矢量且其大小变成纯量倍数，且还证明了参照图4的描述的有效性。
从方程式(22)可理解转子的主凸极位置角度的余弦和正弦值可自以下方程式被估算。u(θ)=-Jζ2K2(i1TJu(θ))]]>=-sgn(K2i1TJu(θ))Jζ||ζ||;i1TJu(θ)≠0-----(23)]]>具体地，如在本发明中所规定的，中间角的余弦和正弦的估算值可与该减法合成矢量ξ成偏斜比例地被确定。应注意该倾斜的比例通过方程式(23)中的作用于该减法合成矢量ξ上的斜对称矩阵被表示，且该偏斜的比例而非一简单的比例被要求用于这些估算值，因为合成矢量ξ相对于主凸极方向是垂直的。
根据本发明的该方面，从以上参照方程式(23)的描述中可以显见该中间角的正弦和余弦的估算值以及这些矢量转子所需的旋转信号可通过非常简单的计算被确定，除了定子电流和该单位矢量的偏斜的内积(i1Tu(θ))的绝对值变得较小的区域外。结果，根据该方面，在第一方面中所述的操作可通过相对非常简单的计算而实现。以下将详细描述一种避免定子电流和单位矢量的偏斜的内积的绝对值变得非常小的方法。
图1是在普通d-q坐标系上的转子的主凸极的方向与d-q轴之间的关系的一例子的矢量图；图2是在普通d-q坐标系上的一定子电流、定子磁通、同相磁通和镜相磁通之间的关系的一例子的矢量图；图3是在普通d-q坐标系上的一相加合成矢量和一转子主凸极的方向之间的关系的一例子的矢量图；图4是在普通d-q坐标系上的一减法合成矢量和一转子主凸极的方向之间的关系的一例子的矢量图；图5是一实施例的一矢量控制装置的一基本结构的方框图；图6是一实施例的一位置角度矢量估算器的一概略性结构的方框图；图7是一实施例的一磁通矢量估算器的一概略性结构的方框图；图8是一实施例的一余弦和正弦发生器的一概略性结构的方框图；图9是一实施例的一指令变换器的一概略性结构的方框图；图10是一实施例的一余弦和正弦发生器的一概略性结构的方框图；图11是一实施例的一余弦和正弦发生器的一概略性结构的方框图；图12是由一中间角的余弦和正弦发生器使用的一判定方法的选择的一判断指标与一选择的结果之间的关系的一例子；及图13是一常规的矢量控制装置的一概略性结构的方框图。
参见附图，将使用特定的例子描述本发明的优选实施例。图5示出了本发明的矢量控制方法应用于的一矢量控制装置和一同步磁阻电机的一实施例的基本结构。该结构与常规的控制方法的结构的不同之处在于使用一位置角度估算器12而非一主凸极位置角度检测器2和一余弦及正弦信号发生器7，以及使用一速度估算器13而非一速度检测器11。其他的单元基本上与图13所示的根据常规的控制方法的结构相同，尽管指令变换器9被稍微地作了修改。本发明的原理性单元在于位置角度矢量估算器12。速度估算器13从自位置角度矢量估算器12输出的位置角度的余弦和正弦的估算值估算一转子速度。该速度估算器已结合用于感应电机和永磁电机类型的同步电机的无传感器矢量控制方法被开发且是本领域的熟练技术人员所众所周知的。下面将结合本发明的实施例的描述，描述指令变换器9以及适合于本发明的一构型方法。在该实施例中，速度控制作为用于与图13所示的常规方法相比较的一例子被描述，但将理解其也可用于转矩控制以及速度估算器13对于转矩控制不是需要的。下面的描述将集中在位置角度矢量估算器，因为它是本发明的原理核心。
从图5显见该位置角度矢量估算器获得输入的定子的电流矢量信息和电压矢量信息并将余弦和正弦信号作为旋转信号输出给矢量转子。在该实施例中，静止坐标系上的电压矢量指令被接收作为电压信息以使安装相对容易而不使用一特殊的线路电压检测器，且测量的在该静止坐标系上的定子电流矢量作为电流信息。自然，当相关的成本不是一重要因素时，可类似于用于其他的AC电机的无传感器矢量控制方法，通过使用线路电压检测器可获得电压信息。还可能使用电流信息(估算值)作为电流矢量指令而替代测量的电流值。除了上述电压和电流信息外，该位置角度矢量估算器还获得是电流控制器的输入的一d轴电流指令和一q轴电流指令。根据本发明，这些电流指令不总是需要的但在某些实施例中是有用的。因此，一点划的信号线规定了辅助输入的一情况。该位置角度矢量估算器的输出是由一同相磁通矢量和一镜相磁通矢量形成的角度的中间角的余弦和正弦的估算值，且被用作为两矢量转子的旋转信号，如图5所示。
图6示出了位置角度矢量估算器12的内部结构。该位置角度矢量估算器12通常包括有两个元件，例如一磁通矢量估算器12a和一余弦及正弦发生器12b。该磁通矢量估算器12a估算并输出来自定子的电流矢量信息和电压矢量信息的同相磁通矢量和镜相磁通矢量。该余弦和正弦发生器12b获得该同相磁通矢量和镜相磁通矢量的估算值并将由它们形成的角度的中间角的正弦和余弦的估算值输出。如从图6和以上描述显见，两磁通矢量的中间角的正弦和余弦的估算值通过使用两磁通矢量的估算值而被确定。该d轴电流指令和q轴电流指令可由该余弦和正弦发生器附加地使用，如图中虚线所示。
图7示出了磁通矢量估算器12a的典型的结构。在附图中，12a-1指示一定子磁通矢量估算器。该单元用于接收定子的电压信息和电流信息。且估算和输出定子磁通。作为用于其的一种方法，本领域的熟练技术人员所公知的用于感应电机和永磁型同步电机的无传感器矢量控制的方法可被使用。在该实施例中，该定子磁通通过由以下方程式指示的一简单的方法被估算φ1=1S[ν1-R1i1]-----(24)]]>在图7和方程式(24)中，1/s指示由一积分器进行的积分处理。如本领域的熟练技术人员所公知的，该积分处理可通过数值逼近被实现。
具有与电流矢量相同方向的同相磁通矢量基本上根据方程式(8)的关系被估算。同时，镜相磁通矢量基本上根据方程式(9)的第二公式被确定作为定子磁通矢量和同相磁通矢量之间的一差值。从方程式(2)和方程式(8)、(9)之间的比较及图7可见这里的估算处理是将定子磁通矢量估算值划分成同相磁通矢量估算值和镜相磁通矢量估算值。
图8示出了该余弦和正弦发生器12b的第一实施例。在该附图中，12b-1是一倍角余弦和正弦发生器而12b-2是中间角余弦和正弦发生器。且12b-3是一判断装置，其生成一选择信号以被该中间角余弦和正弦发生器使用用于选择一确定方法。
该倍角余弦和正弦发生器12b-1接收输入的该同相磁通矢量和该镜相磁通矢量的估算值，确定两矢量的中间角的倍角的余弦和正弦的估算值并输出它们。该估算值确定方法是根据方程式(16)被执行的。该中间角余弦和正弦发生器12b-2接收该倍角余弦和正弦发生器12b-1输出的倍角的余弦和正弦估算值并使用它们来确定并输出该中间角的余弦和正弦的估算值。
根据本发明，用于从倍角的余弦和正弦的估算值判定该中间角的余弦和正弦的估算值的方法依据该中间角的余弦和正弦的估算值的一期望的幅值而被改变。例如，该中间角余弦和正弦发生器12b-2可被提供有由以下方程式(25)至(28)指示的四种确定方法且可根据该中间角的余弦和正弦的估算值的估算的幅值，选择其中一种确定方法。cosθ=1+cos2θ2,sinθ=sin2θ2cosθ;-π4≤θ≤π4-------(25)]]>sinθ=1-cos2θ2,cosθ=sin2θ2sinθ;π4<θ≤3π4---(26)]]>cosθ=-1+cos2θ2,sinθ=sin2θ2cosθ;3π4<θ<5π4-----(27)]]>sinθ=-1-cos2θ3,cosθ=sin2θ2sinθ;5π4≤θ<7π4-----(28)]]>在方程式(25)至(28)中，考虑到该中间角的余弦和正弦值的一幅值直接取决于该中间角的值，用在各方程式的最右边项的一中间角度值示出用于选择确定方法的条件。
该判断装置12b-3用于确定该中间角的余弦和正弦的估算值的一期望的幅值并选择上述的确定方法。在本发明的各元件中，处理可以是数字的。作为一具体实施例，图8示出了通过考虑到数字处理而使用早一控制周期的中间角的余弦和正弦的估算值来确定目前的一期望的幅值的一例子。在该例子中，假定当前时刻是一时刻K，早一控制周期的时刻是时刻(K-1)且在时刻(K-1)的中间角的余弦和正弦估算值是u(θ,K-1)。在图8中，z-1是用于一控制周期的延迟元件且用于在将输入信号延迟一控制周期后输出。上述元件的操作如下。
首先，在时刻(K-1)的中间角的余弦和正弦估算值根据方程式(29)的关系被处理以生成在时刻K的一判定指标d1(k)、d2(k)。d1(k)d2(k)=1-111u(θ,k-1)--------(29)]]>然后，根据该判定指标，判定方程式(25)至(28)中的哪一个应被用作为在时刻K的判定方法。根据指标d1(k)、d2(k)的该判定根据图12所示的方法被执行。图12的方法仅通过该判定指标的正和负符号进行判定且其第三行示出了输出(选择的结果)而第一和第二行示出了输入(用于判定指标的代码)。这样，参照该实施例描述的本发明是非常有用的且合理地选择一待被使用的方程式。在图8的余弦和正弦发生器的该实施例中，d轴和q轴电流的指令值未被规定，因为它们未被使用。
图9(a)是适用于图8中所示的余弦和正弦发生器的实施例的指令变换器9的一示例性结构。如参照图6所述，当在同步d-q坐标系上的d轴电流和q轴电流的绝对值是相等的时，可生成具有最小铜损的一转矩。图9(a)的指令变换器9的示例性结构是有效地实现最小铜损的一例子。根据具有图8的余弦和正弦发生器12b的本发明，可实现有效的驱动控制。
图10示出了余弦和正弦发生器12b的第二实施例。在该附图中，12b-4是一矢量相加合成器。该矢量相加合成器将同相磁通矢量估算值和镜相磁通矢量估算值乘以它们相应的电感的倒数，使其模方相同，且然后通过相加这些矢量来生成并输出一合成矢量。在该矢量相加合成器中，K2是一由设计者设计的一设计参数且通常可被选择为期望的值但最好被选择为1,La或Lb。在图10中，12b-5是一矢量归一化装置，用于该相加合成矢量并确定与该合成矢量成比例的中间角的余弦和正弦的估算值。在该实施例中，具有中间角的余弦和正弦值作为第一和第二分量的矢量是一单位矢量，以使一单位特性被用于将该合成矢量归一化到一单位矢量以确定与该合成矢量成比例形式的余弦和正弦的估算值。原理上，该实施例使用参照方程式(21)的第二公式所描述的操作。如由方程式(21)的第二公式所示，判定正或负符号的该符号因素需要该电流矢量和该单位矢量的内积的值。在该实施例中，这通过d轴电流指令而被近似。换言之，使用以下的关系式。
i1Tu(θ)≈id*(30)仅要求一信号的正或负符号来估算这些余弦和正弦值，该信号的实际幅值不需要。自该被使用来估算该些余弦和正弦值的信号，仅正或负符号被确定，而其幅值不被考虑。鉴于上述特点，受到噪声的轻微影响的d轴电流指令经常提供相比于测量的值是良好的响应。
自然，还可能根据方程式(21)的第一公式来判定中间角的余弦和正弦的估算值。该电流矢量和单位矢量的内积还可通过该d轴电流指令或类似而被近似。
图9(b)示出了适用于图10中所示的余弦和正弦发生器的实施例的指令变换器9的一示例性结构。为了使图10的余弦和正弦发生器合理地响应，需要避免d轴电流变得非常小包括零。这可通过构成如图9(b)所示的指令变换器9而被简单地实现。换言之，该指令变换器9被构成以使d轴电流被保持在一预定的恒定值，同时q轴电流根据转矩指令而变化。这样，可防止d轴电流变成非常小的值包括零，且可使对图10的余弦和正弦发生器作出合理的响应。自然，图9(b)中所示的实施例基本上满足了方程式(6)的转矩生成的关系。
图11是示出了余弦和正弦发生器12b的第三实施例。在该附图中，12b-6是一矢量相减合成器。该矢量相减合成器将同相磁通矢量估算值和镜相磁通矢量估算值乘以各自相关电感的倒数，使其模方相同，且然后通过执行矢量相减来生成并输出一合成矢量。在该矢量相减合成器中，K2是一由设计者设计的一设计参数且通常可被选择为期望的值但最好被选择为1,La或Lb。在图11中，12b-7是一矢量归一化装置，用于该矢量相减合成器并确定与该合成矢量成偏斜比例的中间角的余弦和正弦的估算值。在该实施例中，具有中间角的余弦和正弦值作为第一和第二分量的矢量是一单位矢量，且该中间角的余弦和正弦值与该合成矢量成偏斜比例。原理上，该实施例使用参照方程式(23)的第二公式所描述的操作，且在方程式(23)中也出现的矢量归一化装置12b-7的斜对称矩阵J由方程式(4)定义。如由方程式(23)的第二公式所示，判定正或负符号的该符号因素需要该电流矢量和该单位矢量的偏斜的内积的值。在该实施例中，这通过q轴电流指令而被近似。换言之，使用以下的关系式。
i1TJu(θ)≈iq*(31)仅要求一信号的正或负符号来估算这些余弦和正弦值，该信号的实际幅值不需要。自该被使用来估算该些余弦和正弦值的信号，仅正或负符号被确定，而其幅值不被考虑。鉴于上述特点，受到噪声的严重影响的q轴电流指令经常提供相比于测量的值是良好的响应。
自然，还可能根据方程式(23)的第一公式来判定中间角的余弦和正弦的估算值。该电流矢量和单位矢量的偏斜的内积还可通过q轴电流指令或类似而被近似。
图9(c)示出了适用于图11中所示的余弦和正弦发生器的实施例的指令变换器9的一示例性结构。为了使图11的余弦和正弦发生器合理地响应，需要避免q轴电流变得非常小包括零。这可通过构成如图9(b)所示的指令变换器9而被简单地实现。换言之，该指令变换器9被构成以使q轴电流被保持在一预定值，同时d轴电流根据转矩指令值而变化。这样，可防止q轴电流变成非常小的值包括零，且可使对图11的余弦和正弦发生器作出合理的响应。自然，图9(c)中所示的实施例原理上满足了方程式(6)的转矩生成的关系。
根据本发明的位置角度矢量估算器在上参照附图进行了详细描述。如在本说明书中的几点处所述。鉴于近年来数字技术的明显进步，根据本发明的位置角度矢量估算器最好被数字地构成。该数字结构包括一硬件结构和一软件结构，且对于本领域的熟练技术人员，显然这两者之一可被用作为本发明的一结构。
从上述显见，本发明具有以下效果。具体地，权利要求1的本发明将定子磁通矢量划分成具有与电流矢量相同方向的同相磁通矢量及被确定为该定子磁通矢量和该同相磁通矢量之间一差值的一镜相磁通矢量，且由该同相磁通矢量和该镜相磁通矢量形成的角度的一中间角度的正弦和余弦的估算值被用作为这些矢量转子的一旋转信号。根据本发明，获得了这样一操作中间角的余弦和正弦的估算值可被处理作为转子主凸极位置角度的正弦和余弦的估算值，以使不使用安装在转子上的凸极位置角度检测器而获得这些矢量转子的旋转信号。结果，可正常地操作同步磁阻电机的矢量控制所需的矢量转子，且可执行同步磁阻电机的矢量控制而不使用常规地安装在转子上的主凸极位置角度检测器。还解决了现有技术中存在的问题，例如电机系统可靠性的劣化、轴向尺寸的增大、布线的问题和由在执行同步磁阻电机的矢量控制时将该主凸极位置角度检测器连接到转子所造成的各种成本的增加。
如上所述，本发明还可被构成以使首先从同相磁通矢量或其估算值及镜相磁通矢量或其估算值确定中间角的倍角的余弦和正弦的估算值，然后从该确定的倍角的余弦和正弦的估算值确定该中间角的余弦和正弦的估算值。因此，矢量转子所需的余弦和正弦的估算值可直接从同相磁通矢量和镜相磁通矢量计算得到而不计算它们的位置角度。因为对位置角度的计算的一逆反计算是不需要的。本发明还具有效果可以相对高的精度和以相对小的计算量来确定位置角度的余弦和正弦的估算值。这样，可能将本发明构成为使得操作可被合理地保证。结果，可以相对高的精度和以相对少的计算量来实现上述的效果。
本发明还被构成使得根据中间角的倍角的余弦和正弦的期望值判定从倍角的余弦和正弦的估算值确定该中间角的余弦和正弦的估算值的方法。这样，可获得用于得到这些矢量转子的正弦和余弦的估算值以使保持最高的计算精度同时减少计算量的操作。结果，可在一状态下实现本发明的效果以使保持最高的计算精度同时减少计算量。
本发明还被构成使得该具有相同模方的同相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量以及该镜相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量被生成，且与通过将上述生成的具有相同模方的两矢量进行矢量相加获得的一合成矢量成比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的对应估算值。这样，获得实现通过简单的计算确定中间角的余弦和正弦的估算值的操作，除了带有与定子电流的转子的主凸极方向相同分量的绝对值变小的区域外。这样，可通过非常简单的计算实现本发明的效果。
本发明还被构成使得该具有相同模方的同相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量以及该镜相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量被生成，且与带有同通过将上述生成的具有相同模方的两矢量进行矢量相减获得的一合成矢量的第二和第一分量相互翻转的码的一形式成偏斜比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的对应估算值。这样，通过简单的计算确定中间角的余弦和正弦的估算值，除了垂直于主凸极方向的定子电流分量的绝对值变得不重要的区域外。这样，可通过非常简单的计算实现本发明的效果。
根据如上所述本发明的某些方面，作为一定的计算量的减少的代价，在与定子电流的转子主凸极相同的分量或垂直的分量的区域中的使用受到限制。避免这样一区域使得本发明的效果未被丧失的实践方法在以上被具体描述。
尽管结合优选实施例对本发明进行了描述，可理解可对其进行各种改型，且期望后附的权利要求覆盖落入本发明的精神和范围的所有这样的改型。
权利要求
1.一种用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其具有用于控制以将对转矩的生成有影响的一定子电流划分成在旋转d-q坐标系上的一电流矢量的d轴分量和q轴分量的电流控制过程，该旋转d-q坐标系由与矢量转子相关联的相互成直角的相互正交的d和q轴组成，其中一定子耦合磁通被确定为定子磁通矢量，该定子磁通矢量被划分成具有与电流矢量相同方向的一同相磁通矢量及被确定为该定子磁通矢量和该同相磁通矢量之间一差值的一镜相磁通矢量，且由该同相磁通矢量和该镜相磁通矢量形成的角度的一中间角度的正弦和余弦的估算值被用作为这些矢量转子的一旋转信号。
2.根据权利要求1的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其中该中间角度的一倍角的正弦和余弦的估算值被自该同相磁通矢量或其估算值及该镜相磁通矢量或其估算值确定，且该中间角度的正弦和余弦的估算值被自确定的该倍角的正弦和余弦的估算值确定。
3.根据权利要求1的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其中根据该中间角度的正弦和余弦的估算值的估算的幅值，设定自该倍角的正弦和余弦的估算值确定该中间角度的正弦和余弦的估算值的方法。
4.根据权利要求1的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其中带有相同模方的该同相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量以及带有相同模方的该镜相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量被生成，且与通过将上述生成的具有相同模方的两矢量进行矢量相加获得的一合成矢量的第一分量和第二分量成比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的对应估算值。
5.根据权利要求1的用于同步磁阻电机的矢量控制方法，其中具有相同模方的该同相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量以及具有相同模方的该镜相磁通矢量或具有与其估算值相同方向的一矢量被生成，且与带有相对于通过将上述生成的具有相同模方的两矢量进行矢量相减获得的一合成矢量的第二分量和第一分量被相互反转的代码的一形式成偏斜比例地，确定该中间角度的正弦和余弦的对应估算值。
全文摘要
一种矢量控制方法,精确估算正弦和余弦信号作为矢量转子的旋转信号。磁通矢量估算器12a使用定子的电压和电流信息以通过将该定子磁通矢量被划分成具有与电流矢量相同方向的同相磁通矢量及被确定为该定子磁通矢量和该同相磁通矢量之间差值的镜相磁通矢量来估算该定子磁通矢量。余弦及正弦发生器12b使用该同相磁通矢量和该镜相磁通矢量以生成这些角度的中间角度的正弦和余弦并输出这些矢量转子的旋转信号以实现矢量控制。
文档编号H02P25/02GK1314745SQ0110970
公开日2001年9月26日 申请日期2001年3月15日 优先权日2000年3月17日
发明者新中新二 申请人:大隈株式会社