专利名称：电源频率同步短脉冲串式电源的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及电源领域，更具体地说，涉及电视接收器的备用方式电源。
电子设备在备用方式下消耗的功率正成为日益显露的公共政策问题。例如，1997年9月19日一期《欧洲能源》报道了欧洲委员会优先考虑减少电子设备在备用方式下工作所消耗的能量。文章还指出该委员会已将最初的努力集中在减少电视和VCR(录像机)的备用功率消耗，并从这些产品的制造商那得到自愿许若以不断地减少平均备用功率消耗。
现代电视会有5到10瓦特的备用功率消耗，该功率消耗是由退磁电路和运行在备用方式下的开关式电源引起的。具有附加备用电源以及与退磁电路不相连的电视可将电源消耗减少到1瓦特。
在用于视频显示装置的传统电源装置中，备用变压器的初级绕组连到AC电源。在备用变压器次级绕组的变换电压被全波整流，并由某些线性调节形式调整，以在备用方式操作下为视频显示装置提供电源。只要视频显示装置连接到AC电源，备用电源就消耗功率，并因此在运行方式操作期间也消耗功率。在备用方式下，功率损耗部分地因开关损耗引起。美国专利No.6043994提出了一种用于减小因开关式电源控制器集成电路IC的启动电阻引起的功率消耗的电源。
因此，希望提供一种用于减小因开关损耗引起的备用电源消耗的简单和经济有效的方法。
本发明针对一种备用电源电路，该备用电源电路减小因整个AC电源耦合到功率变换电路的开关损耗引起的备用消耗。同步短脉冲串式电源包括功率变换器，用于将AC电源从较低频率转换到较高频率；响应所述AC电源的选通电路，用于在每当所述AC电源出现在预定范围内时使得所述功率变换器启动较高频率的短脉冲串输出脉冲。提供同步短脉冲串式电源的方法包括以下步骤接收较低频率的AC电源；检测所述AC电源何时出现在预定范围内；以及响应所述检测步骤，启动比所述较低频率高的频率的短脉冲串输出脉冲。
结合附图，通过阅读下述描述，本发明上述及其它特征、方面和优点将变得清楚，其中相同的标号表示相同的元件。
图1示出说明本发明的方框图和波形图。
图2和图3示出了体现本发明的备用电源的原理图。
每幅图中相同的标号表示相同的元件。所示电阻值的测量单位表示为欧姆、千(k)欧姆、或兆(M)欧姆，电容值的测量单位表示为微法拉(μ)或微微法拉(p)。
本发明减小备用开关式电源SMPS中与电路开关有关的功率损耗。发明的备用SMPS直接连接到脉动然而整流过的电源电压，接着在整流过的电源电压的低电平期间，所述电源电压被选通到SMPS。通过产生短脉冲串进行响应的将整流后的电源电压选通到备用SMPS的过程与整流过的电源电压中的预定范围是同步的。
用图1中的方框图10和波形图11-13来说明本发明。由二极管D1对电源电压Vmains进行整流以向阈值检测器1提供脉动的正半波电压V1。当正半波电压V1的上升和下降低于阈值(图1中图11的水平线16)时，阈值检测器1输出电压脉冲V2。例如50或60赫兹的较低电源电压Vmains频率下的电压脉冲V2被自激振荡器23转变为较高频率的锯齿电流脉冲ITr。在某种意义上，就把部分正半波传送到振荡电路23而言，检测器充当选通门。应该指出，AC电源独自地触发并终止短脉冲串V2，不依赖于任何外部开关控制。在图1的示例性实施例中，对检测器1输出的每个电压脉冲V2产生9个锯齿脉冲ITr。这个数字与振荡器的自激频率有关，例如25kHz。因为施加在变压器Tr1上的正半波脉冲V1从其峰值下降到零，所以锯齿电流脉冲的峰值以线性倾斜方式下降，如图所示的那样。施加在变压器上的电压满足关系(电压/电感)乘以时间。在本电路中时间因子是常数，而电源正弦波电压从零上升到峰值然后又从其峰值下降到零。从峰值到零的下降引起锯齿电流脉冲ITr中的线性衰减峰值。相反，在电源电压正弦波的上升沿期间，锯齿电流脉冲ITr的峰值线性上升。
锯齿电流脉冲ITr转换为次级绕组电压VTR1，然后二极管D7将该电压整流成未调整的电压V3。未调整电压V3由电压调整器3平滑并调整为5V的DC输出电压Vout。
图2中的示例性电路包括用于可控地将电源电压Vmains连接到运行方式电源(未示出)的连接点的电路装置20。对通过限流电阻器R13来自已知类型微控制器(未示出)的运行控制信号作出反应，通过光继电器，三端双向可控硅开关T2来通断电压电源Vmains。可以采用其它继电器开关替代三端双向可控硅开关驱动器T2。电压Vmains还连接到三端双向可控硅开关T1，后者在电源电压通过三端双向可控硅开关驱动器T2并降落在由R1和R2组成的电压分压器时被触发。通过三端双向可控硅开关T1的电源电压Vmains连接通过退磁电路21，由二极管桥路装置D11-D14全波整流并由电容器C11滤波，用于运行方式电源。
图2的电路实施例还包括阈检测器1、自激振荡器2和稳压器3的示例性电路实施例。
来自电源电压Vmains且由二极管D1整流过的正半波电压V1在电阻R4和R5之间被分压，且由稳压二极管D3限压，并由电容器C1进行波纹衰减以向晶体管Q1的发射极E提供+12V电压。晶体管Q1由分压器电阻R1和R3以及滤波电容器C2构成的整流器装置在晶体管Q1的基极B产生的电压进行偏置。任选的可调电阻R2允许对基极B的电压进行微调。二极管D2保护晶体管Q1以防因在晶体管Q1的发射极E产生的+12V电压引起的可能反向偏置。当晶体管Q1的基极B的输入电压低于由晶体管Q1的发射极E的电压和分压器R4、R5和D3决定的某个阈值时，晶体管Q1就导通并为自激振荡器电路23提供偏置电压。应该指出，电阻R5使振荡器电路23的接通时间适应不同的电源电压。
在阈值检测电路22中，电容器C1的正极上的+12V电压与晶体管Q1的基极B的电压相比较。晶体管Q1的基极B上大于0小于11.3伏的正电压使晶体管Q1偏置导通，提供大约11.3伏的阈值电平16。在基极B的电压超过11.3伏时，PNP晶体管Q1被偏置为断开。阈值检测器或选通电路22提供低电压电平转换以减少不然会出现在通常的开关式备用电源中的损耗。
图2中的振荡器23是由变压器Tr1、电阻器R6、电容器C3、次级绕组n3和晶体管Q2形成的阻塞式振荡器。该阻塞式振荡器按常规方式工作。应该指出，二极管D4和D5以及电阻器R7对所述振荡电路的基本操作并不是必需的，它是作为一种信号波形调节形式而包括在其中。对阻塞式振荡电路23的描述仅是示例性的而不排斥使用本发明范围内的其它振荡电路或拓扑结构。
由次级绕组n3提供的正反馈使得晶体管Q2导通。流过晶体管Q2基极B的电流使得电容器C3放电，直到电容器C3两端的电压为1.4伏，这时晶体管Q2停止导通，电源通过绕组n2以回授(flyback)方式传送到次级侧。当次级绕组n3有回授电压时，电容器C3被反向偏置为负。这时电流必须再次通过电阻器R6馈送以对电容器C3充电并开始传送从正半波脉冲V1得到的另一个锯齿电流ITR。电容器C4减少了快速转换的辐射。
阻塞式振荡器23以几乎恒定的频率工作，该频率取决于电压Vmains、电阻器R6、电容器C3和绕组n1与绕组n3之间的关系。所述振荡器的工作周期可以基本恒定以使传送到次级绕组n2的能量基本恒定。这种基本恒定的能量得到两个结果。首先，固有地保护备用电源以防变压器Tr1次级侧的短路情况。其次，使用并行电压调节技术可用来调节次级绕组n2提供的电压。例如，在图2中，由次级绕组n2提供的+5伏输出电压部分地受到稳压二极管D7的限制，并由电压调节器IC1调节。使用电压调节器IC1和二极管D7的用途仅仅是用于说明性的而并不是排斥应用本发明范围内的其它调节技术。
在图2的实施例中，阻塞式振荡器23有助于用来将例如50到60赫兹的每个周期出现两个电压脉冲V2的较低电源电压频率转换到对每个电压脉冲V2产生九个锯齿电流脉冲的频率。这种转换允许备用变压器Tr1的尺寸减小，这又导致备用变压器Tr1的消耗功率降低。在示例性电路中达到7.2伏的次级绕组电压VTR1首先由二极管D5整流，由电容器C5滤波，然后由调节器IC1调节。在重新加载的情况下，二极管D7防止电容器C5和调节器IC1承受过高电压。调节器IC输出的电压由电容器C6滤波以提供+5伏的备用电源。
除来自连接到阈值检测电路22的电阻器R5与稳压二极管D3之间的端子的附加光耦合器IC2的电流反馈环外，图3的电路和图2中的备用电源装置是相似的。图2中的电路实施例适合于静态负载或负载的较小变化，其中可调整电阻器R2来最佳地对适合负载量的短脉冲串的启动和终止进行定时。如果对某一负载最佳地调整R2并且实际负载较小，则短脉冲串频率将过高而且功率输出将大于负载所需，造成功率浪费。动态负载应用适合于图3的电路实施例，其中电流反馈通过选通电路来调整短脉冲串V2的启动和终止。图3的电流反馈环消除了对图2中可变电阻器R2调整的需要。
只要次级电压V3高于D7两端产生的参考电压，光耦合器IC2就导通。光耦合器IC2的导通经由反馈环中的电流I1而使晶体管Q1的发射极的参考电压减少，这减少了自激振荡电路22的接通时间。结果，负载减小时输入功率减小，并且图2的电路实施例中的电压控制电位器R2是不必要的。
图4是输入功率对输出功率的范围的示图，说明了由本发明提供的效率增加。普通电源在输出200mW时通常要消耗1W，表示20％的功率变换效率。如图4所说明的那样，例如，有了所发明的瞬时低电压电源选通，约为337mW的输入电源电压功率Pinput转换为约为115mW的备用功率。这表示功率变换效率增加到大约30％。
可利用约有0.1mm气隙的EF16、N67铁芯来构造备用变压器TR1。利用0.1mm直径的CuL线按两层约绕160圈，备用变压器Tr1的初级绕组n1的电感可约为18mH。可使用大约一层0.1mm厚的MYLAR牌聚合薄膜来提供两层绕线之间的电绝缘以减小寄生电容。次级绕组n2可用23圈0.315mm直径的CuL线，而次级绕组n3可用16圈0.315mm直径的线。可使用大约两层0.1mm厚的MYLAR牌聚合薄膜来提供初级绕组n1和次级绕组n2及n3之间的电绝缘。
尽管已经根据具体示例描述了本发明，然而本领域的技术人员将明白在不脱离本发明本质的情况下可对公开的实施例进行修改和变化。例如，在所讨论的实施例中，示出了0到12V之间的正半波电压电平部分通过振荡器电路23。然而可以用2V到12V的阈值范围启动发明的AC电源及终止短脉冲串。然而，0到12V的范围更好，因为较低的零边界使电路设计更简单。而且，作为对来自AC电源的正半波的最优选通的替代，AC电源的全波整流脉冲可以选通到振荡电路23。然而，选通全波整流AC电源脉冲要求耗散过多的功率，对备用方式操作而言是不必要的，由此使得电源电路效率较低。因此，应参考后附的权利要求书而非前述描述，权利要求书指出本发明的实际范围。
权利要求
1.一种同步短脉冲串式电源包括功率变换器(2)，用于将AC电源从较低频率转换到较高频率；响应所述AC电源的选通电路(1)，用于在每当所述AC电源出现在预定范围内时使得所述功率变换器(2)启动较高频率的短脉冲串输出脉冲。
2.根据权利要求1的电源，其特征在于还包括用于把来自所述转换器电路(2)的变换输出电压(V3)调整到备用电压(Vout)的装置(3)，所述装置(3)反馈到所述选通电路(1)以响应所述电源的负载变化来控制所述功率变换器电路(2)的操作。
3.根据权利要求1的电源，其特征在于所述功率变换器包括自激振荡电路(单元2)，并且当所述电源(V1)具有单一电压极性时，所述选通电路(单元1)仅在所述AC电源的所述电源V1的每个周期的两个时段期间允许所述自激振荡电路操作。
4.根据权利要求1的电源，其特征在于所述选通电路包括阈值检测电路(22)，用于在检测到所述电源电压的正波形(V1)部分在所述预定范围内时产生电压脉冲(V2)。
5.根据权利要求4的电源，其特征在于所述阈值检测器(22)包括晶体管(Q1)，所述晶体管(Q1)的基极由所述正波形(V1)的第一分压(R1，R2)进行偏置，以传送所述正波形(V1)的第二分压的所述电压脉冲(V2)。
6.权利要求5的电源电路，其特征在于所述第一分压包括连接到所述晶体管(Q1)的基极的电阻器对(R1，R3)分压器，并且所述第二分压包括连接到所述正波形(V1)和所述晶体管(Q1)的发射极的电阻器对(R4，R5)。
7.权利要求4的电源电路，其特征在于所述功率变换器电路(2)包括自激振荡电路(23)，用于将来自所述选通电路(1)的第一频率的所述电压脉冲(V2)转换成大于所述第一频率的第二频率的电流脉冲(ITr)。
8.权利要求7的电源电路，其特征在于所述自激振荡电路(23)包括晶体管(Q2)，其基极B由所述电压脉冲(V2)进行偏置，以使所述第二晶体管(Q2)可以导通所述电流脉冲(ITr)，所述电压脉冲(V2)由第一二极管整流并在之后对第一电容器(C3)充电，所述电流脉冲(ITr)是通过由连到所述第二晶体管(Q2)的发射极的第二电容器(C4)波纹衰减所述正波形(V1)得到的，所述正波形(V1)激励变压器(TR1)的初级绕组(n1)以回授方式在所述变压器(TR1)的次级绕组(n2)的两端产生次级绕组电压(VTR1)。
9.权利要求7的电源电路，其特征在于还包括连接到变压器(TR1)的次极绕组(n2)的电压调节电路(24)，所述变压器(TR1)的初级绕组(n1)连接到所述自激振荡器电路(2)，所述次极绕组(n2)由通过所述变压器(TR1)初级绕组的所述电流脉冲(ITr)产生次极电压(VTR1)。
10.权利要求9的电源电路，其特征在于所述电压调节电路(24)包括集成电压调节器(IC1)，以提供由所述集成电压调节器(IC1)稳定的次极电压(V3)，所述集成电压调节器(IC1)连接到用于对来自所述次极绕组(n2)的所述电流脉冲(ITr)进行整流及滤波的二极管D6和第一电容器(C5)装置，所述装置对来自所述第二绕组(n2)的所述电流脉冲(ITr)整流及滤波，由第二电容器(C6)对所述次极电压进行滤波以提供备用电压(Vout)。
11.权利要求7的电源电路，其特征在于还包括电压调节电路(244)，所述电压调节电路(244)连接到变压器(TR1)的次极绕组(n2)，通过所述变压器的初级绕组(n1)，可控地导通所述电流脉冲(ITr)以产生次极绕组电压(VTR1)，后者反馈到所述阈值检测电路(222)并调整其接通时间的操作。
12.一种同步短脉冲串式备用电源包括自激振荡功率变换器，用于接收AC电源；变压器初级绕组，连接到所述功率变换器并从其接收脉冲，用于在所述变压器的次极绕组上产生电源；和连接到所述AC电源及所述功率变换器的选通电路，其中在所述AC电源循环到预定范围时，所述选通电路使得所述自激振荡功率变换器可以操作；
13.权利要求12的电源电路，其特征在于所述选通电路包括阈值检测器(22)，用于在检测到所述电源电压的正波形(V1)低于阈值时产生电压脉冲(V2)。
14.权利要求13的电源电路，其特征在在于所述阈值检测器包括晶体管(Q1)，所述晶体管(Q1)的基极由所述正波形(V1)的第一分压(R1，R2)进行偏置，以传送所述正波形(V1)的第二分压和滤波的所述电压脉冲(V2)。
15.权利要求14的电源电路，其特征在于所述第一分压包括连接到所述晶体管(Q1)的基极B的第一电阻器对(R1、R3)分压器，并且所述第二分压包括连接到所述正波形(V1)和所述晶体管(Q1)的发射极之间的第二电阻器对(R4、R5)。
16.权利要求2的电源电路，其特征在于所述自激振荡功率变换器电路将第一频率的所述电压脉冲(V2)变换到大于所述第一频率的第二频率的电流脉冲(ITr)。
17.权利要求16的电源电路，其特征在于还包括连接到变压器(TR1)的次极绕组(n2)的电压调节电路(244)，通过所述变压器(TR1)的初级绕组(n1)，可控地导通所述电流脉冲(ITr)以产生次极绕组电压(VTR1)，所述次极绕组电压(VTR1)反馈到所述阈值检测电路(222)，用于影响所述自激振荡功率变换器的接通时间操作。
18.权利要求17的电源电路，其特征在于所述电压调节电路(244)包括集成电压调节器(IC1)和光耦合器(IC2)，所述集成电压调节器(IC1)连接到二极管D6和电容器(C5)装置，所述装置用于接收所述次极绕组电压(VTR1)并为所述集成电压调节器(IC1)提供电压输入(V3)，所述光耦合器(IC2)连接到所述集成电压调节器(IC1)，用以在所述电压输入(V3)高于参考电压时将由所述次极绕组电压(VTR1)得到的电流传回到所述阈值检测器(222)。
19.权利要求18的电源电路，其特征在于所述参考电压是在连接在所述电压输入(V3)和所述光耦合器(IC2)之间的电阻器(R8)和稳压二极管(D7)的装置的两端产生的。
20.提供同步短脉冲串式电源的方法包括以下步骤接收较低频率的AC电源；检测所述AC电源何时出现在预定范围内；和响应所述检测步骤，启动比所述较低频率高的频率的短脉冲串输出脉冲。
21.根据权利要求20的方法，其特征在于还包括如下步骤响应所述检测，终止对所述短脉冲串输出脉冲的进一步启动。
22.根据权利要求20的方法，其特征在于所述检测步骤包括检测何时所述AC电源低于第一阈值而高于第二阈值。
23.根据权利要求20的方法，其特征在于还包括如下步骤将所述输出脉冲调节到备用电压输出。
24.根据权利要求20的方法，其特征在于还包括如下步骤通过从所述输出脉冲得到的电压来控制所述启动的定时。
25.根据权利要求21的方法，其特征在于还包括如下步骤通过从所述输出脉冲得到的电压来控制所述启动和终止的定时。
全文摘要
一种同步短脉冲串式电源包括功率变换器和响应AC电源的选通电路,所述功率变换器用于将AC电源从较低频率转换到较高频率,所述选通电路用于每当AC电源出现在预定范围内时允许功率变换器(2)启动较高频率的短脉冲串输出脉冲。在其它实施例中,电源具有调节电路,用于调节功率变换器的输出,所述调节电路包括连到选通电路的电流反馈环,用于响应负载变化而对功率变换器进行预调节控制。
文档编号H02M3/335GK1338868SQ01120889
公开日2002年3月6日 申请日期2001年6月6日 优先权日2000年6月6日
发明者A·W·凯勒 申请人:汤姆森许可公司