专利名称：用于照明系统的可控电源电路及其操作方法
技术领域：
本发明涉及用于低电压照明系统的电源。
背景技术：
用于照明系统的电源，典型包括将输入的电源电压转换成高频的整流逆变器系统。
图1所示为在普遍受让于本发明受让人并在此包含引作参考的美国专利6097158(Manor等人)中描述的通常指定为10的低电压照明系统。照明系统10包括连接到虚线轮廓中所示低频AC电压源13的一对输入端子11和12。AC(交流电)电压源13源自传统的具有典型为347-100V电源电压以及50/60Hz电源频率的电力供给馈线。传统的整流器14经由端子11和12耦合到AC电压源13，用于将低频AC电压转换成DC(直流电)，然后该DC被馈给逆变器15，该逆变器包含传统的用于在30KHz转换成高频AC的斩波电路。与逆变器15组合的整流器14因此构成用于将低频AC电压转换成高频AC电压的频率转换装置16。
降压变压器17耦合到频率转换装置16的输出端，用于将347-100V的高频电源电压转换成高频、具有48V或低于48V，典型为12V的低电压AC信号。降压变压器17优选使用环形铁氧体铁芯来实现，以及输出线圈优选使用辨编线(非常优良绝缘的电线束)来实现，以便通过减小由于初级和次级线圈之间的空气间隙引起的泄漏电流，和通过减小由于趋肤效应和邻近效应引起的损耗来将损耗最小化。还能够使用其他铁芯和线圈。替换地可以产生较高的频率以及使用平面型变压器实现输出变压器。
在这种现有技术中，虽然不在传统的现有技术中，为了防止和巨大的高频电流相关的缺陷，使用同步整流器18来整流高频信号，同步整流器18与用于将低电压AC转换成低电压DC的降压变压器17的次级线圈(未示出)相耦合。将一对导线19和20连接到该低电压DC用于将低电压电灯(未示出)连接到它们。
图2所示为已知点火电路30，用于AC-DC或AC-AC逆变器31，它耦合到桥式整流器32输出端并且它的点火基于阻容(RC)电路33和触发二极管34，例如用于给低电压白炽灯35供电。RC电路33包括经由电阻37充电的电容36。在触发二极管达到击穿电压时，电容36通过驱动变压器(未示出)放电，导致点火。
还如在图2中所示的调光器38，将该调光器的输出与桥式整流器32耦合，用于改变电灯35的亮度。当前沿或正向沿控制开关(F调光器)使用并行于RC电路33的逆变器31时，将加速器电路39耦合到桥式整流器的输出端，并将加速信号馈给逆变器31以加速点火过程，从而导致点火过程和调光器断流-导通(cut-on)的较佳同步。
在这些方案中逆变器在调光器截止和接下来断流-导通之间是不激活的，注意到这一点是重要的。这导致了调光器上负载的不存在，是这种调光器-逆变器系统的缺陷。其他缺陷涉及与输入电压零交叉相关的开关瞬间的不稳定性，取决于逆变器负载，连接电线的长度，输入滤波器的电容，逆变器输入电桥中的电容等等。
而且，正如以下更详细地说明，在点火之前逆变器的无源状态的存在导致大量的寄生过程，使逆变器去同步并破坏调光器的正常工作，这反过来损害了整个调光器-逆变器系统的工作。
还已知在调光器工作中尖峰电流前沿的存在是电灯机械振动的原因之一，导致声频噪声(acoustic noise)。已知有各种方法来降低噪声，基于前沿调光器的正向前方的整形，或者基于使用存储在大电容中的能量，用于在尾随调光器的情况中扩展反向前方。在后者的情况中，在反向前方的截止期间，在电容放电时间期间，在电容中出现附加的电流，这将导致再次产生声频噪声的电容大的机械振动。结果，电灯中声频噪声的减小由电容中的声频噪声来替换。
调光器逆变器系统的其他缺陷是这样的事实，即必须将逆变器设计成和前沿调光器或尾随调光器工作，或必须提供该逆变器具有一个电路，能够确定调光器的类型并且能够相应地改变它的操作。但是，如果错误地确定调光器类型，则在逆变器电路中能够出现非常高的声频噪声和大的震动。例如，可能发生所述前沿调光器将在正向前方没有整形具有输入电桥中的大电容时进行工作，这将导致逆变器和调光器中的附加电流，以及电容大的振动和声频噪声。
以本申请人姓名在2003年7月17日公布的题为“Lamp transformerfor use with an electronic dimmer and method for use thereof forreducing acoustic noise”的WO03/058801，公开了用于减小在前沿调光器使用期间所产生的声频噪声的控制器。响应于馈给它输入电压的前沿控制器在前沿检测到的时候产生一个控制信号，以及线性开关耦合到该前沿控制器，并响应用于线性地开关输入电压的控制信号，这样降低了前沿上升的速率。后沿控制器可以耦合到前-后沿检测器以便响应于后沿调光器的检测，用于禁止前沿控制器和通过使用例如如上所述的大电容来降低输入电压后沿的下降速率。
图3示意性所示为在图1所示的电路中与逆变器31连接到桥式整流器32输出端相关联的其他调光问题。由于典型跨接在桥式整流器输出端上大的平滑电容40的存在，所述逆变器的输入是电容性的。由于跨接在电源输出端上的电磁干扰(EMI)滤波器41的存在，桥式整流器的输入也是电容性的。在时间周期的不激活部分期间，即，当所述逆变器不导通时，电容40被充电并且使点火滞后和不稳定。另外，电容40的充电可以在调光器点火之前触发逆变器的点火。这可能产生若干不想要的情形●逆变器可能产生调光器的提早点火和改变其点火角度；●到调光器点火时，逆变器截止，没有足够的能量维持正常的操作。由于所需的等待时间，它将在以后重新点火；●具有波动性质的逆变器提早点火，可以在调光器的输出中产生尖峰信号，这种尖峰信号反过来可能导致逆变器的另一个不想要的重新点火。
在所述的其中一个模式中，当调光器被连接时，依赖于诸如点火角度、逆变器负载、周围环境条件等等的大量外部参数的所有这些过程将导致系统的不稳定操作。
此外，当使用逆变器具有前沿调光器时，应用加速器电路来加速点火过程。在这些方案中所述逆变器在调光器的截止和接下来断流-导通之间不激活。这导致了不想要的调光器负载的损耗，因为它在电灯中产生闪烁并且增强调光器噪声。
通常已知当使用这些转换器给白炽灯，或具有类似于白炽灯的启动特性的任何其他电灯供电时，在启动期间在AC-AC和AC-DC转换器中产生冲击电流。这些电流由以下事实产生，即冷光灯的电阻非常低以便转换器利用有效短路负载工作。这些冲击电流减小了灯的预期使用寿命。峰值电流能够达到高的值。
图4图示为图形软启动电压VCS的波形，来自于运用到开关MOSFET的软电容CS；和运算电路的输出电压，该运算电路计算一个输出电压，这个输出电压是升压转换器输出电压的函数，该升压转换器形成功率因数校正电路的一部分。输出电压Vmo跟随AC线电压，并且当跨越该软电容的电压VCs横贯包封的时候，该输出电压Vmo表示使用脉冲宽度调制(PWM)进行采样的该包封。图4b图示为图形连续电流尖峰信号和平均输入电流的波形，将这些尖峰信号通过软启动电路馈给逆变器。因此，可以看出瞬时逆变器电压跟随线电压，但是由于仅仅线电压的离散采样在依赖于PWM占空周期的时间间隔被馈给逆变器，所以平均逆变器电压低于该线电压。由此出现两个特性首先，在任何给定的AC半周期期间，重复的电压脉冲馈给逆变器；其次在采样线电压时，每个电压脉冲的幅度等于线电压的瞬时峰值电压。
从根据以上内容显现出，现有技术灯电源的控制需要逆变器的定制控制，因此妨碍现成现有技术逆变器的使用。同样地，与由白炽灯点火所产生的冲击电流相关的问题便于对用来减小这些现象的软启动电路的改进。此外，只要关注与调光器工作的电源，仍有声频噪声的问题，这种声频噪声的减小依赖于进一步的改进；并且逆变器的不连续点火以及所产生的逆变器-调光器-负载系统的不稳定性需要改进。
发明内容
所以本发明的目的是给低电压照明电路提供改进的电源，这解决了与到目前为止提出的如上所讨论的电源相关的主要缺点。
根据本发明的第一方面这个目的通过减小在使用灯前沿调光器期间所产生声频噪声的方法实现，该方法包括(a)确定前沿调光器的标称点火时间；和(b)应用后校正(post correction)给施加于从所述标称点火时间启动的调光器的电压以在预定的后校正时间期间过程中逐步地增强电压并因此减小其前沿上升的速率。
根据本发明的另一个方面提供一种减小在使用灯后沿调光器期间所产生的声频噪声的方法，该方法包括(a)确定后沿调光器的标称截止时间；和(b)应用预校正(pre-correction)给施加于从所述标称截止时间启动的调光器的电压以在预定的预校正时间期间过程中逐步地减小电压并因此减小其前沿上升的速率。
根据本发明的再一个方面提供一种减小在使用灯调光器期间所产生的声频噪声的方法，该方法包括(a)确定所述调光器是前沿调光器还是后沿调光器；(b)如果该调光器是前沿调光器i)确定该前沿调光器的标称点火时间；和ii)应用后校正给施加于从所述标称点火时间启动的调光器的电压以在预定的后校正时间期间过程中逐步地增强电压并因此减小其前沿上升的速率。
(c)如果该调光器是后沿调光器i)确定后沿调光器的标称截止时间；和ii)应用预校正给施加于从所述标称截止时间启动的调光器的电压以在预定的预校正时间期间过程中逐步地减小电压并因此减小其前沿上升的速率。
根据本发明的再一个方面提供一种软启动白炽灯所使用的灯电源的方法，该方法包括(a)在连续的AC半周期期间从零电压开始施加电压片；和(b)在连续的AC半周期期间增加所述电压片的持续时间同时保证在白炽灯的点火之前流过灯丝的灯丝电流不超出预定的阈值。
根据本发明的再一个方面提供一种点火电源电路中逆变器的方法，所述电路具有输入电容和耦合到逆变器输出端的负载并且其中AC电源电压经由耦合到桥式整流器的调光器电路被馈给所述逆变器，该方法包括(a)将被整流的调光器电压馈给逆变器的输入端；(b)连续地给逆变器馈给点火脉冲直到馈给所述逆变器输入端的被整流调光器电压的幅度必须达到特定的电平；以及(c)当馈给所述逆变器输入端的被整流调光器电压的幅度达到所述特定的电平时i)经由逆变器将输入电容上的调光器电压放电到负载；和ii)中断馈给逆变器的所述点火脉冲。
根据本发明的再一个方面提供一种模拟前电压沿调光器的操作以便将受控输入电压馈给经由桥式整流器耦合到该调光器的逆变器的方法，该方法包括(a)确定调光器前沿的最大抖动角度Δt；和(b)利用大于和输入电压相关的最大抖动角度Δt的时间延迟开关所述逆变器。
为了理解本发明，以及明白在实践中可以如何实现本发明，现在仅将参考附图通过非限制性实例的方式描述优选实施例，其中图1是功能性显示现有技术低电压照明系统的方框图；图2是功能性显示用于逆变器的现有技术点火器电路的方框图；图3是功能性显示具有电容性输入的逆变器的传统拓扑的方框图；图4a和4b显示了与已知软启动电路相关的图形电压波形，将该软启动电路进行设计，以减小由白炽灯点火所产生的冲击电流；图5是功能性显示根据本发明具有改进的逆变器点火电路的电源方框图；图6a是示意性显示在图5中所示的逆变器点火电路细节的电路图；
图6b是图5中所示逆变器点火电路的简化电路图；图7a到7d显示图形输入电压的电压波形以及与图5中所示点火电路相关的点火脉冲；图8是功能性显示根据本发明具有受外部控制镇流器的电源方框图；图9是功能性显示根据本发明具有用于减小声频噪声的校正镇流器的电源方框图；图10显示图形电压波形，与图9中所示镇流器相关；图11功能性显示后沿调光器，为声频噪声校正该调光器，和使用传统方法和根据本发明的相关图形电压波形；图12到14显示根据本发明与软启动控制电路相关的图形电压波形。
具体实施例方式
图5是功能性显示根据本发明通常示为50的可变电源电路的方框图，该电路50具有电流反馈逆变器所使用的改进的逆变器点火电路51。不管需要何种逆变器的应用，这种逆变器必须通过点火脉冲进行点火。电源50包括耦合到输入桥式整流器53输入端的调光器52，它的输出端耦合到逆变器54以已知的方式产生馈给灯55的输出电压。点火电路51受脉冲定时器56的控制，该定时器由能量累加器电路57供电，并且并响应地耦合到电流传感器58和阈值检测器59。
图6a是示意性显示在图5中所示逆变器点火电路51细节的电路图。该逆变器包括由四个双极型NPN结式晶体管61、62、63和64构成的桥。晶体管61和63的集电极共同连接到桥式整流器53的正电源线，而晶体管62和64的发射极共同连接到该桥式整流器的负电源线。晶体管61的发射极在结点65连接到晶体管62的集电极上。同样，晶体管63的发射极在结点66连接到晶体管64的集电极上。灯55经由电流变压器67耦合到结点65和66上。缠绕在公共铁芯上的示为68的每一个相应电流变压器初级线圈被耦合在晶体管分别一个的基极和发射极之间。点火电路56经由次级线圈69耦合到电流变压器的初级线圈以便将基极触发脉冲馈给这四个晶体管。
当逆变器输入电压下降到低于预定阈值时，该逆变器停止导通并且当所述输入电压足够高时必须被重新点火。为此目的，在AC半周期的开始施加一连串的高频点火脉冲，直到当中断这些点火脉冲时所述逆变器被点火。
图6b以简化形式显示图5中描述的电源电路50。与桥53相关的是滤波电容Cf以及与逆变器相关的是电容Cinv。由于这两个电容是并联的，与电路相关的总输入电容由以下给出C＝Cf+Cinv图7a图示跨越电源输入电容上的调光器电压V。与馈给在图7b中图示逆变器54的点火电压Vign之间的时间关系。图7c图示逆变器电压与图7a和7b中所示波形之间的时间关系以及与图7d中图示检测器电压之间的时间关系。调光器电压Vc的形式初始取决于调光器的特性并且上升直到它的幅度达到阈值检测器59的阈值电压VGen为止。直到发生这种情形为止，如在图7b中所示的高频点火脉冲被连续地馈给点火电路51，但是逆变器54不能导通直到它的输入电压超出特定的电平。如此校准该阈值检测器59，即当检测器电压Vdet的幅度达到预定的阈值电压VT时，输入到逆变器的电压具有足够的幅度以允许逆变器的点火。当这种情形发生时，禁止所述脉冲定时器将其他点火脉冲馈给点火电路51。可以看到实际上在点火之后仅将图7b中所示的单个点火脉冲施加于逆变器，并且施加持续剩余的导通周期，当所述逆变器停止导通以及点火脉冲被再次馈给逆变器点火电路时，在它导通时没有其他点火脉冲馈给逆变器直到检测器电压下降到低于所述阈值为止。点火脉冲的频率必须足够的高以保证一旦逆变器变成激活，则对调光器-逆变器电路的输入电容进行放电，从而防止输入电容的影响被逆变器传递到负载。
一旦逆变器54被点火并开始导通，则跨越输入电容的调光器电压经由逆变器54向负载55进行放电。这避免了上述提及的有关传统电路的问题，输入电容的再充电中断调光器逆变器系统正常的工作这样导致抖动的产生。
从以上描述清楚的是为了逆变器54开始导通，必须满足两个基本条件
1)馈给逆变器输入端的被整流调光器电压必须达到特定的电平；以及2)点火脉冲必须馈给逆变器。
如果输入电容被不正确地放电，两种现象的其中一种或二者的组合将会发生1)当上述输入电容(在调光器的输出端也可以发现)被充电时它将改变调光器的点火角度。这将影响调光器角度的稳定性。
2)相同输入电容的高电平电压充电能够产生逆变器的过早发生(在调光器点火之前)。但是，逆变器不具有足够的能量来继续工作因为它的能量源只是在输入电容中短期存储的能量而不是持续的调光器能量。在逆变器截止之后，该逆变器不能总是立即开始发生。在调光器点火的同一点上，逆变器没有准备好开始发生。
应该重要注意到上述过程并不总是稳定的，这将导致负载能量的抖动。当使用卤素灯或卤钨灯时，这一点通过闪烁来表明其自身。
如果使用高频点火源，那么只要逆变器开始发生，系统将自动地开始放电电容到负载。
在图5中所示的电路具有以下的优点●逆变器-调光器-负载系统的稳定性，●在不具有调光器的电路中以最小相位角激活逆变器的能力(减小点火冲击和增加占空因数)，●不需要前沿调光器的特别的同步电路，●由于调光器的有效负载现在是逆变器本身，所以不需要加载调光器的特别电路。
图8是功能性显示根据本发明的“智能”电源80的方框图，该电源包括可切换地耦合到桥式整流器83的前沿调光器81和后沿调光器82，该整流器耦合到镇流器84和逆变器85用于以已知方式对灯负载86进行馈送。镇流器84由示为87的可编程控制器直接地控制，控制器还用于馈送点火信号给逆变器85。可编程控制器87由电源88供电，该电源耦合到桥式整流器83的DC输出端，并且该编程控制器接收作为输入信号的电压基准Vin，它相应于桥式整流器83输出端整流AC电压的估计，由电压传感器89所确定；电流基准Iout，相应于由电流传感器90确定的馈给灯86的输出电流；和外部温度传感器91检测的环境温度信号t0。可编程控制器87的第一输出被馈给用于向镇流器84馈送PWM控制信号的PWM驱动器92。可编程控制器87的第二输出被馈给点火电路93，用于向逆变器85馈送点火信号。外部端口94馈送输入信号到可编程控制器87，并且允许外部地馈送控制参数，用于修改控制器87的行为。通过这些装置，能够根据特定用户需求定制控制器87而不需要对电源电路作出任何的改变。
可编程控制器87被编程成向逆变器馈送构造的电压波形，以便减小由调光器所产生的声频噪声，并且还允许白炽灯的软启动。现在将特别参考图9到14说明完成这种编程的方式。控制器87直接控制镇流器，以便通过镇流器馈给逆变器的全部是点火脉冲。由于诸如软启动、前沿和后沿调光器控制的所有控制经由镇流器完成，这样允许使用现成的任何逆变器，以及以50％的占空周期和馈给它的点火脉冲工作。在诸如短路故障的紧急情况下，当必须没有延迟地中断逆变器的时候，控制器87直接施加中断信号到该逆变器，到所述逆变器晶体管的其中一个栅极。
图9是功能性显示根据本发明的具有用于减小声频噪声的校正镇流器的电源100方框图。电源100包括可切换耦合到桥式整流器103的前沿调光器101和后沿调光器102，该整流器耦合镇流器104和逆变器105，用于以已知方式对灯负载106进行馈送。镇流器104通过示为107的外部控制器直接控制，该控制器包括将控制信号馈给PWM整形控制单元110的后校正控制单元108和预校正控制单元109，所述PWM整形控制单元将PWM控制信号馈给镇流器。后校正控制单元108联合前沿调光器工作，而预校正控制单元109联合后沿调光器工作，用于校正施加到镇流器104的电流波形分别的前沿或后沿。
镇流器104的控制受到下列因素的影响确定哪一个沿(前沿、后沿、或二者)失真，寻找调光器接通/截止的相位角，以及计算镇流器相位角，需要提供正确的校正度数以获得负载电流所需要的平滑形状。因此，如果调光器是前(上升)沿调光器，将不存在电压直到调光器点火为止。因此，代替电压平滑、连续的上升，可以将前沿视为失真，是由于在点火的角度，从无电压到瞬时AC电源电压的突然不连续性而产生的。反之，如果所述调光器是后(下降)沿调光器，后沿将会显示出电压的平滑、连续上升，但是在调光器电压的后沿下降之后将不存在电压。所以，代替电压平滑、连续的下降，可以将后沿视为失真，是由于在调光器下降角度，从瞬时AC电源电压到无电压的突然不连续性而产生的。
在已经因此确定所述调光器是前沿还是后沿调光器之后，就确定了调光器的接通/截止的相位角。对于这两种类型的调光器，测量AC周期，并且还可以监控电压越过时间轴的瞬间。对于前沿调光器，可以通过测量自点火直到电压越过时间轴的时间，并从半时间周期中(即AC半周期的时间)减去该测量的时间来确定相位角。后沿调光器当AC输入电压在零之上时开始导通，因此在这种情况下相位角简单来说就是从AC半周期开始直到下降电压为止的测量时间。用于提供正确的校正度数以获得负载电流所需的平滑形状和保护要求的镇流器相位角的计算，必须考虑这些参数如先前的调光器抖动、检测器滤波器延迟、噪声、负载电平、先前的调光器最佳点火条件、启动要求等等。例如，在前沿调光器中，调光器的点火抖动对于促进延迟(Δt)扮演重要作用，并且需要后校正以便镇流器总是在最近的可能时间即t+Δt上升。下面将参考附图中的图10g更详细地说明这种原理，该图显示了镇流器在调光器利用某(低)传输因数接通时，立即开始导通，并在计算的时间上升。在后沿调光器中，相反地适用并且需要预校正以通过保证镇流器在最早的可能时间即t-Δt下降从而避免抖动。下面将参考附图中的图11f更详细地说明这种原理。在两种情况下因此保证当调光器在工作时，镇流器总是某传输因数下导通，并且避免调光器可能试图经由不存在的负载导通的可能性。确定的输入参数包括输入电压的前沿和后沿的相位角，并且这些参数被用于计算镇流器控制器107的内部准调光器角度、软启动时间等等。
应该注意到尽管在图9中控制器107示为在前沿和后沿调光器的外部，它可能与此与调光器构成整体，该调光器电路是控制器的一部分。在控制器在调光器外部的情况下，有必要如上所述确定该调光器是前沿还是后沿调光器，以便控制器107可以知道是否应用后校正或者预校正、软启动指令、某些系数等等。这些术语将在下面参考附图中的图12到14更详细地描述。但是，仍然具有某些场合，确定所述调光器是前沿还是后沿调光器的行为是不必需的例如如果控制器和已知类型的调光器构成整体。当然，在这种情况下，控制器107可以具有更简单的结构，因为不再需要具备后校正控制单元108和预校正控制单元109两者取决于控制器107配置的调光器类型，只需要其中之一。但是，在说明这个时，值得注意的是镇流器还可以被配置用于组合的前沿/后沿调光器，在该调光器中输入电压的前沿和后沿二者都失真，在这种情况下，可能需要后校正控制单元108和预校正控制单元109。在具有输入电压的前沿和后沿二者失真的这种组合的前沿/后沿调光器中，在线电压已经越过时间轴之后，点火(上升)发生，并且在它越过时间轴之前，下降发生，这样通过零交叉点的方式不可以测量时间周期或相位角。但是，时间周期可以测量为连续点火之间的时间，可以很容易地将该周期确定为电压从零改变成非零的瞬间。实际上，可以将使用时钟与一对单稳态相联合，以产生一对相互同步的脉冲串，它们其中的一个上升沿开始与点火同步，以及另一个上升沿开始与下降同步。两个脉冲串中相应脉冲的各自上升沿之间的差接着对应调光器的瞬时相位角，应该明白由于例如抖动的原因在连续的脉冲之间发生变化这种情况。
可以从接通调光器的瞬间，即对于AC半周期，应用前沿的后校正。但是，由于后沿必须在能够被检测到之前发生，因此将预校正应用到第一AC周期是不可能的，并且仅在后沿被检测到之后，才能应用预检测必需的量。因此在实际中，在当前周期到下一个AC周期的后沿之后，将为每个AC周期计算的预校正量应用到时间T-Δt，这里T是时间周期以及Δt是必需的预校正。在所有情况下，将会明白可以使用分立的电子或经由适当编程的微处理器或在固件中来实现预校正和后校正单元。
图10a所示为当不应用后校正时，通过前沿调光器101将整流的AC电压施加到逆变器105。因此，取决于调光器101的点火角度，当将调光器点火时，尖峰、几乎瞬时的电压上升发生了。但是，在这种情况发生，作为点火角度已知的时刻，特别是在使用低质量的时候，可以从一半周期改变到另一半周期。因此，用于第一半周期的点火角度是t，而用于下两个半周期的相应点火角度是t+Δt。标称点火角度t和实际点火角度之间的最大时间Δt已知为调光器的抖动。而且，所述调光器甚至可能完全地点火失败如图10c所示，其中该调光器不在第三半周期中操作。
图10b图示为根据本发明模拟应用到前沿电压调光器101的点火脉冲的镇流器电压。镇流器104利用相对于输入电压的时延进行切换，其中所述时延必须大于前沿抖动的时间Δt，这样完全地消除负载中的抖动。而且，如在图10d中所示在调光器过程截止的临时消失的情况下(由于调光器的不稳定操作)，所述控制器继续以计算的时间操作镇流器(内部准调光模式)。此外，通过在点火之后，在短的后校正时间周期期间，逐步地增强电压，避免与传统调光器相关的在图10a中所示的尖峰电压上升，在后校正时间周期之后，电压波形在时间t+Δt处恢复其原始的形状。
在根据本发明的后沿调光器102的情况下，镇流器104利用相对于输入电压后沿的时间提前进行切换。将该时间提前计算为用于形成负载电流平滑下降所必须的预校正时间，以及输入电压后沿的最大抖动角度的求和。在后沿临时消失的情况下(由于调光器的不稳定操作)，如图10d所示该控制器以计算的时间继续操作镇流器(内部准调光模式)。
图10e图示为当点火不发生，这样AC半周期继续不被中断时的调光器电压。图10f图示为当在时间t正常点火发生时的调光器电压。如上所述调光器的点火角度能够改变±Δt。图10g图示为通过镇流器施加到逆变器的模拟电压。因此，在时间t，镇流器施加非常小的电压给逆变器，并且在时间间隔Δt之后它施加完整的输入电压，这样逆变器输出电压达到最大电平。通过这些方式，将该调光器进行模拟在它的最大点火角度t+Δt点火，同时避免在时间t不应用小电压阶跃将会发生的抖动。
图11a再次以简化形式显示图5中描述的传统电源电路50，用来与后沿调光器一起使用，其中如本领域中所已知的那样，使用电容Vc来减小声频噪声，用于在调光器导通时存储能量，并且当调光器停止导通时所述电容放电以避免电压中的突然下降。在传统的调光器中，电容Vc在存储足够能量的原理上操作，以便在输入电压中断之后，将能量馈送给负载一些时间，并且因此避免引起噪声的电压突然中断。
图11b图示为根据传统的方法，如在图11c中所示，调光器电压Vc和馈给逆变器的逆变器电压VC之间的时间关系。因此，可以看到，在传统的方法中，电容必须足够的大，以便在点火后沿调光器之后提供电压给逆变器一些时间，这样它停止导通。由于所述电容用作能量源，所以它必须具有足够的电容值以在电压中断之前存储来自电网的能量。电容值越大，它将存储的能量越多，并且放电所花的时间越长，以及负载中的声频噪声也将越小。对于300W调光器，所述电容必须具有接近3到7μF的电容值。
图11d以简化形式显示经修改的用于与后沿调光器(未示出)使用的电源电路120，其中使用预校正镇流器121减小声频噪声。镇流器121连接到桥式整流器122的输出端，以及连接到逆变器123的输入端，该逆变器输出连接到负载124上。将电容VC连接跨在镇流器121的输出端上。将会看出图11a中描述的传统电路50和图11d中描述的修改电路120之间的区别在于镇流器121，如现在将要说明的，该镇流器用于控制逆变器123。
图11e图示为调光器电压Vc和馈给如图11f中图示根据本发明的逆变器的逆变器电压VC之间的时间关系。如以上参考附图的图11a到11c所说明的，工作原理不同于传统的后沿调光器。具体而言，因为容易确定点火角度调光器何时将要截止是已知的。在这种情况下，镇流器中的控制器稍微提前地点火所述调光器，这样它停止导通以及然后馈送在电容中所存储的能量直到它被完全地放电。在这种情况下，电容的电容值必须这样，在点火后沿调光器之后，将电压持续地馈给逆变器直到所述调光器将已经被正常地点火的时间为止。由于在调光器的实际点火由控制器来控制，以在实际点火之前发生，这样输入电压还没有被中断，因此从AC电力供应继续提供电压。因此，电容VC不需要存储电压以便在点火之后给负载提供能量，并且可以因此比传统的方法具有相当低的电容值。具体而言，对于300W调光器，电容VC必须具有接近0.1到0.5μF的电容值-即小于传统后沿调光器幅度的等级。
因此，在本发明提供的预校正方法中，后沿调光器在被整流AC半周期中比将会正常发生的稍微早些停止导通完整的AC电压。以类似的方式，后校正方法可以用于前沿调光器，以便调光器在被整流AC半周期中比将会正常发生的稍微晚些开始导通完整的AC电压。所以，在二者情况中，通过调光器将稍微较小的平均电压施加给负载。但是，正如与此相对存在对于后沿调光器来说明显的以下优点●不需要使用大电容校正后沿调光器；●在逆变器中不存在电子冲击；●形成前沿和/或后沿最佳形状的可能性，用于将声频噪声和灯闪烁最小化，以及将传递到负载的能量最大化；●校正输入电压周期的任何部分(前沿，后沿，或二者)的可能性；●校正调光器临时故障的内部准调光模式；●即使错误地确定调光器类型并且不执行其中一个边沿的整形，由于不存在大的电容，在逆变器中也将不会出现大的冲击。
在输入电压的前沿和后沿都失真的情况下，执行正向前部和后向前部的预校正和后校正。
图12到14图示为与根据本发明软启动控制电路相关的电压波形，用于消除或至少减小冷灯丝启动引起的冲击电流。以下的描述涉及图11d中所示的电路120，并假设将AC电源电压馈给输出端连接到桥式整流器122的前沿或后沿调光器(未示出)。
图12a所示为具有半周期期间T的AC电源电压波形Vin，并且图12b所示为在桥式整流器122的输出端被整流的电压波形Vrec。图12c所示为当使用前方调光器时，将输入电压Vin馈给桥式整流器122。因此，输入电压Vin是零直到调光器被点火为止，在此之后它跟随图12a中所示的AC半周期直到AC电源电压变成零，当调光器电压被中断并且保持为零直到在负半周期调光器被点火。图12d所示为在桥式整流器122的输出端对应于在图12c中所示输入电压Vin被整流波形的被整流电压Vrec。
图12e显示表示为Vsw的递增启动电压，将该电压馈给逆变器，并且在输入电压的连续半周期期间，该电压跟随图12d中所示被整流电压波形Vrec连续较长时间期间。因此，在第一半周期结束时，在时间T-Δt1，将启动电压Vsw初始施加Δt1的时间期间。在第二半周期期间，在时间T-(Δt1+Δt2)将启动电压Vsw施加(Δt1+Δt2)时间期间。在第三半周期期间，在时间T-(Δt1+Δt2+Δt3)，将启动电压Vsw施加(Δt1+Δt2+Δt3)时间期间。通常，在第nth半周期期间，在时间 将启动电压Vsw施加等于 的时间期间，对于后沿调光器，该启动电压总是在接近相应半周期结束时施加，并且在连续半周期期间增加，直到白炽灯被完全点火为止。
图12f所示为当使用后沿调光器时的输入电压。因此，输入电压跟随图12a中所示的AC半周期直到该调光器被点火，在此之后中断该调光器电压，并且在AC半周期的剩余部分保持零。在负半周期期间，调光器电压再次跟随负AC半周期直到调光器被点火，之后中断调光器电压并且保持零到下一个负半周期。图12g所示为在桥式整流器122输出端的被整流电压Vrec，对应于在图12f中所示输入电压Vin的被整流波形。
图12h所示为表示为Vsw的递增启动电压，将该电压馈给逆变器，并且在逆变器电压的连续半周期期间，跟随图12e中所示电压波形Vrec连续较长时间期间。因此，在第一半周期的开始，在时间0启动将电压Vsw初始施加一段时间期间Δt1。在第二半周期期间，在时间Δt1将启动电压Vsw施加一段时间周期(Δt1+Δt2)。在第三半周期期间，在时间(Δt1+Δt2)将启动电压Vsw施加一段时间周期(Δt1+Δt2+Δt3)。通常，在第n个半周期期间，在时间 将启动电压Vsw施加等于 的时间周期，对于前沿调光器，所述总是在相应半周期的开始时施加启动电压，并且在连续的半周期期间增加该启动电压，直到白炽灯被正确点火为止。
图13a再次所示为具有半周期期间T的AC电压波形Vin，并且图13b所示为馈给镇流器121的被整流电压波形Vrec。图13c以放大比例显示在连续的半周期期间，用于后沿或前沿调光器的逆变器输入电压。图13d以放大比例显示前沿调光器的启动电压的连续阶段。特别值得注意的是在通常情况下Δti-1＞Δti以便不会发生不必要地延长启动过程。
现在将参考图示通过白炽灯的部分电流波形的图14a到14c说明对于此的原因。在接近如通过Ii-1所示AC半周期的开始电流幅度不是足够大以使白炽灯点火，但是这样使得灯丝开始发热。灯丝的增加温度使其电阻值增加，反过来这减小了流过灯丝的电流。因此，在倾向于增加灯丝电流的电压增加，和由于自加热引起增加的电阻所导致的灯丝电流降低之间存在一种平衡。在如通过Ii所示的接下来的半周期期间电流幅度超出灯的阈值电流。根据经验，可能认为需要通过在下一个半周期期间减小电压来减小电流。但是，实际上不需要这样做，这是因为由于通过灯丝增加的I2R损耗所产生的电阻增加减小了灯丝电流。因此，在下一个半周期期间，不需要减小电压，并且应用的唯一补偿是不改变输入电压，并且因此不改变输入电流。这通过Ii+1所示的电流波形进行图示，其中将馈给灯丝的电压片的时间周期以及因此电流片的时间周期保持和前一半周期一样即Δti+1＝0。尽管这样，可以看出由于它增加的电阻，灯丝电流稍微地降低。
图8中所示的可编程控制器87，它可以是图11d中所示镇流器121一部分，调节这个平衡，以便将足够大的增量馈送足够的电流通过灯丝，灯丝逐步地加热，但是它仍然仅在若干半周期内点火，因此减小了由于过多突然点火所产生的冲击电流。
这可以与馈给图4b中所图示的现有技术软启动电路的逆变器的连续电流尖峰相比较。如上所述，尽管减小了图4b中所示通过灯丝的平均电流，每个瞬时电流峰值在同一时间瞬间与相应的AC半周期具有相同的幅度。与此相反，如在本发明中，该灯丝电流从不超出控制器设置的预定阈值。然而与现有技术电路的进一步区别在于，在相同的AC半周期中，连续的软启动脉冲被馈给灯丝，这样接下来的电流脉冲的应用期间，电流总是流过灯丝。另一方面，在本发明中，在每个连续的半周期期间，馈给灯丝的软启动电流总是从零开始。
将会理解在不背离如权利要求书所定义的本发明范围的条件下可以对优选实施例作出各种修改。例如，尽管未示出，本发明包含半桥式和全桥式逆变器以及次级线圈上的AC和标称DC输出电压。
权利要求
1.一种在灯调光器使用期间，用于减小所产生的声频噪声的方法，该方法包括(a)如果所述调光器是前沿调光器(101)i)确定该前沿调光器的标称点火时间；和ii)将后校正应用到一个施加至该调光器的电压，该调光器从所述标称点火时间启动，以在预定的后校正时间期间过程中，逐步地增强电压，并因此减小其前沿上升的速率；(b)或如果所述调光器是后沿调光器(102)i)确定该后沿调光器的标称截止时间；和ii)将预校正应用到一个施加至该调光器的电压，该调光器从所述标称截止时间启动，以在预定的预校正时间期间过程中，逐步地减小电压，并因此减小其前沿上升的速率。
2.根据权利要求1的方法，包括检测该调光器是前沿调光器还是后沿调光器。
3.根据权利要求2的方法，其中检测该调光器是前沿调光器还是后沿调光器包括(a)确定前沿或后沿中的哪一个被失真；(b)找到调光器接通的相位角；以及(c)计算镇流器的相位角，需要它以提供校正的正确度数，以便获得负载电流需要的平滑形状。
4.一种在灯前沿调光器(101)使用期间，用于减小所产生的声频噪声的方法，该方法包括(a)确定该前沿调光器的标称点火时间；和(b)将后校正应用到一个施加至该调光器的电压，该调光器从所述标称点火时间启动，以在预定的后校正时间期间过程中，逐步地增强电压，并因此减小其前沿上升的速率；
5.一种在灯后沿调光器(102)使用期间，用于减小所产生的声频噪声的方法，该方法包括(a)确定后沿调光器的标称截止时间；和(b)将预校正应用到一个施加至该调光器的电压，该调光器从所述标称截止时间启动，以在预定的预校正时间期间过程中，逐步地减小电压，并因此减小其前沿上升的速率。
6.根据权利要求1到5的任何之一的方法，其中所述施加于调光器的电压是标称DC。
7.一种用于模拟前电压沿调光器(101)的操作，以便将受控输入电压馈给逆变器(105)，该逆变器经由桥式整流器(103)耦合到该调光器的方法，该方法包括(a)确定调光器前沿的最大抖动角度Δt；和(b)利用大于和输入电压相关的最大抖动角度Δt的时间延迟，对该逆变器进行开关。
8.根据权利要求7的方法，甚至当所述调光器不点火时，用于模拟该调光器的操作，还包括(d)在时间t，将一小部分输入电压施加给逆变器；以及(e)在进一步的时间间隔Δt之后，将该输入电压施加给逆变器。
9.一种用于将受控输入电压馈给逆变器(105)的控制器，该逆变器经由桥式整流器(103)耦合到前电压沿调光器，所述控制器被配置成根据权利要求7或8的方法来操作。
10.一种用于模拟应用到后电压沿调光器(102)点火脉冲，以便将输入电压馈给逆变器(105)，该逆变器经由桥式整流器(103)耦合到该调光器(102)的方法，该方法包括(a)确定调光器前沿的最大抖动角度Δt；和(b)利用大于和输入电压相关的最大抖动角度Δt的时间提前，将该逆变器进行开关。
11.根据权利要求10的方法，其中所述时间提前等于对形成负载电流的平滑下降所必须的预校正时间和调光器后沿的最大抖动角度Δt的求和。
12.一种用于将受控输入电压馈给逆变器(105)的控制器，该逆变器经由桥式整流器(103)耦合到后电压沿调光器，该控制器被配置成根据权利要求10或11的方法来操作。
13.一种灯调光器(81，82)，配置成根据权利要求1到12的其中任何之一的方法来操作。
14.一种用于软启动灯电源用于与白炽灯使用的方法，该方法包括(a)在连续的AC半周期期间，从零电压开始施加电压片；和(b)在连续的AC半周期期间，增加所述电压片的持续时间，同时保证在白炽灯点火之前，流过灯丝的灯丝电流不超出预定的阈值。
15.根据权利要求14的方法，还包括(c)在白炽灯点火之前，相应于瞬时电压片来比较预尖峰灯丝电流和预定的电流阈值；和(d)如果预尖峰灯丝电流超出所述阈值，保持连续电压片的持续时间等于瞬时电压片的持续时间。
16.根据权利要求14或15所述的用于后沿调光器使用的方法，其中在每个AC半周期开始时施加连续电压片。
17.根据权利要求14或15所述的用于前沿调光器使用的方法，其中在每个AC半周期结束时施加连续电压片。
18.一种用于白炽灯使用的电源，所述电源被配置成根据权利要求14到17的其中任何之一的方法来操作。
19.一种用于点火电源电路(50)中逆变器(54)的方法，它具有输入电容和耦合到逆变器输出端的负载(55)，并且其中将AC电源电压馈给该逆变器，经由耦合到桥式整流器(53)的调光器电路(52)，该方法包括(a)将被整流的调光器电压馈给逆变器的输入端；(b)连续地向逆变器馈给点火脉冲，直到至逆变器输入端的被整流调光器电压的幅度必须达到特定的电平；和(c)当馈给该逆变器的输入端的被整流调光器电压的幅度达到所述特定的电平时i)经由逆变器(54)将跨接输入电容的调光器电压放电到负载(55)；和ii)中断所述点火脉冲至该逆变器。
20.一种用于在电源电路(50)中点火逆变器(54)的点火电路，它具有输入电容和耦合到逆变器输出端的负载(55)，并且其中AC电源电压被馈给该逆变器，经由耦合到桥式整流器(53)的调光器电路(52)，该点火电路被配置成根据权利要求19的方法来操作。
全文摘要
一种减小在使用灯调光器期间所产生的声频噪声的方法检测是否所述调光器是前沿调光器(101)还是后沿调光器(102)。确定前沿调光器的标称点火时间并且应用后校正给施加于从所述标称点火时间启动的调光器的电压以在预定的后校正时间周期期间逐步地增强电压并因此减小其前沿上升的速率。确定后沿调光器的标称截止时间并且应用预校正给施加于从所述标称截止时间启动的调光器的电压以在预定的预校正时间周期期间逐步地减小电压并因此减小其前沿上升的速率。还公开了软启动白炽灯和控制调光器电路的其他方法。
文档编号H02M5/293GK101040570SQ200580035233
公开日2007年9月19日 申请日期2005年8月1日 优先权日2004年8月16日
发明者维克多·钦克, 亚历山大·弗特尔 申请人:照明技术电子工业有限公司