专利名称：单开关双输出升压变换器的制作方法
技术领域：
本发明的单开关双输出升压变换器，属电能变换装置的直流变换器。
背景技术：
升压变换器广泛应用于分布式电源系统的前级变换器，实现升压或功率因数校正。半桥直流变换器、半桥逆变器、双降压式半桥逆变器、三电平直流变换器、三电平逆变器等电能变换装置需要采用具有中点电压的直流母线，通常采用两个升压变换器作为其前级变换器，而且需要两套控制电路，电路成本较高。在中大功率场合，常采用电感电流连续模式升压变换器。其输出整流二极管存在反向恢复问题，反向恢复将引起过高的电流和电压尖峰，产生严重的电磁干扰，危及功率器件的安全运行，降低了变换器的可靠性。有源箝位电路可以很好地抑制二极管的反向恢复，并且实现升压变换器的软开关，但是增加了控制的复杂性和电路的成本。采用无源无损吸收电路可以减轻二极管的反向恢复问题，但是无源无损吸收电路的器件将承受较高的电压和电流应力，增加了电路的通态损耗，而且吸收电路比较复杂。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的不足，提出一种结构简单、能抑制反向恢复，降低开关损耗和电磁干扰，提高可靠性和变换效率的单开关双输出升压变换器。本发明的单开关双输出升压变换器的组成是，分压电容电路的正极连于第一输入电感绕组的同名端，此输入电感绕组的异名端分两路，一路连于开关管漏极，其源极连于第三输入电感绕组的同名端，其异名端连于分压电容电路负极组成一个回路；另一路连于第一二极管阳极，其阴极连于两个正向串联的输出滤波电容电路的正极，其负极连于第三二极管的阳极，其阴极连接在开关管源极与第三输入电感绕组的连接点上，并经第三输入电感绕组至分压电容电路负极组成另一回路，两个输出滤波电容的串联点与两个分压电容的串联中点相连，构成双输出电路，其特点是，在第一输入电感绕组和第一二极管的串联电路还并接一个和第一输入电感绕组相耦合的第二输入电感绕组与一个附加二极管相串联的支路，同理在第三输入电感绕组和第三二极管的串联电路上也并接一个和第二输入电感绕组相耦合的第四输入电感绕组与另一个附加二极管相串联的支路。通过两条支路转移输出整流二极管中的电流，实现输出整流二极管的自然关断；通过耦合电感的漏感抑制耦合电感和附加二极管构成的支路中的反向恢复电流。该变换器只采用一个有源开关和一个磁性元件，电路拓扑结构简洁，而且抑制反向恢复，减小了开关损耗，降低了电磁干扰，提高了电路的可靠性和变换效率。
该变换器适用于作为半桥直流变换器、半桥逆变器、双降压式半桥逆变器、三电平直流变换器、三电平逆变器等需要采用具有中点电压直流母线的电能变换装置的前级变换器。
四
附图1是单开关双输出升压变换器电路结构示意图。
附图2是单开关双输出升压变换器主要波形示意图。
附图3-9是各开关模态的等效电路结构示意图。
上述附图中的主要符号名称Vin——电源电压。Cd1～Cd2——输入分压电容。Q——功率开关管。CQ——功率开关管的寄生电容。D1～D4——二极管。N1、N2、N3、N4——耦合电感绕组。Lm1、Lm2——耦合电感的等效励磁电感。Lk1、Lk2——耦合电感的等效漏感。Cf1～Cf2——输出滤波电容。RLd1、RLd2——负载。Vo1、Vo2——输出电压。vDS——功率开关管漏、源极两端电压。iin——输入电流。iQ——通过功率开关管的电流。iLm——耦合电感的励磁电流。iD1～iD4——通过二极管D1～D4的电流。
五具体实施例方式
以附图1为例，叙述本发明的电路组成结构，附图1是单开关双输出升压变换器电路结构示意图，包括电源Vin和分压电容Cd1、Cd2组成的分压电容电路，两个输入电感绕组N1、N3和开关管Q组成的变换支路，两个整流二极管D1、D3和两个滤波电容Cf1～Cf2组成的两路整流滤波电路，其特点是，N1、N2、N3、N4是耦合电感的4个绕组。耦合电感绕组N2和二极管D2构成一条电流支路，将二极管D1中的电流转移到该支路，实现二极管D1的自然关断，利用耦合电感绕组N2、二极管D2构成支路中的漏感抑制该支路的反向恢复。耦合电感绕组N4、二极管D4构成另一条电流支路，将二极管D3中的电流转移到该支路，实现二极管D3的自然关断，利用耦合电感绕组N4、二极管D4构成支路中的漏感抑制该支路的反向恢复。
下面以附图1为主电路结构，结合附图3～9叙述本发明的具体工作原理。由附图2可知整个变换器在一个开关周期有7种开关模态，分别是[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t0]、下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。
在分析之前，作如下假设①变换器工作在电感电流连续模式。②将耦合电感等效为理想变压器，激磁电感和漏感的组合。绕组N2的匝数略大于绕组N1；绕组N4的匝数略大于绕组N3。③分压电容Cd1和Cd2容量很大且相等，其电压均为输入电压Vin的一半，即Vcd1＝Vcd2＝Vin/2，可看作电压为Vin/2的电压源。④输出滤波电容Cf1和Cf2容量很大且相等，可分别看作电压为±Vo的电压源。
1.开关模态1[t0，t1][对应于附图3]t0时刻，开关管Q已经导通，输出整流二极管D1～D4截止，在输入电压的作用下，耦合电感的磁化电流线性上升。
2.开关模态2[t1，t2][对应于附图4]t1时刻关断开关管Q，耦合电感的磁化电流对开关管Q的寄生电容CQ充电，开关管Q两端电压线性上升。
3.开关模态3[t2，t3][对应于附图5]t2时刻，二极管D2、D4导通，由于绕组N1、N3的匝数略小于绕组N2、N4，此时二极管D1、D3保持截止。
4.开关模态4[t3，t4][对应于附图6]t3时刻开关管Q两端电压上升至2Vo，输出整流二极管D1、D2导通。在输出电压和绕组N1两端电压折算到绕组N2两端电压的作用下，漏感Lk1承受正向电压，绕组N2和二极管D2构成的电流支路中的电流iD2线性上升。同理绕组N4和二极管D4构成的电流支路中的电流iD4线性上升。电流开始从输出整流二极管D1、D3中转移，iD1、iD3线性下降。
5.开关模态5[t4，t5][对应于附图7]t4时刻，电流iD1、iD3下降到零，输出整流二极管D1、D3自然截止。
6.开关模态6[t5，t6][对应于附图8]t5时刻，开关管Q导通，由于漏感Lk1、Lk2的作用，电流iD2、iD4下降速度受到控制，抑制了整流二极管D2、D4的反向恢复。
7.开关模态7[t6，t0][对应于附图9]t6时刻，流过开关管Q的电流上升到输入电流。由于二极管D2、D4存在剩余的存储电荷，电流iD2、iD4反向，并减小到零。
由以上描述可知，本发明提出的软开关PWM交错并联双管正激变换器具有如下优点
①该变换器只需一个有源开关和一个磁性元件，实现变换器的双输出和升压变换，电路拓扑结构简洁。
②利用输入电感的耦合电感和附加二极管构成的支路实现输出整流二极管的电流转移，输出整流二极管自然关断，耦合电感的漏感抑制了附加二极管的反向恢复。
④变换器抑制了输出整流二极管的反向恢复，电磁干扰小，开关损耗低，变换效率高，提高了可靠性。可以进一步提高开关频率，提高变换器的功率密度。
⑤变换器输入、输出分压电容容值的差异不会影响输入、输出分压电容的均压。
权利要求
1.一种单开关双输出升压变换器，分压电容(Cd1)、(Cd2)电路的正极连于第一输入电感绕组(N1)的同名端，此输入电感绕组的异名端分两路，一路连于开关管(Q)漏极，其源极连于第三输入电感绕组(N3)的同名端，其异名端连于分压电容电路负极组成一个回路；另一路连于第一二极管(D1)阳极，其阴极连于两个正向串联的输出滤波电容(Cf1)、(Cf2)电路的正极，其负极连于第三二极管(D3)的阳极，其阴极连接在开关管源极与第三输入电感绕组(N3)的连接点上，并经第三输入电感绕组(N3)至分压电容(Cd1)、(Cd2)电路负极组成另一回路，两个输出滤波电容(Cf1)、(Cf2)的串联点与两个分压电容(Cd1)、(Cd2)的串联中点相连，构成双输出电路，其特点是，在第一输入电感绕组(N1)和第一二极管(D1)的串联电路还并接一个和第一输入电感绕组(N1)相耦合的第二输入电感绕组(N2)与一个附加二极管(D2)相串联的支路，同理在第三输入电感绕组(N3)和第三二极管(D3)的串联电路上也并接一个和第二输入电感绕组(N2)相耦合的第四输入电感绕组(N4)与另一个附加二极管(D4)相串联的支路。
全文摘要
一种单开关双输出升压变换器，包括电源(Vin)和分压电容(Cd1)、(Cd2)组成的分压电容电路，两个输入电感绕组(N1)、(N3)和开关管(Q)组成的变换支路，两个整流二极管(D1)、(D3)和两个滤波电容(Cf1)、(Cf2)组成的两路整流滤波电路，其特点是由耦合电感绕组(N2)和附加二极管(D2)及耦合电感绕组(N4)和附加二极管(D4)组成两条电流支路，通过两条电流支路，分别将整流二极管(D1)、(D3)中的电流转移到各自支路，实现整流二极管(D1)、(D3)的自然关断，并利用两条电流支路中的漏感抑制两条支路的反向恢复电流。因此，该变换器结构简单，抑制了反向恢复电流，降低了开关损耗和电磁干扰，提高了可靠性和变换效率。
文档编号H02M3/00GK1734904SQ20051004137
公开日2006年2月15日 申请日期2005年8月8日 优先权日2005年8月8日
发明者王慧贞, 毛赛君, 龚春英, 严仰光 申请人:南京航空航天大学