专利名称：Dc/dc变换器控制系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及对用于增加或减少直流电压的DC/DC变换器的控制。
背景技术：
DC/DC变换器通常用于从直流电源获得不同于该电源的输出电压的直流电压。例如，在混合动力车和电动车中，当需要用于电动机的有效高负载驱动的高电压时，作为电源的电池的电压优选地尽可能低。由此，已经提出了这样的一种系统，其利用DC/DC变换器升高作为电动机电源的电池的电压。此外，DC/DC变换器还被广泛应用于许多其它需要两个或更多的直流电源的情况。DC/DC变换器控制系统的例子在日本专利公开2004-120844中得到了描述。根据此专利公开的系统无需电流传感器就可进行控制。
在这类系统中，进行反馈控制时关于占空比涉及了用于将电抗器端交替连接到电源和地的一对开关。更确切地，测量输出电压，依据所测量的输出电压与目标电压的差，控制占空比(例如，通过PI控制)，从而实现反馈控制。
在典型情况下，可以通过这种反馈控制来控制输出电压，使其为目标值。然而，当所述目标值发生变化或者当负载状态发生很大变化时，需要更精确的控制。
发明内容
本发明提出了一种用于获得DC/DC变换器的精确控制的DC/DC变换器控制系统。
根据本发明，DC/DC变换器的控制不仅通过进行输出电压的简单反馈控制来执行，还通过将所得到的反馈控制值乘以调度因子来校正所述反馈控制来执行，该调度因子结合了输出电压、电源电压、电源电压中的电压减少以及电抗器的电抗。换言之，基于DC/DC变换器的电压方程进行调度。通过这种安排，能够以高准确度进行控制。
图1为示图，其示出了DC/DC变换器系统的结构；图2为示图，其示出了DC/DC变换器系统的线性结构；图3为示图，其示出了包括反馈回路的DC/DC变换器系统的结构；图4(a)-4(f)图示地说明了利用连续系统控制器执行的控制的特征；图5(a)-5(f)图示地说明了利用离散系统控制器执行的控制的特征；图6(a)-6(f)图示地说明了利用离散系统控制器和PWM开关执行的控制的特征；图7(a)-7(f)图示地说明了在利用离散系统控制器和PWM开关执行控制期间，电容器电压Vc的时间响应；图8图示地说明了当负载电流为12A时所执行的控制的内容；图9为示图，其示出了用于估计电池电流ib的观测器的结构；图10为示图，其示出了包括图9中观测器的控制系统的结构；图11为曲线图，其示出了电池电流的估计和测量值；图12为曲线图，其示出了电池电压控制性能；图13为曲线图，其示出了电容器电压控制性能；图14为示图，其示出了一种控制系统结构，其中，常用控制器被用于控制逆变器和DC/DC变换器；图15为示图，其示出了一种控制系统结构，其中，为逆变器和DC/DC变换器提供了分离的控制器，且该控制器进行信息交换；图16为示图，其示出了一种控制系统结构，其中，为逆变器和DC/DC变换器提供了分离的控制器，且该控制器不进行信息交换；图17为示图，其示出了用于估计负载电流的观测器的结构。
具体实施例方式
以下参照附图对本发明的优选实施例进行描述。
DC/DC变换器的电压方程图1为示图，其示出了DC/DC变换器的基本结构。电抗器12的一端与作为直流电源的电池10的正极端相连接。电抗器的另一端与两个开关元件14、16的第一端相连接。开关元件14的第二端与电池10的负极端相连接，而开关元件16的第二端与输出端相连接。用于保持电压的电容器18置于输出端和电池10的负极端之间。在开关元件14、16的每一个被构造为NPN晶体管与二极管并联连接的结构。在开关元件16中，集电极在输出端一侧，而发射极位于电抗器12一侧。在开关元件14中，集电极在电抗器12一侧，而发射极位于电池10的负极端一侧。为了使得电流从开关元件14、16中的晶体管的发射极侧流向其集电极侧，开关元件14、16的各自设置了二极管，使得阳极与发射极相连，阴极与集电极相连。
在上述DC/DC变换器中，通过开启开关元件14，来自电池10正极端的电流经过电抗器12流向负极端，而能量积累在电抗器12中。通过关闭开关元件14，所述电流停止。在此，相应于电流的流过在电抗器12端产生电压增加。相应于电压的增加，电流流向输出端，从而对电容器18充电，并使得输出电压增加。当开关元件16开启时，电流从电容器18流向电池10的正极端，使得输出端电压下降。这样，所述DC/DC变换器的输出端电压根据开关元件14、16开启期间的占空比来确定。需要注意的是，本说明书中所指的占空比表示上开关元件16开启时的时间比。
上述DC/DC变换器的电压方程可用以下方程(1)和(2)表示。在这些方程中，如图1所示，Vb表示电池10的电压，Rb表示电池10的内阻，kY表示开关元件14、16的占空比，L表示电抗器12的电抗，ib表示电抗器12中流向电池的电流，c表示电容器18的电容，vc表示电容器18的电压，以及ip表示从输出端流向外部负载的电流(负载电流)。
向量和矩阵通常用粗体字符号表示，然而，由于粗体字在印刷的专利出版物中可能不太清楚，在本说明书的文本中表示向量和矩阵的符号与纯量一样，均用普通字体表示。
ddtvc=1c(-kγib-ip)···(1)]]>ddtib=1L{kγvc-(Rbib+Vb)}···(2)]]>在本实施例中，为了保持输出电压在目标值，控制器20控制开关元件14、16的开关操作，以调整占空比。控制器20接收电池电压Vb、电池电流ib、电容器电压vc以及负载电流ip的输入。关于电池电流ib以及负载电流ip，由观测器估计的值可选择地用于代替实际的值。
根据本优选实施例的控制方法的推导利用向量表示上述用于DC/DC变换器的电压方程(1)和(2)以转换为方程(3)。
ddtx=f(x)+g(x)u+Bwip···(3)]]>x=vcvb,u=kγ]]>f(x)=0-1L(Rbib+Vb),g(x)=-1cib1Lvc,Bw=-1c0]]>通过执行图2所示的反馈和状态量转换来对方程(3)进行线性化。作为此线性化的结果，线性系统在DC/DC变换器系统的输入v和新输出ξ之间得到实现，使得此系统可由外部提供的简单控制装置轻易进行控制。
更确切地，在具有输入u和输出x的系统dx/dt＝f(x)+g(x)u中，输出x用于提供作为到输入侧的反馈的a(x)。如图2所示，可注意到，u和x不是所述DC/DC变换器系统的实际输入和输出。实际输入v被使用输出x的b(x)转换为u。此外，输出x被T(x)转换，所得值ξ作为来自DC/DC变换器系统的输出。
注意到，a(x)＝(Rbib-Vb)/vc，b(x)＝-Lr/(2Rbib-Vb)vc，以及T(x)＝ξ＝(ξ1，ξ2)(列向量)为真。还可注意到Lr＝L。
因此，kγ=[(ωc22ηωc){T(xr)-T(x)}+(Ki0)∫{T(xr)-T(x)}dt]]]>为真，其用于以下方程(13)。
此外，v=[(ωc22ηωc){T(xr)-T(x)}+(Ki0)∫{T(xr)-T(x)}dt]]]>为真，其用于以下方程(11)。此处，xr表示x的目标值。
根据用于线性化的特定方法，计算满足由方程(4)和(5)给出的Lee导数的phi(x)。
Lad∫0gφ(x)=∂φ∂vc(-ibc)+∂φ∂ibvcL=0···(4)]]>Lad∫1g(x)=∂φ∂vc(RbcLr+1Lr)+∂φ∂ibRbvcL2≠0···(5)]]>方程(4)和(5)的一个解为 上述方程(3)利用该(x)进行如下转换。换言之，假设ξ1＝(1/2)(x)可得到以下状态方程。
ddtξ1ξ2=0100ξ1ξ2+10w···(6)]]>ξ1=12(cvc2+Lrib2)···(7)]]>ξ2＝-ib(Rbib+Vb) (8)ω＝-vcip(9)v=-2Rbib+VbLrvc(kγ-Rbib+Vbvc)]]>方程(6)示出了关于输入v和输出(状态量)ξ对系统进行线性化。
以下将描述进行被线性化的系统的反馈控制的部分。所述反馈控制的基本特点在于，系统响应由极点配置确定，并且为了减小稳态电压偏移，引入了积分项。
根据本实施例的反馈控制由如下方程(11)和(12)给出，其中ξr1和ξr2表示ξ1和ξ2的目标值。
v=ωc22ηωcξr1-ξ1ξr2-ξ2+Ki∫(ξr1-ξ1)dt···(11)]]>v=ωc22ηωcξr1-ξ1ξr2-ξ2+Ki∫(Vcr-vc)dt···(12)]]>依据上述方程(11)和(12)，DC/DC变换器的实际控制表达为方程(13)和(14)。
kγ=-Lr(2Rbib+Vb)vc{ωc22ηωcξr1-ξ1ξr2-ξ2+Ki∫(ξr1-ξ1)dt}]]>+Rbib+Vbvc···(13)]]>kγ=-Lr(2Rbib+Vb)vc{ωc22ηωcξr1-ξ1ξr2-ξ2+Ki(Vcr-vc)dt}]]>+Rbib+Vbvc···(14)]]>图3为框图，其示出了根据方程(6)的DC/DC变换器系统，且根据方程(13)的控制系统被并入其中。
在图3中，进行PI控制的反馈系统被加入到图2的系统中。更确切地，差值计算器被用来计算输出ξ和目标值ξr之间的误差。之后，计算得到的误差被乘以比例系数Kp1，以得到比例项。此外，计算得到的误差被积分然后乘以系数Ki1，以得到积分项。将比例项与和积分项相加，得到输入v。
由于包括了输入v和输出ξ的系统为线性，系统的反馈控制可容易地由PI控制器执行。
被线性化的系统的系统特征可被确认如下。将方程(11)代入方程(6)，可得到如下方程。
ddtξ1ξ2=01-ωc2-2ηωcξ1ξ2]]>-00-ωc2-2ηωcξr1ξr2+01vi+10w···(15)]]>ddtvi=∫(ξr1-ξ1)dt···(16)]]>根据所述控制，系统响应由ωc确定，而衰减由η确定。
在利用方程(12)代替方程(11)的控制中，系统响应由ωc确定，过渡期的衰减特征由η确定，而关于稳态电压偏移的特征由vc确定(这只是为近似命题，由于ξ和vc实际上并不相互独立，该命题略微有些不太精确)。
下面描述一种用于计算目标值ξr1和ξr2的方法。此处，假设负载电流ip为已知。首先，将方程(1)和(2)的导数值替换为零，从而得到方程(17)和(18)。之后，在这些方程中消去kγ，得到方程(19)。假设，在方程(19)中，电容器电压等于所述目标值。于是，目标电池电流值ibr由方程(20)计算。
0=1c(-kγib-ip)···(17)]]>0=1L{kγvc-(Rbib+Vb)}···(18)]]>Rbib2+Vbib+ipvc=0···(19)]]>ibr=-Vb-Vb2-4RbVcrip2Rb···(20)]]>通过假设ib＝ibr，以及vc＝vcr，利用方程(7)和(8)可以确定目标值ξr1和ξr2。假设当Vb2-4RbVcrip<0]]>时，ibr＝0为真。
或者，也可以如下利用方程(17)和(18)确定。
ξr2=(Rbib+Vb)ib=-ipvc≈-ipVCT(ifRbib+Vb≥0)0(ifRbib+Vb<0)···(21)]]>如上确定的目标值ξr1和ξr2用于图3所示结构中，以进行由方程(13)和(14)定义的系统控制。
对根据本优选实施例的方法的物理意义的解释方程(1)和(2)的物理意义解释如下。(1/2)cvc2表示电容器18的能量，(1/2)Lrib2表示电抗器的能量，vcip表示电动机和电容器之间的功率，以及，-ib(Rbib+Vb)表示电池功率。因此，方程(6)的第一行为关于DC/DC变换器系统的功率的平衡方程。
此外，方程(6)的第二行为关于电池能量的平衡方程。假设Vb＞＞‖Rbib‖，此方程可简化如下。
ddt(-ibVb)=-VbLrvc(kγ-Vbvb)]]>-Vbddt(ib)=-Vb21Lrvc(kγVb-1vc)]]>Lrddt(ib)=vckγ-Vb···(22)]]>换言之，方程(6)的第二行也可被看作是关于电抗器电流的电压方程，并因此作为表达电池电流工作情况的方程。
接下来，由根据关于实际输入kγ的方程(11)的控制所进行的操作被确认如下。将方程(11)代入方程(10)，并简化所得方程以分离kγ。此处，Kp1=ωc2]]>和Kp2=2ηωc2]]>为真，采用了(1/2)cvc2>>(1/2)Lrib2]]>和Rbib＜＜vb的假设，并使用了ξ1≈(1/2)cvc2]]>和ξ2≈-Vbib2]]>的近似。(符号“≈”表示“约等于”。)kγ=Rbib+Vbvc-Lr(2Rbib+Vb)vcv]]>=Rbib+Vbvc-Lr(2Rbib+Vb)vc{Kp1KP2ξr1-ξ1ξr2-ξ2+Ki∫(VCT-vc)dt}]]>=Rbib+Vbvc-Lr(2Rbib+Vb)vc{c2Kp1(Vcr2-vc2)-VbKp2(ibr-ib)+Ki∫(Vcr-vc)dt}]]>=Rbib+Vbvc+LrcKp12(2Rbib+Vb)vc(-Vcr2+vc2)+LrKi(2Rbib+Vb)vc∫(-Vcr+vc)dt]]>+VbLrKp2(2Rbib+Vj)vc(ibr-ib)···(23)]]>此外，通过假设电压振动的宽度相对于目标值较小，并再次采用上述假设Rbib＜＜vb和Vcr＞＞vc，方程(23)可简化为如下的方程(24)。
kγ=Rbib+VbVcr+LrcKp12Vb(-Vcr+vc)+LrKiVbVcr(-Vcr+vc)+LrKiVbVcr∫(-Vcr+vc)dt+VbLrKP2VbVcr(ibr-ib)···(24)]]>在方程(24)中，第一项代表占空比的前馈控制，第二项和第三项代表关于电压的比例和积分正反馈，而第四项代表关于电池电流的负反馈。
在Vcr不变的情况下，方程(13)可进一步简化为方程(25)，其中vb表示测量的电池电压值。
kγ=-Lr(2vb-Vb)Vcr{Kp1(Vcr-vc)+Kp2(ξr2-ibvb)+Ki∫(Vcr-vc)dt}]]>vbVcr···(25)]]>这样，根据上述实施例的控制包括占空比的前馈控制，关于电压的比例和积分正反馈，以及电池电流的负反馈。此外，调度因子Lr/((2vb-Vb)Vcr)应用于关于电压的比例和积分正反馈的项，以及电池电流的负反馈的项。通过这样的安排，能够以充分高的准确度完成DC/DC变换器的控制。
通过仿真检验通过仿真对根据上述实施例的DC/DC变换器的操作进行检验，结果描述如下。
1)仿真条件方程(1)和(2)用于仿真。常规电压反馈控制以及根据上述实施例的方法(根据方程(6)-(10)以及(11))在所述控制系统中被采用。
控制器被调为ip＝-35A。对于使用常规方法的控制器，在ip＞0的区域设置低增益，以防止振动。
在仿真期间，当以单步方式将负载电流ip从0A变为每一个选择的值时，检查电容器电压和电池电流的工作情况。考虑到可在本实施例的DC/DC变换器中稳定流动的电流范围限制在-1323A(Vb2/(4VcrRb))～45.25A((Vb-Vcr)/Rb)，ip的步长可选为50A，35A，12A，-12A，-35A，以及-50A。假设电容器电压为650V，以上电流值分别对应33kW，23kW，8kW，-8kW，-23kW，以及-50kW的负载应用。
2)仿真结果图4(a)-4(f)，图5(a)-5(f)，图6(a)-6(f)这几组图分别说明当使用连续系统控制器、离散系统控制器以及伴随PWM开关的离散系统控制器时所得到的电容器电压vc和电池电流ib的利萨如(Lissajous)波形。在每组图中，图(a)，(c)，(e)，(b)，(d)，以及(f)分别示出了当负载电流以单步方式从0A变化为50A，35A，12A，-12A，-35A，以及-50A时所得到的结果。
从图4(a)-4(f)，图5(a)-5(f)，图6(a)-6(f)可得到如下几点结论。
(i)当ip超出稳态电流上限值时，无论使用常规方法还是本实施例的方法，电压均不能保持为目标值。当使用离散系统控制时，根据本方法，偏差很大，并且振动持续。对于此范围内的ip，为了使ip保持低于所述上限值，需要提供不同的控制。(参考图4(a)、5(a)、6(a)。)(ii)当ip在稳定允许范围内时，根据本方法和常规方法，相比ip＜0的区域，振动现象在ip＞0的区域表现得更为明显。同时，相比使用常规方法，根据本方法时，振动幅度更小，收敛更快。可注意到，根据这两种方法，波形不收敛为恒定值，而是收敛为极限环。此极限环由开关操作产生。为了最小化电容器电压的这种现象，考虑需要在负载侧利用逆变器进行协同操作。(参照图4(b)-4(f)，图5(b)-5(f)，图6(b)-6(f)。)(iii)在ip的稳定允许范围内，当ip的幅度(绝对值)更大时，vc和ib的振动宽度变得更大。当负载量为8kW(ip＝±12A)，并且使用PWM时，根据常规方法，vc和ib的振动宽度分别为2V和20A，而根据本方法，vc和ib的振动宽度分别为0.5V和15A。(参照图4(e)和4(f)，图5(e)和5(f)，图6(e)和6(f)。)图7(a)-7(f)示出了当使用离散系统控制器和PWM开关时所得到的电容器电压vc的时间响应波形。图7(a)、7(c)、7(e)、7(b)、7(d)以及7(f)分别示出了当负载电流以单步方式从0A变化到50A、35A、12A、-12A、-35A以及-50A时所得到的结果。ip＝50情况下的解释在接下来的响应特征讨论中被省略。
根据本方法的响应时间在ip≤12A区域中近似为10ms，而在ip≤35A的区域中近似为15ms。可注意到，这种关于响应时间的命题是在不考虑宽度小于0.5A的振动的情况下作出的，例如图7(e)中所出现的。相反，根据常规方法的响应时间在ip≤12A区域中近似为15ms，而在ip≤35A的区域中近似为200ms(不过在图中未示出)。基于这些结果，可确定的是，与常规方法相比，本方法中的响应性得到了提高。
提高控制性能的因素以下考虑使得本方法的控制性能不同于常规方法的因素。
(1)利用电池电流的反馈和线性化可增加整个区域的控制增益。
(2)通过消除占空比γ的下限，可在短时间内实现电池电流的增长。
通过使用在连续系统控制下得到的结果，这两个因素作为常规方法和本方法之间的表现差异在以下部分得到检验。
图8示出了在负载电流为12A的情况下(即，负载电流以单步方式从0A增长到12A)，kγ，vc以及ib在本方法和常规方法之间的比较结果。根据本方法，在负载开始使得电容器输出电流的时刻(此情况下为t＝200ms)，kγ被大幅减小，以增加电池电流ib。这样，可以越过根据常规方法的占空比的下限值。可以确认的是，通过使得电池电流快速增加，电容器电压的减小被最小化。于是，可以得出这样的结论，对控制增益的快速增长具有贡献的因素为，根据本方法的控制增益在相应区域足够大，以及，本实施例的占空比被允许越过常规方法中的占空比下限值。
变换器系统的共振如下，对在ip＝35A的情况下，由常规方法所导致的特别明显的振动(对应图4(c)、5(c)、6(c)以及7(c))进行分析。首先，计算DC/DC变换器系统的共振。考虑关于电池电压vb的电容器电压被控制为目标值vcr的状态，在Vb＞|Rbib|的条件下，kγ＝Vb/Vcr为真。因此，可从方程(1)和(2)得到方程(26)。方程(26)的极点由方程(27)给出。
ddlvcib=0-VbVcrcVbVcrLr-Rbcvcib+-1c0ip···(26)]]>s=-RbLr±(RbLr)2-4Lrc(VbVcr)22···(27)]]>通过利用以上仿真条件计算极点，可得到实根98Hz和9.7Hz。
在类似的方式中，通过在平衡点(vc＝Vcr，ib＝100A)附近结合常规控制方法，并进行线性化，可得到作为极点的97Hz的振动根(实部-123rad/s；虚部±597rad/s)及76Hz和0Hz的实根。在这些极点中，产生振动的极点为97Hz的振动根。此频率对应于图7(c)所示部分，并几乎与系统的固有极点98Hz相同。相反，在图4(c)、5(c)、6(c)以及7(c)以外的其它图中，即使采用相同的常规方法，也没有观察到近似100Hz的振动。这是由于在这些其它情况下，控制增益相对较大，使得固有共振被抑制。例如，在图4(d)、5(d)、6(d)以及7(d)的ip＝-35A并且为平衡点(vc＝Vcr，ib＝100A)的情况下，通过结合常规控制计算系统极点，可得到124Hz的振动根(实部-358rad/s；虚部±693rad/s)，以及73Hz和0Hz的实根。尽管类似存在振动根，与ip＝35A的情况相比，实部的振幅相对于虚部的更大，并表现出有益的衰减。可以注意到，由于是在执行本地线性化时进行的所述分析，计算得到的振动根124Hz与图7(d)所示的振动频率(约150Hz)稍有不同。
电池电流估计单元下面描述一种无需利用电流传感器测量电池电流ib即可执行控制的系统。
基于方程(1)和(2)，配置由以下方程表达的观测器。由于不能测量电池的内部电阻，观测器被配置为使用电池电压vb(＝Rbib+Vb)作为测量值。在以下方程中，x表示指示状态量的列向量(vc，ib)，xe表示x的估计值，w表示指示测量的信号的列向量(ip，vb)，u表示控制输入kγ，y表示可测输出信号vc，ye表示y的估计值，而k表示观测器增益7。
ddtxe=uAxe+bw+K(y-ye)···(28)]]>ye＝Cxe(29)C＝(10) (32)A=0-1/c1/Lr0···(30)]]>B=-1/c00-1/Lr···(31)]]>C=10···(32)]]>使用相同的符号，可用如下的方程表达将要被控制的系统。
ddtx=uAx+bw···(33)]]>y＝Cx(31)此系统为双线性的，于是不能应用线性理论。通过代入李亚普诺夫(Liapunov)函数并确认所得到的时间导数为负定的来检验观测器的稳定性。此处，e＝x-xe为真，并且e′表示e的转置向量。
V＝e′e (35)ddtV=2e′u(A+KC)e···(36)]]>由于0≤u≤1为真，满足dV/dt＜0的条件为A+k的极点为负，此条件可被认为与线性观测器的条件相同。如下，当设计实际的观测器时，依据上述结果，观测器增益的列向量k＝(k1，k2)可由极点位置确定。
uA-KC=-k1-kγ/c-k2+kγ/Lr0···(37)]]>给出此矩阵极点的特征方程为s2-sk1+(kγ/c)(k2+kγ/Lr)。基于此方程，并用ω表示在极点处的共振频率，用ζ表示衰减系数，增益可用如下方程表达。
k2＝-(ω2C/kγ-kγ/Lr)(38)k2＝-(-2ζω) (39)这样，增益为占空比kγ的函数。
观测器的框图示于图9中。可以看出，所述观测器实现了方程(28)。u(＝kγ)，w(＝(ip，vb))，以及y(＝vc)被输入到所述观测器中。方程(28)右边的加法运算在加法器中进行，此和值被积分以得到xe。xe被乘以A和u，以计算右边的第一项，且计算所得的结果被提供给加法器。通过将输入w乘以b得到右边的第二项，并将其提供给加法器。此外，xe被乘以C，以计算ye＝(vce)。计算得到的ye＝(vce)从输入y(＝vc)中减去，此差值然后被乘以k，从而得到右边的第三项，其也被提供给加法器。可注意到，如上所述，k取决于kγ。另外，xe被乘以C2，以得到ibe，并且所得到的ibe作为电池电流的估计值被输出。
图10为框图，其示出了图9的观测器并入图3的控制系统的结构。
可以看出，u(＝kγ)和x由控制系统向观测器提供。可注意到，在被输入到观测器之前，x被乘以C而转换为vc。基于从观测器得到的ibe和控制系统输出的v形成x＝(vc，ibe)，以输入到控制系统的T(x)中。利用这种安排，无需测量实际电池电流ib，利用由观测器得到的电池电流的估计值ibe即可执行控制。
通过仿真进行检验利用观测器得到的仿真结果示于图11-13中。图11中说明了电流值估计准确度，可以看出，估计值几乎完全遵循实际测量值。
图12和13示出了当使用估计值时所获得的电压控制性能。图12说明了依据kγ精密计算控制增益的情况下的结果，而图13说明了通过假设kγ值低于实际kγ值来计算控制增益时的结果。从这些结果，可以得到结论，通过依据kγ调整控制增益k，可提高电压vc的控制性能。
负载功率估计单元以下方法可用于估计负载功率。
(1)假设负载侧的电动机经由逆变器与图1中的电容器的右手侧(即，输出端)相连接，且所述电动机由所述逆变器驱动。在这种情况下，可基于电流信息(利用电流传感器获得，用于电流控制)及电压指令值(向逆变器提供)计算负载功率，这两个信息均可在逆变器控制器中得到。计算所得值作为ξr2使用。
图14示出了一种构造例，在其中采用了上述的负载功率估计。在这种结构中，使用单个控制器进行对逆变器和DC/DC变换器的控制。
(2)假设负载侧的电动机经由逆变器与图1中电容器的右手侧(即，输出端)相连接，且所述电动机由所述逆变器驱动。在这种情况下，考虑到电动机-逆变器的效率，基于可在逆变器控制器中得到的转矩指令信息和转动频率信息(利用分解器等所获得的转动角信息的导数值)计算负载功率。计算所得的值作为ξr2使用。尽管在方法(2)中使用了与上述方法(1)不同的信息，方法(2)仍然可类似地用于图14的结构。
(3)在一种系统中，负载侧(即，图1中电容器的右手侧)的电动机由逆变器驱动，并且用于驱动变换器的控制器和用于驱动逆变器的控制器被分别提供，转矩指令值可从变换器控制器提供给逆变器控制器。在这样的系统中，根据需要，信息在两个控制器之间进行通信，从而可基于在变换器控制器中可得的转矩指令信息，以及通过通信从逆变器控制器提供的转动频率信息(利用分解器等得到的转动角信息的导数值)，对负载功率进行计算。计算所得值作为ξr2使用。考虑到转动频率中的变化常常慢于转矩变化，并且通信导致的延时关于转矩变得更为明显，于是，采用用于转矩的指令值，以使通信延时的影响最小。图15示出了一种构造例，其中，为逆变器和DC/DC变换器提供了单独的控制器，并且信息传输在这两个控制器之间进行。
图16示出了一种构造例，其中，为逆变器和DC/DC变换器提供了单独的控制器，且在这两个控制器之间不进行信息传输。当DC/DC变换器在这种情况下不能获取负载侧的信息时，利用扰动观测器计算负载侧的功率。
更确切地，示于图17中的扰动观测器被基于方程(1)构造。在图17及以下方程中，vce和ipe分别表示电容器电压和负载电流的估计值，而ke1和ke2表示反馈增益。
根据所述扰动观测器，输入kγ、ib以及vc，且输出负载电流的估计值ipe。所述观测器实现方程(40)和(41)。通过将所得到的ipe代入方程(42)，可计算出ξr2。
ddtvce=1c(-kγib-ipe)+Ke1(vc-vce)···(40)]]>ddtipe=Ke2(vc-vce)···(41)]]>ξr2＝-ipevc(42)
权利要求
1.一种用于控制DC/DC变换器的DC/DC变换器控制系统，所述DC/DC变换器从DC电源接收电源电压输入，并提供转换后的输出电压，其中，所述DC/DC变换器包括电抗器，使得来自所述DC电源的电流流过该电抗器，还包括一对开关，该开关用于开关和控制在所述电抗器中流动的所述电流；并且所述控制系统包括反馈控制部分，其基于所述输出电压与其目标值之间的差值，控制所述一对开关的占空比；前馈部分，其基于所述输出电压和所述电源电压之间的差值，控制所述一对开关的所述占空比；以及调度部分，其通过将在所述反馈控制中得到的控制值乘以调度因子，来校正在所述反馈控制部分中进行的反馈控制，所述调度因子结合了所述输出电压，所述电源电压，在所述电源电压中的电压降低，以及所述电抗器的电抗。
2.一种用于控制DC/DC变换器的DC/DC变换器控制系统，所述DC/DC变换器从DC电源接收电源电压输入，并提供转换后的输出电压，其中，所述DC/DC变换器包括电抗器，使得来自所述DC电源的电流流过该电抗器，还包括一对开关，该开关用于开关和控制在所述电抗器中流动的所述电流；并且所述控制系统包括反馈控制部分，其基于输出能量与其目标值之间的差值，控制所述一对开关的占空比；前馈部分，其基于所述输出电压和所述电源电压之间的差值，控制所述一对开关的所述占空比；以及调度部分，其通过将在所述反馈控制中得到的控制值乘以调度因子，来校正在所述反馈控制部分中进行的反馈控制，所述调度因子结合了所述输出电压，所述电源电压，所述电源电压中的电压降低，以及所述电抗器的电抗。
3.权利要求1或2中定义的DC/DC变换器控制系统，其中，所述反馈部分还包括基于所述DC电源功率及其目标值之间的差值来控制所述一对开关的所述占空比的部分。
4.权利要求1或2中定义的DC/DC变换器控制系统，其中，所述反馈部分包括与所述输出电压和其目标值之间的所述差值成比例的控制值，以及与所述差值的积分值成比例的控制值。
5.权利要求1或2中定义的DC/DC变换器控制系统，其中，输入到所述控制系统的DC电源电流、DC电源电压、输出电流以及输出电压的输入受到预定的转换，并且将要被输出的所述占空比也受到预定的转换，从而将所述控制系统配置为线性。
6.权利要求1或2中定义的DC/DC变换器控制系统，其中，通过假设所述输出电压恒定，来简化控制的内容。
7.权利要求1或2中定义的DC/DC变换器控制系统，其中，所述控制系统还包括估计部分，其基于DC电源电压、输出电流以及输出电压，来估计DC电源电流，并使用了利用所述估计部分得到的DC电源电流的估计值。
8.权利要求7中定义的DC/DC变换器控制系统，其中，所述估计部分考虑了所述占空比来估计所述DC电源电流。
9.权利要求1或2中定义的DC/DC变换器控制系统，其中，来自所述DC/DC变换器的输出被用于经由逆变器来驱动电动机；并且，基于所述逆变器的控制信息来估计所述DC/DC变换器的输出功率。
全文摘要
由控制器控制两个开关元件的开关操作。更确切地，通过调整关于下开关元件的占空比，将电容器电压控制为目标值。不仅通过简单进行基于目标值偏差的关于电容器电压的PI控制，还通过进行关于电池功率和输出能量的反馈控制，来执行所述控制。此外，基于电池电压、电容器电压等的调度因子被用于控制反馈控制的增益。
文档编号H02M3/155GK1728524SQ20051008731
公开日2006年2月1日 申请日期2005年7月28日 优先权日2004年7月28日
发明者中井英雄, 大谷裕树, 守谷一成, 山田坚滋 申请人:丰田自动车株式会社