专利名称：临界连续导电模式功率因数校正器并联交错运行方法
技术领域：
本发明属于开关电源中单相AC/DC功率因数校正器(Active Power Factor Correction，APFC)部分的研究和应用，属于功率变换器的控制技术领域。
背景技术：
临界连续导电模式(Boundary Conduction Mode，BCM)Boost APFC变换器，简称BCM Boost APFC变换器。因为它可以实现开关管开通的零电流、零电压(ZCS、ZVS)和消除高压快恢复二极管反向恢复带来的损耗，相对于连续(CCM)和断续(DCM)BoostAPFC变换器来说，它具有较高的转换效率。图1和图2给出了BCM Boost APFC变换器的系统结构和关键的工作波形。图3给出了BCM Boost APFC变换器的开关频率和输入电压的关系曲线。
图1所示的BCM Boost APFC变换器的控制策略是开关频率可变的峰值电流控制，其控制过程可分为4个部分(1)输出电压调节部分输出电压Udc与给定值Udcref的差经过一个PI调节器运算后，输出为Uvea；(2)电感电流参考值iLref的产生通过一个乘法器，电压环PI调节器的输出Uvea乘以变换器的输入电压|uac|得到电感电流的参考值iLref，iLref包含了电感电流和输出电压的控制信号，因此，可以实现输入电流和输出电压的控制；(3)开关电流的峰值检测当开关电流的峰值等于参考值iLref时，开关管S关断，实现电感电流的控制。S关断时，开关管S的寄生电容和电感L发生谐振，实现开关管S开通的ZVS；(4)电感电流的过零点判断(ZCD)当检测到电感电流过零时，开通开关管S，实现电感电流的临界连续，实现开关管S开通的ZCS，并消除快恢复二极管反向恢复带来的损耗。
图2所示的是BCM Boost APFC变换器开关管的PWM信号和临界连续的电感电流波形。图中uac为交流输入电压，参考值iLref为电感电流的包络。
图3所示的BCM Boost APFC变换器的开关频率fsw和输入电压的关系曲线。由图可见，变换器的开关频率是可变的。在半个工频周期内，开关频率随输入电压幅值的升高而降低，在输入电压的峰值处开关频率最低，而在输入电压的过零点处开关频率最高。
由于电感电流工作在临界状态，即介于DCM和CCM之间，BCM Boost变换器具有较高的输入功率因数。而较大的电感电流纹波增加了EMI滤波器的负担，使得功率密度降低、成本增加，因此，单开关BCM Boost APFC变换器一般只适用于小功率场合。而在较大功率应用场合，理论上可以采用多个BCM Boost APFC变换器并联工作，并且令并联BCMBoost变换器的高频开关相位均匀错开，实现电感电流的交错。这样可以使总的输入电流纹波很小，减小EMI滤波器的体积。另外，各个开关管和快恢复二极管均匀分担电流，可以减小器件的电流应力。因此，并联交错的BCM Boost APFC变换器是一个很有吸引力的拓扑。随着研究的深入，在某些较大功率和要求较高的场合，并联交错的BCM Boost APFC变换器将可能代替CCM Boost APFC变换器取得更佳的整机性能。图4给出了以3个Boost变换器并联连接的例子，图5给出了3个交错的电感电流和交错后的总电流波形。
图4所示的是3个BCM Boost变换器并联交错的APFC主拓扑。3个Boost变换器在结构上并联连接，在控制上实现3个Boost变换器均匀承担总的输入电流和使3个变换器的电感电流均匀交错。
图5所示的是交错的电感电流波形，虽然单个电感电流的纹波很大，但交错后总的输入电流纹波很小，而且，纹波的频率也可以成倍的增加。
目前，BCM Boost APFC变换器的控制都是采用模拟控制器来实现的。BCM BoostAPFC变换器的并联交错一般模式是首先使用专用的模拟IC控制基本的BCM Boost APFC变换器，然后用逻辑电路实现并联变换器电感电流的交错。为了避免逻辑电路出现问题，提高并联交错电路的工作可靠性，每个变换器都需要一个独立的模拟IC控制器，这使得电路的元器件数目大大增加，尤其是并联交错的数目较大时，实现起来非常复杂。而且，多控制器PWM之间的差异和控制器之间通信延时会影响电感电流均匀交错的程度，降低输入电流的质量。而利用数字控制器的灵活性，可以很容易地实现多个BCM APFC变换器的并联交错，获得较大功率输出，使临界连续模式Boost Boost APFC变换器在工业中得到较为广泛的应用，提高APFC变换器的转换效率和整机性能。
发明内容
本发明的目的在于提供一种BCM Boost APFC变换器并联交错运行的方法。
本发明的特征在于它依次含有以下各步骤(1)在数字信号处理器，简称DSP内，设定NBCM Boost APFC变换器，简称变换器，并联交错运行的个数；TsN个变换器并联交错运行的控制周期；Tsw各变换器的脉宽调制周期；Tsw/N各变换器交错移相的时间间隔；TxPRTs和各Tsw的周期寄存器设定值，预先设定；TxCNTTs和各Tsw的定时器计数值；TxCMPR相应各比较器的设定值，预先设定；上述各变换器每个开关周期即Tsw内开关管的开通时间和关断时间，分别用ton和toff表示
ton=LiLref|uac|,]]>toff=LiLrefUdc-|uac|,]]>其中，Udc为各变换器输出电压瞬时值，对各变换器是相同的，|uac|为各变换器输入电压瞬时值，对各变换器是相同的；L为各变换器的电感，对各变换器是相同的；iLref为各变换器的电感L上的电感电流参考值，对各变换器也是相同的；iLref是电感电流参考值，是一个电压信号，正比于Uvea·|uac|的乘积；|uac|、Udc、iLref的采样周期及采样间隔；(2)Ts的定时器计数归零，中断信号入其中断入口；(3)1#变换器的定时器T1CNT清零；(4)DSP启动对|uac|、Udc、iLref的采样，包括按以下步骤计算iLref(4.1)计算Udcref-Udc；(4.2)把Udcref-Udc的差值输入PI调节器，得Uvea；(4.3)把Uvea、|uac|输入一个乘法器，得iLref；(5)DSP依据|uac|、Udc及iLref的值，计算ton，toff，得到各变换器所需得PWM信号，也是当前1#变换器的PWM1信号；(6)当iLref过零即T1CNT的值等于T1CMPR即1#比较器的值时，DSP向1#开关管发出PWM1信号；(7)DSP判断等待时间等于Tsw/N否，若相等，则向2#开关管发出PWM2信号；(8)重复步骤(7)，一直到DSP发出PWMN信号。
所述的Ts＝4Tsw。
本发明针对BCM Boost APFC变换器一般只适用于小功率场合的限制，提出一种数字无差拍控制方案。该方案只对输入电压和输出电压采样，不需要对开关电流峰值检测以及对电感电流过零点的判断，实现了开关频率可变的BCM Boost APFC变换器控制。基于数字控制技术的灵活性，采用采样频率可变的方法，使用单DSP较为容易地实现了多个BCM BoostAPFC变换器并联交错工作。在多个并联的BCM Boost变换器中间确定一个为主变换器，其它为从变换器。由于电感电流是临界连续的，所以可以采用主变换器闭环控制，从变换器开环控制，让从变换器的电感电流跟随主变换器的电感电流变化，实现多个Boost变换器在BCM模式下工作。利用软件实现各个变换器PWM的交错，使电感电流交错开来，实现多个BCM Boost APFC变换器的并联交错运行。
图1.BCM Boost APFC变换器的系统结构图。
图2.BCM Boost APFC变换器的电感电流波形。
图3.BCM Boost APFC变换器的输入电压与开关频率的关系图。
图4.3个BCM Boost变换器并联连接拓扑。
图5.3个交错的电感电流和交错后的总电流波形。
图6.BCM Boost变换器的两种工作模式。
图7.BCM Boost变换器的无差拍控制器。
图8.3个并联交错BCM Boost APFC变换器的控制器示意图。
图9.数字PWM发生原理示意图。
图10.3个变换器PWM交错120°的原理示意图。
图11.并联交错控制器的软件流程图。
具体实施例方式
本发明提出的无差拍控制器是基于BCM Boost APFC变换器的两种工作模式得到的，BCM Boost APFC变换器的两种工作模式如图6所示，提出的无差拍控制方案如图7所示。提出的利用可变采样频率实现的基于单DSP的多个BCM Boost变换器并联交错运行方案，如图8、图9和图10所示。
图6(a)所示的工作模式中，电感电流iL=|uac|Lton,]]>在图6(b)所示的工作模式中，iL=Udc-|uac|Ltoff,]]>其中|uac|和Udc是Boost变换器的输入和输出电压瞬时值。由BCM BoostAPFC工作原理可知，iLref是电感电流的包络，利用iLref可以得到每个开关周期开关管的开通时间和关断时间，即ton=LiLref|uac|]]>和toff=LiLrefUdc-|uac|.]]>因此，在数字控制器中，可以实时地计算出每个开关周期所需的PWM信号，实现对电感电流的临界连续控制。
图7所示的是无差拍控制方案，控制过程可以分为3个部分(1)输出电压Udc与给定值Udcref的差经过一个PI调节器输出为Uvea，然后，Uvea乘以变换器的输入电压|uac|得到电感电流的参考值iLref，即电感电流的包络；(2)利用采样得到的输入电压、输出电压瞬时值和电感电流参考值iLref，计算出所需导通时间ton和关断时间toff；(3)根据计算出的ton和toff得到所需的驱动PWM信号，实现BCM Boost APFC变换器的控制。
图8所示的是以3个BCM Boost APFC变换器为例的并联交错控制器示意图。图中1#为主变换器，采用闭环控制，2#和3#为从变换器，采用的控制方式是开环。另外，3个变换器的驱动脉冲PWM1，PWM2，PWM3的周期和占空比都是一样的，只是在高频开关相位上错开了 来实现3个电感电流的均匀交错。
本文采用的是TI TMS320LF240X这类低成本的DSP控制芯片。驱动脉冲选用的是定时器1的T1PWM、定时器2的T2PWM和定时器3的T3PWM，控制程序采用定时器4的中断来实现。图9和图10所示的是高频开关相位错开了120°的3个PWM的软件实现原理。
图9所示的是TMS320LF240X定时器的PWM发生原理。驱动信号TxPWM(x＝1～4)是由该定时器的计数器TxCNT的值和比较寄存器TxCMPR的值比较产生的，本发明中选用的是低有效模式，即TxCNT的值低于TxCMPR时，TxPWM输出为高电平。
图10所示的是软件实现3个PWM交错120°的原理示意图。本发明中的并联交错BCM Boost变换器的开关频率是可变的。，为了实现3个电感电流的均匀交错，采样频率也是可变的，随开关频率的变化而变化。3个BCM Boost变换器使用的驱动脉冲分别是T1PWM、T2PWM和T3PWM，定时器的周期寄存器T1PR、T2PR和T3PR决定各自通道TxPWM的周期Tsw，周期寄存器T4PR决定控制周期Ts。并且，Tsw和Ts皆是可变的。采用定时器4的下溢中断，即在计数寄存器T4CNT计数到零时响应中断，执行控制程序。因为开关频率是可变的，每次中断都要改变交错的时间值 所以，为了能够得到均匀的交错PWM，必须要使定时器4的计数器T4CNT和定时器1的计数器T1CNT同时计数到零来实现一个相位的同步，即要保证开关周期和采样周期之间是一个整数倍的关系。综合考虑控制程序的大小和控制器的性能，选择Ts＝4Tsw，如图10所示。
在数字控制器中，当定时器4的计数器T4CNT计数到零时，进入下溢中断立即将T1CNT清零，然后启动T1的PWM功能，同时禁止T2和T3的PWM功能。延迟 后，将T2CNT清零，启动T2的PWM功能，同时禁止T3的PWM功能。再延迟 后，将T3CNT清零，然后启动T3的PWM功能。这样就实现3个高频PWM 120°的相位交错。
图11所示的是以3个BCM Boost APFC变换器为例的并联交错控制器的软件流程图。
权利要求
1.临界连续导电模式功率因数校正器的并联交错运行方法，其特征在于，它依次含有以下各步骤(1)在数字信号处理器，简称DSP内，设定N临界连续导电模式功率因数校正器，简称变换器，并联交错运行个数；TsN个变换器并联交错运行的控制周期；Tsw各变换器的脉宽调制周期；Tsw/N各变换器交错移相的时间间隔；TxPRTs和各Tsw的周期寄存器设定值，预先设定；TxCNTTs和各Tsw的定时器计数值；TxCMPR相应各比较器的设定值，预先设定；上述各变换器每个开关周期即Tsw内开关管的开通时间和关断时间，分别用ton和toff表示ton=LiLref|uac|,]]>toff=LiLrefUdc-|uac|,]]>其中，Udc为各变换器输出电压瞬时值，对各变换器是相同的，|uac|为各变换器输入电压瞬时值，对各变换器是相同的；L为各变换器的电感，对各变换器是相同的；iLref为各变换器的电感L上的电感电流参考值，对各变换器也是相同的；iLref是电感电流参考值，是一个电压信号，正比于Uvea·|uac|的乘积；|uac|、Udc、iLref的采样周期及采样间隔；(2)Ts的定时器计数归零，中断信号入其中断入口；(3)1#变换器的定时器T1CNT清零；(4)DSP启动对|uac|、Udc、iLref的采样，包括按以下步骤计算iLref(4.1)计算Udcref-Udc；(4.2)把Udcref-Udc的差值输入PI调节器，得Uvea；(4.3)把Uvea、|uac|输入一个乘法器，得iLref；(5)DSP依据|uac|、Udc及iLref的值，计算ton，toff，得到各变换器所需得PWM信号，也是当前1#变换器的PWM1信号；(6)当iLref过零即T1CNT的值等于T1CMPR即1#比较器的值时，DSP向1#开关管发出PWM1信号；(7)DSP判断等待时间等于Tsw/N否，若相等，则向2#开关管发出PWM2信号；(8)重复步骤(7)，一直到DSP发出PWMN信号。
2.根据权利要求1所述的临界连续导电模式功率因数校正器的并联交错运行方法，其特征在于，所述的Ts＝4Tsw。
全文摘要
临界连续导电模式功率因数校正器的并联交错运行的方法属于功率变换器控制技术领域，其特征在于它是数字无差拍控制方法，它是采用单个DSP，在多个并联的BCM Boost变换器中确定一个为主变换器，用闭环控制，其余为从变换器，用开环控制。在开关频率可变、采样频率可变的条件下，使从变换器的电感电流跟随主变换器的电感电流，实现了多个BCM Boost APFC变换器并联交错运行。它只对输入电压和输出电压采样，不需要在硬件上对开关电流的峰值检测以及对电感电流过零点的判断，也能得到较大功率输出，控制也更为简单。
文档编号H02J3/46GK1599188SQ20041000947
公开日2005年3月23日 申请日期2004年8月20日 优先权日2004年8月20日
发明者蒋志宏, 刘亚东, 黄立培 申请人:清华大学