专利名称：软开关全桥变换器的制作方法
交叉参考的相关申请本申请是2000，8，31申请的09/652869的一部分的继续。
谐振技术的共同特征是使用谐振槽路，其被用于整形半导体开关的电流和电压的波形，从而产生零电流截止，或者零电压导通的状态。不过，与相应的“硬开关”拓扑中的应力相比，在谐振型的变换器中的零电流转换(ZCS)或零电压转换(ZVS)是以增加半导体的电流与/或电压应力为代价实现的。此外，大多数的谐振拓扑需要循环大量的能量，以便产生ZCS或ZVS条件，这增加了导通损耗。这个在开关损失的节省和增加的导通损失之间的大的折中，和在低频下操作的相应的PWM变换器相比，使得高频谐振型变换器的效率降低和/或体积增大。这是在具有宽的电压输入范围的应用中通常发生的情况。此外，可变的工作频率通常被认为是谐振型变换器的一个缺点。结果，虽然谐振变换器被用于许多合适的应用中，例如具有明显的寄生参数的应用，但是谐振技术永远不会在高频大功率密度的应用中的电源工业中获得广泛的应用。
为了克服谐振变换器的一些缺点，其中主要是增加电流应力和导通损失，提出了许多能够使恒频PWM变换器在ZCS或ZVS方式下工作的技术。在具有PWM状的方波电流和方波电压的这些软转换的PWM变换器中，在不显著地增加导通损失的情况下实现了无导通损失和无截止损失。由于实现软转换所需的循环能量相当小，使得导通损失最小，这些变换器可能在高频下获得高的效率。
最流行的一种软开关PWM电路是
图1a所示的软开关全桥(FB)PWM变换器，其由发表在IEEEE Applied Power Electronics Conf.(APEC)Proc.，pp.275-284，1990中的J.Sabate等人的文章“DesignConsiderations for High-Voltage High-Power Full-Bridge Zero-Voltage-Switched PWM Converter”讨论过了。这种变换器的特征在于，在恒定的开关频率下进行的一次开关的ZVS具有较小的循环能量。利用相移技术实现了在恒频下的输出电压的控制。在这种技术中，在桥的Q3-Q4腿中的开关的导通相对于在Q1-Q2腿中的相应的开关的导通时刻被延迟，即，被相移。如图1(b)所示。如果在桥腿之间没有相移，则没有电压加于变压器的一次侧上，因而，输出电压是0。在另一方面，如果相移是180度，则在一次绕组上加上最大伏秒积，其产生最大输出电压。在图1a所示的电路中，滞后开关Q3，Q4的ZVS主要由在输出滤波电感器LF中存储的能量来实现。因为LF的电感相当大，所以在其中存储的能量足以使在滞后腿中的开关Q3，Q4的输出寄生电容C3放电，从而即使在很小的负载电流下也能实现ZVS。不过，超前腿开关Q1和Q2的寄生电容C1，C2的放电由在变压器的漏感LLK中存储的能量来实现，因为在Q1或Q2转换期间，变压器一次侧被同时导通的流过输出滤波电感电流的整流器D1，D2短路。因为漏感LLK较小，在其中存储的能量也较小，使得Q1，Q2的ZVS即使在相当高的电流下也难于实现。通过特意地增加变压器的漏感，和/或通过和变压器的一次侧串联一个较大的外部电感，超前腿开关的ZVS范围可以被扩展到较低的负载电流。如果合适地选择尺寸，所述外部电感可以存储足够的能量，以便使得即使在小电流下也能实现超前腿开关的ZVS。不过，大的外部电感在全负载时也存储极高的能量，使得产生相当大的对于半导体元件的应力具有不良影响的循环能量，并使变换效率降低。
此外，和变压器一次侧串联大电感延长了一次电流从正变负或从负变正所需的时间。这个延长的换向时间引起变压器二次侧上的占空比损失，这又使得效率降低。即，为了在输出端提供全功率，二次侧的占空比损失必须通过减少变压器的匝数比来补偿。在变压器的匝数比较小时，反应到一次侧的输出电流增加，这增加了一次侧的导通损失。此外，因为变压器的较小的匝数比增加二次侧整流器上的低压应力，因而需要一般具有较高的导通损失的较高额定电压的整流器。
最后，应当注意，图1a的一个主要的限制是，在整流器的截止期间，在变压器的二次侧具有严重的寄生振铃(parasitic ringing)。所述振铃是由整流器的结电容和变压器的漏感以及外部电感引起的。为了控制振铃，需要在二次侧使用大的缓冲电路，这使得电路的变换效率大为降低。
通过使用可饱和的外部电感器代替线性电感器，在图1a所示的FBZVS-PWM变换器中的超前腿开关的ZVS范围可以扩展到低的负载电流而不显著地增加循环能量，如发表在IEEE Power ElectronicsSpecialists’Conf.rec.mpp.189-194，1991中的G.Hua等人的文章“AnImproved Full-Bridge Zero-Voltage-Switched PWM Converter Uaing aSaturable Inductor”和在1992，6，21公开的L.j.Hitchcock等人的美国专利5132889所述。然而，即使利用这些实施例，这些变换器的性能也远不是最佳的。
在委托给本申请的代理人的在2000，8，31申请的Jang和Jovanovic的专利申请09/652869中披露了一种FB ZVS-PWM变换器，其在整个负载范围内实现了一次开关的ZVS，基本上没有二次侧占空比损失，并且循环能量最小。这种变换器如图2所示，其中使用一次侧耦合电感器实现宽范围的ZVS。连接的电感的两个绕组相互串联，并且其公共端和变压器的一次绕组的一端相连，一次绕组的另一端接地。连接电感的其它两端通过相应的隔直电容器和两个桥腿的中点相连。二次侧可以利用任何形式的全波整流器实现，例如具有中心抽头的二次侧的全波整流器，具有电流倍增的全波整流器，或者全桥全波整流器。在这种变换器中的输出电压的调节通过使用恒频相移控制来实现，如图1a所示的电路中那样。
图2中的电路利用在耦合电感器的磁化电感中存储的能量使将要导通的开关两端的电容器放电，因而实现ZVS。借助于正确地选择耦合电感器的磁化电感的值，图2中的一次开关即使在空载时也能实现ZVS。这个特征是和常规的FB ZVS十分不同的，在常规的FB ZVS中，滞后腿开关的电容被在输出滤波电感器中存储的能量放电，而超前腿开关的电容的放电由变压器的漏感或外部电感中存储的能量放电。因为在图2的电路中，在小负载时产生ZVS条件所需的能量不需要被存储在漏感中，所以可以使变压器的漏感最小。结果，使得二次侧上的占空比损失最小，这使得变压器的匝数比最大，因而，使导通损失最小。此外，使变压器的漏感最小大大减小了由漏感和整流器的结电容之间的谐振引起的二次侧振铃，这又大大减小通常用于阻尼所述振铃的缓冲电路的功率损失。
在本发明中，归纳了用于实现一次开关的ZVS的概念。利用这个归纳的概念导出了具有相同特性的一类FB ZVS变换器。
因为在小负载时用于产生ZVS条件的能量不被存储在变压器的漏感中，所以可以使变压器的漏感最小，这还使得变换器的二次侧的占空比损失最小。结果，本发明的变换器可以在尽可能大的占空比条件下操作，因而使一次开关的导通损失和加于变压器的二次侧上的元件上的应力最小，从而改善了变换效率。此外，因为使漏感最小，所以也使得由漏感和整流器的结电容之间的谐振引起的二次侧寄生振铃最小，所以也减小了通常为阻尼振铃所需的缓冲电路的功率消耗。
本发明的电路可以作为dc/dc变换器，或者可以作为dc/ac变换器。如果作为dc/dc变换器，则可以使用任何形式的二次侧整流器，例如，具有中心抽头的二次绕组的全波整流器，具有电流倍增器的全波整流器，或者全桥全波整流器。此外，在本发明的一些实施例中，不和负载电路相连的变压器简化为一个绕组的电感器。
图12表示当输出Y被调节时从图3的电路得到的dc/dcFB ZVS-PWM变换器的实施；图13表示当输出Y被调节时从图9的电路得到的dc/dcFB ZVS-PWM变换器的实施；图14表示当输出X被调节时从图11的电路得到的dc/dcFB ZVS-PWM变换器的实施；图15表示当输出X被调节时从图9的电路得到的dc/dcFB ZVS-PWM变换器的实施；图16表示当输出X被调节时从图3的电路得到的dc/dcFB ZVS-PWM变换器的实施；图17表示一种大功率的dc/dc变换器的实施，其中使用两个FB ZVS-PWM变换器，它们共用同一个电流倍增器整流器。每个FB ZVS-PWM变换器是借助于调节Y从图3的电路得到的；图18表示对于按照图15实施的电路电容器CBI的预充电电路；以及图19表示对于按照图2实施的电路电容器CBI和CB2的预充电电路。
一般地说，如图4所示，在图3电路中的变压器X和Y的绕组的伏秒积取决于在桥腿S1-S2和S3-S4中的相应的开关的导通时刻之间的相移。就是说，对于零相移，即当开关S1和S2及其相应的开关S3和S4协调地导通和截止时(图4中的D-0)，变压器XY的一次绕组两端的电压vAB是0。结果，对于零相移，变压器XY的一次绕组的伏秒积是0。与此同时，因为绕组AC两端的电压vAC必须等于绕组CB两端的电压vCB，这是因为绕组AC和CB具有相同的匝数，并且因为vAB＝vAC+vCB＝0，所以vAC＝vBC＝0。结果，变压器TY的一次绕组两端的电压vCO等于vDN/2，即，变压器的一次绕组的伏秒积最大，类似地，当开关S1和S2及其相应的开关S3和S4反相导通和截止时，即具有180度的相移(图4中的D＝1)时，在变压器TX的一次侧上的伏秒积最大，而变压器TY的一次侧的伏秒积是0(最小)。因为输出电路X，Y的输出电压正比于相应的一次绕组的伏秒积，所以图3的电路以互补的方式向输出X和Y提供功率。具体地说，对于零相移(D＝0)，向输出Y提供最大功率，而不向输出X提供功率(或最小功率)，对于180度的相移(D＝1)，向输出X提供最大功率，而不向输出Y提供功率。
因为随着相移的改变而提供给输出X，Y的功率的增加的改变是在相反方向，所以如果使用恒频控制，则图3的电路不能同时调节两个输出。然而，所述电路以互补的方式向X，Y提供功率便使得所述电路对于在宽的输入电压和负载电流的范围内实现一次开关的ZVS是理想的。即，如上所述，常规的FB ZVS-PWM变换器难于实现超前腿开关的ZVS。具体地说，当负载减少时，被存储在变压器的漏感和任何串联连接的外部电感中的用于使要导通的超前腿开关的电容器放电的能量随负载的减小而减小。如果在图3的电路中一个输出被调节，则输出的能量随负载的减小而减小。与此同时，在相关的变压器的磁化电感中存储的能量也将减小，这是因为，小的负载要求变压器的一次绕组上的小的伏秒积。然而，在另一个未被调节的输出电路中的能量以及在相应的变压器的磁化电感中的能量将增加，这是因为在变压器的一次侧上增加的伏秒积所致。这个在未被调节的输出电路中和变压器的磁化电感中的能量可用于在较轻的负载下包括空载的情况下产生一次开关的ZVS条件。
为了便于分析图3所示的电路的操作，图5示出了当输出Y被调节时的简化的电路图。在图5所示的简化的电路中，假定只有在未被调节的输出的变压器TX的磁化电感中存储的能量被用于产生ZVS条件。因为在输出电路X中没有能量被存储用于产生ZVS条件，所以输出电路X和相关的变压器X的二次侧在图5中没有示出。实际上，因为图5所示的电路中只有变压器TX的一次绕组被使用，变压器TX作为耦合电感操作。一般地说，这种简化对于电路的操作没有大的影响。即，除去在变压器TX的磁化电感中存储的能量之外，如果在示出电路X中存储的能量被用于ZVS，则输出电路的唯一的影响是增加可用于产生ZVS条件的可利用的总能量。不过，由于减少了元件的数量，图5的方案实际上是优选的。
进一步简化分析，假定导通的半导体开关的电阻是0，而非导通的电阻是无穷大。此外，两个变压器的漏感被忽略，这是因为它们对电路的操作的影响不大。最后，被调节输出的变压器TY的漏感也被忽略，因为其对电路的操作没有大的影响(虽然被存储在所述电感中的能量可被用于帮助在大负载时实现ZVS)。不过，作为耦合电感器操作的变压器TX的磁化电感和一次开关C1-C4的输出电容在分析时不能忽略，这是因为它们在电路的操作中起重要作用。因而，在图5中，变压器TX被模拟为一个理想变压器，具有和一次绕组AC串联连接的磁化电感LMX，而变压器TY只被模拟为一个具有匝数比nv的理想变压器。应当注意，变压器TX的磁化电感LMX代表在端子A和B之间测量的电感。
参见图5，可以建立电流之间的下述关系iPY＝iPX1+iPX2(1)NPYiPY＝NSYiSY(2)i1＝iPX1+iMX(3)i1＝iPX2-iMX(4)因为变压器TX的绕组AC和绕组CB的匝数相同，所以有iPX1＝iPX2(5)把式(5)代入式(1)-(4)，得iPX1=iPX2=iSY2ny,---(6)]]>i1=iSY2ny+iMX,---(7)]]>i2=iSY2ny-iMX,---(8)]]>
其中nY＝NPY/NSY是变压器TY的匝数比。
由式(7)和(8)可见，两个桥腿的电流i1，i2由两个分量构成负载电流分量iSY/2nY和磁化电流分量iMX。负载电流分量直接和负载电流有关，而磁化电流不直接和负载有关，而是和磁化电感上的伏秒积有关。即，只有当相移被改变以便维持输出调节时才发生磁化电流随负载电流的改变。通常，在轻负载时随负载的改变发生的相移的改变和重负载时相比较大。因为在图5的电路中相移随负载接近0而增加，LMX的伏秒积也增加，使得在图5中的电路在空载时呈现最大的磁化电流，这使得在空载时能够实现ZVS。
因为磁化电流iMX对负载电流没有贡献，而是在两个桥腿之间流动，如图5所示，其代表循环电流。一般地说，这个循环电流和其相关的能量应当被减到最小，以便减少损失，因而使变换效率最大。由于LMX的伏秒积和负载电流呈倒数相关，在图5中的电路在全负载时比在轻负载时循环较少的能量，因此，能够在宽的负载范围内以最小的循环电流实现ZVS。
为了进一步理解图5所示的电路的操作，图6示出了当所述电路以dc/dc变换器被实现时的主要的电流和电压波形。图6的波形是根据专利申请09/652869中所述的分析获得的，其中假定输出电路Y包括低通LC滤波器，其具有大的滤波电感LF，使得在开关周期期间反应到变压器TY的一次侧的负载电流是常数，如图6的波形(k)所示。由图8的波形(m)和(n)可见，对于所有的4个一次开关S1-S4，在截止的瞬间通过开关的电流的幅值是相同的，即|i1(T1)|=|i2(T4)|=|i1(T7)|=|i1(T10)|=|iPY2|+|IMX|,---(9)]]>其中，IMX是磁化电流iMX的幅值。
按照式(9)，在两个腿中的开关的换向由被一次电流iPY和磁化电流iMX存储的能量实现，在所述换向期间截止开关的电容被充电(加于开关上的电压增加)，并且要导通的开关的电容被放电(开关上的电压减少)。虽然由磁化电流iMX贡献的换向能量总是被存储在变压器TX的磁化电感LMX中，但是由电流iPY贡献的换向能量或者被存储在输出电路Y的滤波电感(图5中未示出)中，或者被存储在变压器TX和TY的漏感(图5中未示出)中。具体地说，对于超前腿S1和S2，由iPY贡献的换向能量被存储在输出滤波电感LF中，而对于滞后开关S3，S4，则被存储在变压器的漏感中。因为需要减少变压器TY的漏感以便减轻二次侧的寄生振铃，所以在其漏感中存储的能量是相对小的，即比在输出滤波电感中存储的能量小得多。结果，在图3的电路中，在整个负载范围内，容易实现超前腿开关S1和S2的ZVS，而滞后腿开关S3和S4的ZVS则需要合适大小的磁化电感LMX，因为在轻负载时，几乎用于产生滞后腿开关S3和S4的ZVS条件所需的全部能量都被存储在磁化电感中。
通过假定图3中的输出X被调节可以进行类似的分析。当输出X被调节时的简化电路图如图7所示。在图7的简化电路中，假定只使用在未被调节的输出的变压器TY的磁化电感中存储的能量来产生ZVS条件。因为在输出电路Y中没有存储的能量用于产生ZVS条件，所以在图7中没有示出输出电路Y。此外，因为没有输出电路Y，所以变压器TY工作在二次绕组开路的状态下，即，只有变压器的一次绕组在电路的操作中被涉及。因此，在图7的电路中，变压器TY作为电感器操作。在图7的简化电路中，这个电感器被模拟成电感LMY。此外，在图7中，变压器TX的磁化电感被忽略，因为其对于电路的操作没有重要作用。一般地说，这种简化对于电路的操作没有大的影响。即，如果除去存储在变压器TY的磁化电感中的能量之外，存储在输出电路Y中的能量也用于ZVS条件，则输出电路Y的唯一的影响是增加可用于产生ZVS条件的总的可利用的能量。不过，由于减少了元件数量，图7的方案在实际上是优选的。
参照图7，可以建立电流之间的关系如下NPXi1-NPXi2-NSXiSX＝0 (10)iMY＝i1+i2(11)对i1和i2解方程(10)和(11)得i1=iMY2+iSX2nX,---(12)]]>i2=iMY2-iSY2nX,---(13)]]>其中nX＝NPX/NSX是变压器TX的匝数比。
由式(12)和(13)可见，两个桥腿中的电流i1和i2由两个分量构成负载电流分量iSX/2nX和磁化电流分量iMY/2。负载电流分量直接和负载电流有关，而磁化电流不直接和负载有关，而是和磁化电感上的伏秒积有关。即，只有当相移被改变以便维持输出调节时才发生磁化电流随负载电流的改变。通常，在轻负载时即在负载向空载减小时，随负载的改变发生的相移的改变和重负载时相比较大。此外，因为在图7的电路中相移随负载接近0而减少，LMY的伏秒积也增加，使得在图7中的电路在空载时呈现最大的磁化电流，这使得在空载时能够实现ZVS。
由图7可见，磁化电流iMY对负载电流没有贡献，这是因为这个电流的一半沿相反的方向通过变压器X的一次绕组AC和CB。因此，电流iMY代表应当被最小化的循环电流。由于LMY的伏秒积和负载电流呈倒数关系，图7中的电路和图5中的电路一样，在全负载时比在轻负载时循环较少的能量，因此，能够在宽的负载范围内以最小的循环电流实现ZVS。
图8表示当所述电路以dc/dc变换器被实现时的主要的电流和电压波形。图8的波形是这样获得的假定输出电路X包括低通LC滤波器，其具有大的滤波电感LF，使得在开关周期期间反应到变压器TY的一次侧的负载电流是常数，如图8的波形(k)所示。由图8的波形(m)和(n)可见，对于所有的4个一次开关S1-S4，在截止的瞬间通过开关的电流的幅值是相同的，即|i1(T1)|=|i2(T4)|=|i1(T7)|=|i1(T10)|=|iSX2nX|+|IMY2|,---(14)]]>其中，IMY是磁化电流iMY的幅值。
不过，应当注意，和图5的方案相反，在图7的实施例中，用于产生滞后腿开关S3和S4的ZVS条件的能量被存储在输出滤波电感中，而用于产生超前腿开关S1，S2的ZVS条件的能量被存储在变压器TX的漏感和电感LMY中。因此，在图7的电路中，和滞后腿开关相比实现超前腿开关的ZVS较难。实际上，因为实现超前腿S1，S2的零电压换向所需的几乎所以能量被存储在电感LMY中，所以为了在宽的负载范围内实现超前腿开关的ZVS需要合适大小的磁化电感LMY。
本发明的隔离的、相移控制的FB ZVS-PWM变换器的其它归纳的实施例如图9，10和11所示。图9，10和11所示归纳电路的特征和操作和图3所示的相同。实际上，图9的电路是通过把电压源V1，V2从变压器TX的每个一次侧移动到变压器TY的一次侧而获得的。因为这个电路变换不改变任何电路支路的电流和节点电压，所以不改变电路的波形。图10和11的电路是分别由图3和图9的电路通过分裂变压器Y的一次绕组获得的。因为这种变换也不改变任何电路支路的电流和节点电压，所以图3，9，10和11所示的所有归纳电路的操作都相同。
按照图3，9，10和11所示的归纳的实施例，可以得到许多FB ZVS-PWM变换器。图12到图17表示作为dc/dc变换器的这些电路结构的一些例子。应当注意，所示的结构的许多其它的改变和改型都是可能的。具体地说，所述归纳的电路及其实施也可以作为dc/ac来实施。
图12的电路是由图3的电路通过利用电流倍增整流器实现输出电路Y来实现的。未被调节输出的变压器TX作为耦合电感器LC来实施，其中电压源V1，V2分别利用电容器CB1，CB2来实施。即，电容器CB1，CB2足够大，使得由这些电容器和磁化电感LC形成的串联谐振电路的谐振频率比当加于电容器上的电压恒定并且等于VIN/2时的开关频率小得多。还应当注意，图12的电路也可以利用其它形式的二次侧整流电路来实施，例如全波整流器，如图2所示。
图13表示图9中的电路的一个实施例。在该实施例中，电压源V1是借助于利用两个电容器分裂干线电压而获得的。在理论上，电容器CB是不需要的，其用于在桥腿开关的波形不同时阻止变压器TX饱和。不过，这个电容器在实际上总是被使用。一般地说，电容器CB两端的电压很小(接近0)，因为这个电容器上只加有由桥腿的不匹配而引起的电压差。
图14表示当Y是被调节的输出时按照图11电路的FB ZVS-PWM变换器的实施，而图15表示当X是被调节的输出时图11的电路。两个实施方案使用电容器CB1作为电压源V1。应当注意，图14的电路使用耦合电感器LC存储用于ZVS的能量，而图15中的电感器L是非耦合的。在两个电路中，电压源V1也可以如图13那样通过分裂干线电压来实现。
最后，图16和图17表示两个FB ZVS-PWM变换器的实施。图16的电路是由图3归纳的电路通过调节输出X得到的。图17的电路适合于具有高的输入电压的大功率的应用，其中使用两个FB ZVS-PWM变换器，如图12所示，它们共用同一个电流倍增整流器。在这种电路中，开关对Q1-Q6，Q2-Q5，Q3-Q8和Q4-Q7同时导通和截止。
如上所述，在本发明的电路中，在一个桥腿的开关中比在另一个桥腿的开关中实现ZVS更为困难，这是因为用于在两个桥腿中产生ZVS条件的可利用的能量不同。一般地说，对于在这样的桥腿中的开关产生ZVS条件较为困难，这种桥腿利用在非调节的输出的变压器的磁化电感中存储的能量和在变压器的漏感中存储的能量。为了实现ZVS，这种能量必须至少等于使要导通的开关的电容器放电(同时使刚刚截止的开关的电容器充电)所需的能量。在大负载电流的情况下，ZVS主要靠存储在变压器TX，TY的漏感中的能量来实现。当负载电流减少时，在漏感中存储的能量也减少，而在未被调节的输出的变压器的磁化电感中存储的能量增加，使得在小负载下所述磁化电感提供为ZVS所需的能量的一部分。实际上，在空载时，磁化电感提供为产生ZVS条件所需的全部能量。因此，如果在未被调节的输出的变压器的磁化电感的值被这样选择，使得使得在空载和最大输入电压VIN (max)下实现ZVS，则ZVS在整个负载和输入电压范围内被实现。
忽略变压器绕组的电容，实现在输出Y被调节的实施中的滞后腿开关的ZVS所需的磁化电感LMX是LMX≤132CfS2,---(15)]]>而实现在输出X被调节的实施中的超前腿开关的ZVS所需的磁化电感
LMY是LMX≤1128CfS2,---(16)]]>其中C是在相应的腿中的一次开关两端的总电容(寄生电容和外部电容，如果有的话)。
由图5可见，通过磁化电感LMX流过的电流iMX在两个桥腿中引入不对称的电流。即，因为在本发明的具有被调节的输出Y的电路中，i1＝i2+2iMX(由式(3)-(5)得)，使得超前腿S1-S2比滞后腿S3-S4总是具有较高的电流。在另一方面，对于具有被调节的输出X的本发明的电路，例如图7所示，两个腿具有相同的电流。此外，如果在具有被调节的输出Y的电路中的电流的不平衡是严重的，即，如果如果在滞后腿S3-S4中的电流i2大大低于在超前腿S1-S2中的电流i1，则对于两个腿可以选择不同大小的开关而不牺牲电路性能。
最后，应当注意，在本发明的电路中，在二次侧上的寄生振铃被大大减少了，这是因为这些电路不需要增加变压器的漏感，或者大的外部电感，用于存储供滞后腿开关的ZVS所需的能量。因为在本发明的电路中的变压器可以具有小的漏感，所以在变压器的漏感和整流器的结电容之间的二次振铃可以被大大减少。任何残余的振铃可以通过小(小功率)的缓冲电路被阻尼。
本发明的电路的控制和任何其它的恒频FB ZVS-PWM变换器的控制相同。实际上，在市场上可得到的任何集成的相移控制器都可以使用。不过，应当注意，在具有被调节的输出Y的电路中，当桥腿在同相(0度相移)时获得最大输出电压(伏秒积)，而在具有被调节的输出X的电路中，当桥腿在反相(180度相移)时获得最大输出电压(伏秒积)。这个在两种电路实现的控制特性的差别对于控制环的设计具有很小的影响，因为在电压控制环中的简单的控制信号的倒相便解决问题。
因为在图3，9，10和1 1中的电压源V1＝VIN/2和V2＝VIN/2分别由电容器CB1，CB2来实现，如图2和图12-17所示，在启动时刻之前，需要对这些电容器预充电到VIN/2的电压。即，不使电容器的预充电电压为0，这使得在启动期间在变压器的绕组上的伏秒积不平衡。这个伏秒积不平衡可以导致变压器的饱和，使得在一次侧产生可以破坏开关元件的过量的电流。图18和19表示预充电电路的一个例子。图18表示用于图1的电路的利用电阻RC实现的预充电电路，而图19表示对于图2所示的电路实现的预充电电路。应当注意，对于本发明的任何电路，可以有许多不同形式的预充电电路。
应当注意，上面的详细说明只是作为例子用于说明本发明的实施例，并不构成对本发明的限制，在本发明的范围内，可以作出许多改变和改型，本发明只由下面所附的权利要求限定。
权利要求
1.一种具有相移调制的软开关恒频全桥功率变换器，包括输入电源；第一和第二桥腿，每个桥腿包括一对串联的可控的适用于连接在所述输入电源两端的开关装置，每个所述可控的开关装置包括开关，在所述开关两端反并联连接的二极管以及在所述开关两端连接的电容器；第一和第二磁装置，每一个具有围绕相应的磁心形成的多个绕组；所述第一和第二磁装置和所述第一和第二桥腿在一种结构中这样相连，使得在所述第一和第二桥腿中的相应的开关同相地打开和闭合时，所述第一磁装置的所述绕组的伏秒积最大，并且所述第二磁装置的绕组的伏秒积最小，并且当所述第一和第二桥腿中的相应的开关被反相地打开和闭合时，所述第一磁装置的所述绕组的伏秒积最小，所述第二磁装置的绕组的伏秒积最大；所述第一和第二磁装置相连的多个电容器，用于通过提供所述绕组的伏秒平衡阻止所述磁装置饱和；用于连接负载的输出电路。
2.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于所述第一磁装置作为具有一次绕组和二次绕组的变压器被设置，并且其中所述第二磁装置作为具有两个串联的绕组的耦合电感器被设置，并且其中所述耦合电感器的磁化电感被这样选择，使得在所述磁化电感中存储的能量足够大，以便使要导通的所述每个开关装置的所述输出电容放电，使得在所述负载的整个电流范围内在导通的时刻加于所述开关装置上的电压被大大减少。
3.如权利要求2所述的功率变换器，其特征在于所述输出电路和所述变压器的二次绕组相连。
4.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于所述第二磁装置作为具有一次绕组和二次绕组的变压器被设置，并且其中所述第一磁装置作为电感器被设置，并且其中所述电感器的电感被这样选择，使得在所述电感器中存储的能量足够大，以便使要导通的所述每个开关装置的所述输出电容放电，从而使得在所述负载的整个电流范围内在导通的时刻加于所述开关装置上的电压被大大减少。
5.如权利要求4所述的功率变换器，其特征在于所述输出电路和所述变压器的所述二次绕组相连。
6.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于还包括多个电阻，用于在所述电源被加到所述功率变换器上之后立即对所述多个电容器预充电，使得在启动期间所述多个电容器提供用于维持所述第一和第二磁装置的所述绕组的伏秒积所需要的电压。
7.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于所述输出电路是全波整流器。
8.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于所述输出电路是电流倍增器。
9.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于所述输出电路包括滤波器。
全文摘要
一种软转换的、全桥的、脉宽调制的(FB PWM)变换器在输入输入电压和输出负载的宽的范围内提供用于桥开关导通的零电压转换(ZVS)条件。这种FB ZVS－PWM变换器在实现ZVS时具有最小的占空比损失和最小的循环电流，这使得变换器的效率最佳。一次开关的ZVS通过使用两个磁元件来实现，当在两个桥腿之间的相移改变时，所述两个磁元件的伏秒积沿相反的方向改变。有关磁元件总是作为变压器工作，而另一个磁元件可以是耦合的电感器或者不耦合的(一个绕组)电感器。所述变压器被用于提供隔离的输出，而所述电感器用于存储用于实现ZVS所需的能量。
文档编号H02M7/48GK1441542SQ0211835
公开日2003年9月10日 申请日期2002年2月28日 优先权日2002年2月28日
发明者扬塔斯克·贾, 米兰·M·乔瓦诺维奇 申请人:台达电子工业股份有限公司