专利名称：变换装置及其控制方法
技术领域：
本发明涉及变换装置和变换装置的控制方法。
背景技术：
变换装置是把外加的DC连接电压变换为交流电压的装置。变换装置特别是用于感应电动机的驱动。相关的变换装置通过进行脉冲宽度控制等，把外加的DC连接电压变换为交流电压。其输出电压由外加的DC连接电压的电压值、脉冲宽度的控制的导通负载等来决定。
另外，在变换装置中，使用了与感应电动机的额定值相应的输出容量。该变换装置的输出容量由输出电压和输出电流决定。变换装置中使用的元件的额定值也由该输出容量来决定。并且，特别是在作为感应电动机驱动用的VVVF(可变电压可变频率输出)变换器中，有的能以更高的输出容量来进行工作。
但是，当变换装置的输出电压较高时，如果原封不动地输出额定值电流，则变换装置的输出容量就会增加。如果变换装置的输出容量增大，则对于内置在变换装置中的元件，就有必要使用与该输出容量相应的元件。为此，对该元件必须使用额定值为一个等级以上的。另外，风扇也必须使用散热效果大的。从而导致了变换装置的大型化，也使成本上升了。
发明内容
鉴于以上所述问题的存在，本发明的目的在于提供一种能防止大型化和成本上升的变换装置及其控制方法。
为了实现上述目的，本发明第一观点的变换装置包括预先设定最大输出容量，根据控制信号把直流电压变换为交流电压，把变换的交流电压外加到负载上的电压变换部；设定该电压变换部的额定电流，使所述电压变换部的输出容量为最大输出容量以下，生成控制信号，使对所述负载的输出电流为该额定电流以下，并提供给该电压变换部的控制部。
根据这样的结构，因为电压变换部的输出容量为最大输出容量以下，所以能防止装置的大型化和成本上升。
并且，所述控制部可以包括比较所述直流电压和与所述最大输出容量对应的阈值电压，如果该直流电压超过该阈值电压，就减小所述额定电流的额定电流减小部件。
另外，所述控制部的结构可以是根据所述电压变换部的从直流电压到所述交流电压的变换损失来设定所述阈值电压。
另外，所述控制部可以设定电流指令值，使对所述负载的输出电流为所述额定电流以下，并根据该设定的电流指令值来生成所述控制信号。
另外，所述控制部(17)在所述直流电压(Vdc)超过给定值(Vdc12)时，对所述电压变换部(12)设定预先设定的不连续运转用的额定电流(Idec)，生成不连续运转用的控制信号，使所述输出电流为该不连续运转用的额定电流(Idec)以下，并使该电压变换部(12)的输出容量为所述最大输出容量以下，来提供给该电压变换部(12)。
此时，所述不连续运转用的额定电流可以比所述直流电压(Vdc)在给定值(Vdc12)以下时所设定的额定电流(Ir)还低。
为了实现上述目的，本发明第二观点的变换装置的控制方法是具有预先设定最大输出容量，把直流电压变换为交流电压，把该变换的交流电压外加到负载上的电压变换部的变换装置的控制方法，该方法包含设定该电压变换部的额定电流，使所述电压变换部的输出容量为最大输出容量以下的步骤；生成控制信号，使对所述负载的输出电流为所述额定电流以下，并提供给所述电压变换部的步骤。
下面简要说明附图。
图1是表示本发明实施例的变换装置结构的框图。
图2是表示图1的控制部的动作的程序框图。
图3是表示运算中使用的系数的内容的说明图。
图4是表示图1的变换装置的动作的说明图。
下面简要说明附图符号。
12—电压变换部；13—U相电流检测器；14—V相电流检测器；16—DC连接电压检测器；17—控制部；19—感应电动机。
具体实施例方式
下面，参照附图来说明本发明实施例的变换装置。
图1表示了本实施例的变换装置结构。
本实施例的变换装置是输出电压为矩形波的电压形变换器，由直流平滑电容器11、电压变换部12、U相电流检测器13V、相电流检测器14、转子位置检测器15、DC连接电压检测器16和控制部17构成。
直流平滑电容器11用于使直流电源18的直流电压平滑化。
电压变换部12根据由控制部17提供的电压指令值，把用直流平滑电容器11平滑化了的DC连接电压变换为交流电压。电压变换部12具有晶体管Q1～Q6和二极管D1～D6。须指出的是，在该晶体管Q1～Q6中，使用了IGBT(Injection Enhanced Gate Transistor)等。
晶体管Q1～Q6是根据从控制部17提供的脉冲信号来进行开关的开关元件。晶体管Q1、Q3、Q5的集电极连接着直流平滑电容器11的正极。晶体管Q2、Q4、Q6的集电极分别连接着晶体管Q1、Q3、Q5的发射极，发射极分别连接着直流平滑电容器11的负极。
在晶体管Q1的发射极和晶体管Q2的集电极的连接点上连接着感应电动机19的U相线圈。在晶体管Q3的发射极和晶体管Q4的集电极的连接点上连接着V相线圈。在晶体管Q5的发射极和晶体管Q6的集电极的连接点上连接着W相线圈。
二极管D1～D6是当晶体管Q1～Q6断开时，用于对输出电流进行整流的二极管。二极管D1～D6的阴极分别连接在晶体管Q1～Q6的集电极上。二极管D1～D6的阳极分别连接在晶体管Q1～Q6的发射极上。
电压变换部12把变换的交流电压外加到负载即三相感应电动机(图中，称作“IM”)19上。
U相电流检测器13、V相电流检测器14分别检测提供给感应电动机19的U相、V相的一次线圈(定子线圈)的电流的电流值Iu、Iw。
转子位置检测器15检测转子轴相对于感应电动机19的定子的线圈轴(例如以U相的线圈轴为基准轴)的旋转角。
DC连接电压检测器16检测用直流平滑电容器11平滑化的直流电压的电压值Vdc。
控制部17分别从U相电流检测器13、V相电流检测器14取得电流值Iu、Iw。控制部17根据取得的电流值Iu、Iw来控制电压变换部12。须指出的是，在本实施例中，使用矢量控制作为控制方法。
在进行矢量控制时，控制部17对三相的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*进行运算。当为VVVF变换器时，控制部17根据电压指令值Vu*、Vv*、Vw*来设定频率，生成基于该频率的脉冲信号。然后，控制部17把该脉冲信号输出到电压变换部12中。999另外，控制部17进行使变换装置的输出电力不超出最大输出容量(最大输出电力)的控制。如上所述，根据输出电压和输出电流求出变换装置的输出容量。因为输出电压的检测是困难的，所以控制部17根据DC连接电压的电压值Vdc来进行控制，使变换装置的输出电力不超出最大输出容量(最大输出电力)，并且在可以连续运转的范围内，使输出容量为一定。
为了进行这样的控制，在DC连接电压Vdc的电压值中，设定阈值Vdc1、Vdc2。阈值Vdc1是与变换装置的最大输出容量对应的阈值，是用于切换为控制容量一定的阈值。阈值Vdc2是表示可以连续运转的范围的阈值。控制部17具有未图示的存储器，把阈值Vdc1、Vdc2预先存储在该存储器中。
下面，说明本实施例的变换装置的动作。
直流平滑电容器11把直流电源18的直流电压平滑化。在电压变换部12的晶体管Q1～Q6中，外加由直流平滑电容器11平滑化了的DC连接电压。DC连接电压检测器16检测该DC连接电压的电压值Vdc。
通过使晶体管Q1～Q6导通、断开，生成交流电压，电流流向感应电动机19的U、V、W相的各线圈。U相电流检测器13、V相电流检测器14分别检测流入感应电动机19的U、V相的各线圈的电流的电流值Iu、Iv。
在进行矢量控制时，控制部17分别从U相电流检测器13、V相电流检测器14取得电流值Iu、Iv，从转子位置检测器15取得转子位置。须指出的是，根据三相平衡这一条件，能从电流值Iu和电流值Iv算出W相的电流的电流值Iw。
控制部17使用转子位置来进行以定子轴为观测坐标的静止坐标系的电流值Iu、Iv、Iw的坐标变换，求出以转子轴为观测坐标的旋转坐标系的激磁电流值Id和转矩电流值Iq。
另外，如果设定激磁电流的电流指令值Id*和转矩电流的电流指令值Iq*，控制部17就求出激磁电流的电流指令值Id*和激磁电流值Id的偏差cd、转矩电流的电流指令值Iq*和转矩电流值Iq的偏差eq。
控制部17如果求出偏差ed、eq，就进行求出的偏差ed、eq的PI(比例积分)运算等，分别求出使偏差ed、eq为0的电压指令值Vd*、Vq*。
然后，控制部17根据转子位置，进行电压指令值Vd*、Vq*向静止坐标系的坐标变换，求出三相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。
在进行PWM(Pulse Width Modulation)控制时，控制部17根据求出的各电压指令值Vu*、Vv*、Vw*来生成脉冲信号，把该脉冲信号向电压变换部12的晶体管Q1～Q6的栅极输出。
晶体管Q1～Q6根据从控制部17提供的脉冲信号来导通、断开，彼此相位不同的交流电流流向感应电动机19的U、V、W相的各线圈。
另外，控制部17根据DC连接电压检测器16检测的DC连接电压Vdc的电压值，设定额定电流Ir的电流值，使变换装置的输出容量不超过最大输出容量。在此，所谓额定电流是指变换装置的输出电流的设计上的限度。
图2的流程图表示该控制部17的动作。
控制部17从存储器取出阈值Vdc1、Vdc2(步骤S11)。
控制部17根据从U相电流检测器13取得的电流值Iu，进行从存储器取出的阈值Vdc1、Vdc2的电压下降补偿(步骤S12)。该电压下降补偿用于补偿IGBT等的开关元件导致的电压下降。
控制部17首先根据以下的表达式(1)对下降电压Vdrop进行运算。
Vdrop＝kd×Iout+b(1)在表达式(1)中，kd是IGBT等的开关元件的损失引起的装置电压下降系数。如图3所示，该系数kd由开关元件的电流和电压的关系求出。Iout是从电压变换部12输出的输出电流的值。该Iout是根据U相电流检测器13、V相电流检测器14检测的电流值求出的。B是偏压。
另外，控制部17根据求出的下降电压Vdrop，进行阈值Vdc1、Vdc2的电压下降补偿，根据以下的表达式(2)、(3)，分别求出阈值Vdc1、Vdc2。
Vdc11＝Vdc1+Vdrop(2)Vdc12＝Vdc2+Vdrop(3)接着，控制部17从DC连接电压检测器16取得DC连接电压Vdc的电压值(步骤S13)。
控制部17把进行了电压下降补偿的阈值Vdc11、Vdc12与从DC连接电压检测器16取得的电压值Vdc进行比较(步骤S14)。
控制部17判定电压值Vdc是否超过阈值Vdc11(步骤S15)。
如果电压值Vdc未超过阈值Vdc11(Vdc≤Vdc11)，即使额定电流流过感应电动机19，也不会超过变换装置的最大输出容量。因此，在控制部17判定为电压值Vdc未超过阈值Vdc11时(在步骤S15中，为否)，把额定电流Ir设定为一定值Iref(步骤S16)。
当判定电压值Vdc超过了阈值Vdc11时(在步骤S15中，为是)，控制部17判定电压值Vdc是否在Vdc12以下(步骤S17)。
当电压值Vdc在Vdc12以下(Vdc11＜Vdc≤Vdc12)时，即使变换装置的连续运转是可能的，如果电流值Iref的电流流过变换装置，就会超过最大输出容量。因此，控制部17在判定电压值Vdc为阈值Vdc12以下时(在步骤S17，为是)，就根据电压值Vdc，从电流值Iref减少额定电流Ir，使变换装置的输出容量变为一定值(步骤S18)。
为了求出该额定电流Ir，控制部17首先根据以下的表达式(4)求出从电流值Iref减少的电流值Ia。
Ia＝Iref×(Pout/(Vdc11×k))(4)在表达式(4)中，Pout表示最大输出容量，k表示按照输出容量而设定的容量系数(0≤k≤1)。须指出的是，当为三相时，把各相的电力与3的平方根相乘的值成为最大输出容量Pout。
而且，控制部17根据以下的表达式(5)求出输出容量变为一定的额定电流Ir。
Ir＝Iref-Ia (5)接着，当电压值Vdc超过阈值Vdc12时(Vdc12＜Vdc)，即使使额定电流Ir的电流值减小，如果进行变换装置的连续运转，则变换装置的输出电力也超出最大输出容量。因此，控制部17当判定为电压值Vdc超过阈值Vdc12时(在步骤S17中，为否)，把额定电流Ir设定为不连续运转用的一定值Idec。(步骤S19)当进行矢量控制时，控制部17设定激磁电流的电流指令值Id*和转矩电流的电流指令值Iq*，使之不超过在步骤S16、S17、S18、S19中设定的额定电流Ir。
通过控制部17进行这样的控制，变换装置具有了图4所示的特性。
当Vdc≤≤11时(图中，称为①)，额定电流Ir设定为电流值Iref。即使电流值Iref的电流流入感应电动机19，变换装置的输出容量也不会超过最大输出容量。
当Vdc11＜Vdc≤Vdc12时(图中，称为②)，按照电压值Vdc，根据表达式(5)来减小额定电流Ir。变换装置的输出容量不会超过最大输出容量。
当Vdc12＜Vdc时(图中，称为③)，因为额定电流Ir变为Idec，所以不能进行连续运转(即工作)，变换装置进行不连续运转。
须指出的是，如果电压值Vdc达到电压临界值Vsv，则只能在短时间中运转变换装置，即使不连续运转，变换装置的可运转范围也是到最大电压值Vov为止。
综上所述，根据本实施例，控制部17根据DC连接电压Vdc来设定额定电流，使变换装置的输出电力不超过最大输出容量。
因此，即使是电压值Vdc比额定电压高的条件，在晶体管Q1～Q6等的开关元件中，也使用变换装置的输出容量以下的元件，并且保护变换装置，并能取得与以往相同的特性。另外，它的散热器、风扇等不必使用变换装置的输出容量以上的大型设备。据此，既能防止装置的大型化和成本上升。另外，还能降低装置的热损失，抑制温度的上升，提高可靠性。
另外，因为只要变更已经存在的软件，所以不需要硬件的变更，就能实施这样的控制。
须指出的是，在实施本发明时考虑了各种形态，本发明并不局限于所述的实施例。
例如，变换装置不局限于电压形变换器，也能应用于输出电流为矩形波的电流形变换器。
在本实施例中，进行了根据电流值Vdc来使容量为一定的控制。但是，如果能检测输出电压，就能根据该输出电压来进行容量一定的控制。另外，容量并非必须一定，只要控制为不超过最大输出容量就可以。
另外，对于电压变换部12的晶体管Q1～Q6，按照电力容量，能使用晶体管、FET(场效应晶体管)、晶体闸流管等。
另外，感应电动机19不仅可以是三相的，也可以是两相的或超过三相的。也可以不是感应电动机，而使用同步电动机。
另外，感应电动机的速度控制并不局限于矢量控制，也能使用一次频率控制、电压/频率控制等。
综上所述，根据本发明，就能防止大型化和成本上升。
权利要求
1.一种变换装置，其特征在于包括预先设定最大输出容量，根据控制信号把直流电压(Vdc)变换为交流电压，并把该变换的交流电压外加到负载(19)上的电压变换部(12)；设定所述电压变换部(12)的额定电流(Ir)，使所述电压变换部(12)的输出容量为最大输出容量以下，生成使对所述负载(19)的输出电流为额定电流(Ir)以下那样的所述控制信号，并提供给该电压变换部(12)的控制部(17)。
2.根据权利要求1所述的变换装置，其特征在于所述控制部(17)包括把所述直流电压(Vdc)与对应所述最大输出容量的阈值电压(Vdc11)进行比较，如果该直流电压(Vdc)超过该阈值电压(Vdc11)，就减小所述额定电流(Ir)的额定电流减小部件。
3.根据权利要求2所述的变换装置，其特征在于所述控制部(17)的结构是根据所述电压变换部(12)从所述直流电压(Vdc)变换到所述交流电压的变换损失来设定所述阈值电压(Vdc11)。
4.根据权利要求1所述的变换装置，其特征在于所述控制部(17)设定电流指令值，使对所述负载(19)的输出电流为所述额定电流(Ir)以下，并根据该设定的电流指令值来生成所述控制信号。
5.根据权利要求1所述的变换装置，其特征在于所述控制部(17)在所述直流电压(Vdc)超过给定值(Vdc12)时，对所述电压变换部(12)设定预先设定的不连续运转用的额定电流(Idec)，生成使所述输出电流为该不连续运转用的额定电流(Idec)以下，并且使该电压变换部(12)的输出容量为所述最大输出容量以下那样的不连续运转用的控制信号，来提供给该电压变换部(12)。
6.根据权利要求5所述的变换装置，其特征在于所述不连续运转用的额定电流比所述直流电压(Vdc)在给定值(Vdc12)以下时设定的额定电流(Ir)还低。
7.一种变换装置的控制方法，该变换装置具有预先设定最大输出容量，把直流电压(Vdc)变换为交流电压，把该变换的交流电压外加到负载(19)上的电压变换部(12)，其特征在于包括设定该电压变换部(12)的额定电流(Ir)，使所述电压变换部(12)的输出容量为最大输出容量以下的步骤；生成使向所述负载(19)的输出电流为所述额定电流(Ir)以下那样的控制信号，并提供给该电压变换部(12)的步骤。
全文摘要
一种变换装置，DC连接电压检测器(16)检测DC连接电压的电压值。U相电流检测器(13)检测U相的电流的电流值。控制部(17)取得DC连接电压检测器(16)检测的DC连接电压的电压值。控制部(17)进行电压变换部(12)中的晶体管(Q1～Q6)等的电压下降补偿。当DC连接电压超过额定电压时，控制部(17)进行使变换装置的输出电流下降的控制，使变换装置的输出容量变为一定。因为变换装置的输出容量不超过最大输出容量，所以在晶体管(Q1～Q6)等中，能使用适合于变换装置的输出容量的元件。能防止由于输出容量增加而导致的变换装置大型化和成本上升。
文档编号H02P27/04GK1450716SQ03120620
公开日2003年10月22日 申请日期2003年3月14日 优先权日2002年3月14日
发明者川合良 申请人:三垦电气株式会社