专利名称：一种部分有源电源功率因数校正电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电源技术，具体地说涉及一种部分有源电源功率因数校正电路。
背景技术：
在电网中，各种负载尤其是非线性负载对电网供电质量存在重大影响。例如，许多用电器的电源需要将电网的交流电转换为直流电，在整流过程中产生脉动电流包含有大量电流谐波分量。这些电流谐波分量倒流入电网，会造成对电网的谐波“污染”，当电流流过线路阻抗时造成谐波电压降，使正弦波电网电压发生畸变。此外，产生的谐波还造成电网电流的功率因素下降，增加配电系统导线与变压器的损耗；以及增大中线谐波电流，以致对电网上其它用电装置造成电磁干扰。同时功率因数降低也影响整个电源系统的负载能力和可靠性。
目前，随着变频技术的发展，变频调速已经成为一种广泛应用的技术手段。变频调速中需要对电源进行交-直-交的变换，上述过程会产生的各种电流谐波，如果不采取措施，将降低电网功率因素，使电网的实际供电能力降低；同时，还会产生电磁干扰，影响其它用电设备。因此，目前对各种电器尤其是变频空调等设备进行功率因素校正已成必然趋势。
目前，我国对家电产品强制执行″CCC认证″(CCC认证即″中国强制认证″，其英文名称为″China Compulsory Certification″)标准，要达到这一标准的要求，各种家用变频设备必须进行功率因素校正。
将产品化的电流谐波抑制和功率因数校装置应用于变频空调等家用变频设备中，可以实现功率因数校正，并使各次谐波电流含量均满足″CCC认证″的EMC(电磁兼容)标准。所述EMC标准包括EMI(电磁干扰)标准及EMS(电磁耐受性)标准两部份。所谓电磁干扰，是指机器本身在执行应有功能的过程中所产生不利于其它系统的电磁噪声；所谓电磁耐受性，是指机器在执行功能的过程中不受周围电磁环境影响的能力。
通过近年来的研究，已有多种用于提高变频空调功率因数和减小电流谐波分量的装置，包括1、无源功率因数校正电路无源PFC是通过电感、电容、二极管等元器件补偿交流输入的基波电流与电压的相位差，强迫电流与电压相位一致，可以降低电源对电网谐波干扰和电网对电源干扰。这种功率因素校正电路可以将功率因数提高到0.7～0.8，电流谐波含量降到40％以下，在中小容量的电子设备中被广泛采用。其主要优点是简单、成本低、可靠性高、维护方便、EMI小，缺点是电路体积大而笨重，且功率因数不高，只能对一部分谐波有滤波效果，且滤波效果易受元件或系统参数、以及电网频率变化的影响；在某些条件下可能和系统发生谐振，引发事故；当谐波源增大时，滤波器负担随之加重，以致可能因谐波过载不能运行等，因此，其校正效果还不是十分理想。
2、有源功率因素校正电路这种方式又可称为主动式功率因素校正方式。又分为全程有源功率因素校正和部分有源功率因素校正。
图1示出现有技术一种全程有源功率因素校正电路，这种电路在整流器和负载之间接入一个DC/DC开关变换器，应用电流反馈技术，通过PFC专用逻辑芯片控制，使输入端电流Ii波形在整个电周期内跟踪交流输入正弦电压波形。这种有源功率因素校正电路可使Ii接近正弦，从而使输入端总谐波畸变量(THD)小于5％，功率因数可提高到0.99甚至更高。这种功率因素校正电路的问题是内部的开关管的开关频率非常高(一般在20K以上)，因此工作时会产生相当大的电磁干扰，使系统的干扰电压和干扰功率超标，为了抑制PFC自身所带来的干扰一般要采取多级滤波，势必增加变频控制系统的成本。另外，由于其工作频率很高，需要非晶态磁性材料作磁芯的高频电感与其配合，而这种电感价格很高，进一步增加了系统的成本，不利于市场竞争。
为解决全程有源功率因素校正存在的问题，使用部分有源PFC也是一种较好的选择。图2示出现有技术下一种部分有源PFC的电路图。这种功率因素校正电路的特点是，在180度电角度对电源作一次功率因素校正，而不是在整个电源周期不断进行功率因素的校正。因此，内部开关管的工作频率降低了，使电磁干扰大幅降低，同时，功率因素校正的效果也较好，功率因素可以达到95％以上。
如图2所示，该部分有源PFC的电路中，交流电源U经过电感L连接桥式整流电路交流输入端。在桥式整流电路的直流输出端，与该桥式整流电路并联有受控开关SW。桥式整流电路的正极与所述受控开关的公共端子连接二极管D的阳极，该二极管D的阴极连接负载R。所述二极管D所起的作用为隔离作用，可以称之为隔离二极管。在所述二极管D的阴极一侧，与所述负载并联有储能电容C。所述受控开关SW有专用的控制电路控制其开关状态。该控制电路根据电源电压检测值控制受控开关SW的开关状态。
请参阅图3，该图示出图2电路中整流后的电压波形。图中U1为所设定的临界电压。该临界电压是电源是否直接向负载R供电的分界点。当电源电压高于临界电压U1时，电源电压向负载R供电，当电源电压低于该临界电压U1时，实际上是由储能电容C向负载供电。
本电路中，当整流后电压高于U1时，则受控开关SW关断。此时，图2电路可以简化为图4所示的等效电路。从图4可以看出，电路中电感L与储能电容C组成LC回路，可以改变电路中电压与电流的相位差角，提高功率因素。从能量角度而言，就是电感L将存储的电能释放出来用于为负载供电。同时，当电源一侧的交流电压低于整流桥二极管的截至电压时，由于电流突然中断，会引起电感L两侧电压的升高，使整流桥中的二极管重新导通，从而减少整流桥的输出电压的死区部分。
当电压降低到低于U1时，所述受控开关SW在开关控制电路的作用下闭合，通过二极管D的阻隔，电源一侧形成独立的回路，其等效电路见图5。从图5可知，该电路相当于电源向电感L存储电能。因此，此时电源U的电能继续获得利用，电感L存储的电能在开关SW关断后，将如前所述向负载R释放。
选择合适的电器参数的情况下，上述开关时间控制，可以使电感L每次获得接近饱和的充电，并在放电时释放掉大部分电能，因此，可以使所有电能都得到充分利用，转化为有功功率，从而使功率因素显著改善。该电路可以使功率因素达到0.95-0.96之间。
总之，上述部分有源PFC可以使受控开关SW在180电角度中只开关一次，同时又使电路功率因素显著提高。受控开关SW开关次数的减少，其直接好处是减少电磁干扰，避免了全程有源PFC方式的电磁干扰问题。
但是，就功率因素的改善而言，该PFC方式没有达到全程有源PFC的近乎100％的功率因素的效果，因此，其改善不能令人满意。在与上述PFC电路同样产生较少的电磁干扰的情况下，进一步提高功率因素成为一个重要的课题。
发明内容
针对上述缺陷，本发明解决的技术问题在于，提供一种部分有源PFC电路，该种电路能够在产生较少的电磁干扰的情况下，进一步提高电路功率因素。
本发明提供的一种部分有源电源功率因数校正电路，包括一交流电源，该交流电源输出端的一端通过电感连接桥式整流电路的交流输入端的一端，另一端连接所述桥式整流电路交流输入端的另一端；所述桥式整流电路的直流输出端的正极连接隔离二极管阳极，所述隔离二极管的阴极连接负载一端，负载的另一端连接所述桥式整流电路直流输出端的负极；所述负载并联有第一电容，所述隔离二极管的阳极与所述桥式整流电路的负极之间存在支路，该支路包括一端与所述隔离二极管的阳极连接的第二电容，该第二电容的另一端连接第二二极管的阴极，该第二二极管的阳极连接第三二极管的阴极，该第三二极管的阳极连接第三电容的一端，该第三电容的另一端连接所述桥式整流电路直流输出端的负极；所述第二二极管的阳极与第三二极管的阴极相连接的共同端连接所述桥式整流电路的交流输入端中未与所述电感连接的另一端；所述第二二极管的阴极与第三二极管的阳极之间，连接受控开关；该受控开关在所述桥式整流电路直流侧电压低于一临界电压时受控闭合，所述桥式整流电路直流侧电压高于该临界电压时受控关断。
优选地，所述受控开关的关断和闭合由控制单元控制；该控制单元检测临界电压，并据此检测结果控制所述受控开关。
优选地，所述控制单元包括过零点检测单元、计时判断单元和开关控制单元，所述过零点检测单元用于检测所述交流电源的电压过零点，所述计时判断单元根据检测获得的所述电压过零点为计时基准点，以计时方式判断所述桥式整流电路直流侧电压与临界电压的关系；所述开关控制单元根据所述计时判断单元输出的判断结果，控制所述受控开关关断与闭合。
优选地，检测到所述电源电压过零点时，开始计时一时间长度，该时间到则判断直流侧电压值开始高于临界电压；继续计时另一时间长度，该时间到，则判断直流侧电压值开始低于所述临界电压。
优选地，所述时间长度根据所述交流电源电压周期计算获得。
优选地，所述计时判断单元和开关控制单元由单片机完成。
优选地，所述过零点检测单元包括连接所述交流电源的与电感连接的一端与集成运算放大器的反相端的第一限流电阻，连接所述交流电源的另一端与所述集成运算放大器的正相端的第二限流电阻；所述集成运算放大器的正相端与反相端之间连接有第一钳位二极管和第二钳位二极管；第一钳位二极管的阳极连接所述集成运算放大器的正相端，阴极连接所述集成运算放大器的反相端；第二钳位二极管则作相反的连接；所述集成运算放大器的输出端与反相输入端之间连接反馈电阻以及反馈电容；所述集成运算放大器的正相输入端通过电阻连接直流正参考电压，该正相输入端同时通过电容与直流电源地连接；所述集成运算放大器的输出端通过输入电阻连接单片机的模/数转换输入口；所述单片机模/数转换输入口通过一二极管正向连接到直流电源正极，同时还通过另一二极管反相连接到直流电源地。
优选地，所述受控开关采用绝缘栅双极晶体管，该绝缘栅双极晶体管的栅极连接控制电压，集电极连接所述第一二极管的阴极，发射极连接所述第二二极管的阳极；控制电压输出高、低电平时，分别控制绝缘栅双极晶体管导通、截止，实现所述受控开关的受控闭合、受控关断。
优选地，在所述绝缘栅双极晶体管管的集电极和绝缘栅双极晶体管的发射极之间，还反向并联有保护二极管。
优选地，所述绝缘栅双极晶体管的栅极通过二极管连接所述控制电压，所述二极管的阳极连接所述控制电压，阴极连接所述绝缘栅双极晶体管的栅极。
本发明提供的PFC电路，在保持了部分有源PFC的电磁干扰较小的优点的情况下，更进一步提高了电源的功率因素，其原因在于现有技术下，由于不存在上述倍压整流产生的电压升高的效果，电感L存储的电能总是存在一部分电能由于电压值低于储能电容电压而无法释放，限制了功率因素的提高。而本发明提供的技术方案中，受控开关SW闭合后，电源U与C1、C2形成倍压整流电路，串联的C1、C2两侧获得较高的电压。当受控开关SW关断后，由于电压较高，因此，将更易于向负载R提供电流。使电能获得充分利用，功率因素也因此进一步提高。
图1为现有技术的一种全程有源功率因素校正电路；图2为现有技术一种部分PFC的电路图；图3为经过桥式整流后的电压波形；图4为受控开关关断时，图2所示电路的等效电路；图5为受控开关闭合时，图2所示电路的等效电路；图6为本发明第一实施例的电路图；图7为本发明第一实施例二极管D处于截至状态时的等效电路图；图8为本发明第一实施例中，当交流电源火线端为正电压时，图7电路的电流流向示意图；图9为本发明第一实施例中，当交流电源零线端为正电压时，图7电路的电流流向示意图；图10为本发明第二实施例的电路原理图；图11为本发明第二实施例的过零点检测电路的电路原理图。
具体实施例方式
请参看图6，为本发明第一实施例的电路图。由于该实施例是在本发明背景技术中图2所示的部分有源PFC的基础上进一步改进获得的，因此，图6中与图2中起相同作用的元件采用相同的标注。
如图6所示，可以看出，该电路与现有技术的部分有源PFC电路的区别在于其桥式整流流电路直流输出端并联有电容C1、电容C2以及二极管D1、二极管D2串联形成的支路。其具体连接方式是电容C1一端连接所述整流桥输出端的正极与所述二极管D的阳极的共同端，另一端连接所述二极管D1的阴极；二极管D1的阳极连接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极连接电容C2的一端，电容C2的另一端则连接桥式整流电路直流输出端的负极。同时，所述二极管D1的阳极与所述二极管D2的阴极相互连接的共同端还与交流电源未与电感L连接的输出端相连接；所述二极管D1的阴极端与所述二极管D2的阳极端并联有受控开关SW。该受控开关SW在控制单元的控制下分别处于导通和关断的状态。
请同时参阅图3的整流后电压波形图。在图3中，当电压低于图中示出的电压U1时，图6所述受控开关SW处于闭合状态。此时二极管D阳极的电压较低，而阴极由于电容C存储的电能而处于较高的电压，因此。二极管D处于截至状态。此时，电源一侧的电路为一个倍压整流电路，该侧的等效电路图如图7所示。
对于图7所示的电路，设交流电源与电感L连接的一端为交流电源火线，另一端为交流电源零线。
如图7所示，当交流电源U处于正半周期时，火线电压为正时，图7电路中电流流向如图8所示，此时，电源向电容C1充电。当交流电源U处于负半周期时，零线线电压为正，图7电路中电流流向如图9所示，电源向电容C2充电。上述过程中，电容C1、电容C2充电获得的电压大小相同、方向相同。
请继续参看图3。当图3的电压高于电压U1时，所述开关控制单元控制受控开关SW断开。此时，电容C1、电容C2由于积累了正电压，使所述二极管D1、二极管D2正向导通。因此，电容C1与电容C2之间处于串联状态，使该支路的电压值相当于每个电容电压值的两倍。这样，原有整流器输出电压的两端具有一个电压值为电容C1或电容C2每个电容充电所获得的电压两倍的电压，这就使整流器两端的输出电压比最接近现有技术中的直流输出端电压高。该较高的电压可以使二极管D更多的处于正偏状态，从而使电源电压直接作用于负载，使电源输出功率更多的成为有功功率；同时，电容C1和电容C2在受控开关SW闭合期间，得到的电源充电，也可以加于负载上。上述两方面的原因使电路的功率因素得到提高。
与现有技术相比，由于本技术方案增加了倍压整流电路，其效果实际上是改善桥式整流电路输出电压的波形，从而使桥式整流器电压能够超过储能电容的电压值，从而使电源电压直接向负载供电，避免电源电压的无效供电情况。采用本技术方案后，选择合适的临界电压U1的情况下，可以使电路的功率因素提高到0.98以上。
同时应当说明，所述临界电压可以从理论获得说明，但是实际是通过试验，选择能够最大限度提高功率因素的合适值。
上述第一实施例侧重说明了本发明技术方案的基本原理。以下第二实施例说明本发明的一种具体实现电路。该实施例用于说明所述的受控开关SW如何实现，以及控制该受控开关SW的装置。
图10为本发明第二实施例的电路原理图。该第二实施例中与第一实施例相同的元件采用相同的标注。
如图10所示，所述受控开关SW具体采用绝缘栅双极晶体管(IGBT)实现。
所述绝缘栅双极晶体管(IGBT)的栅极通过一个二极管D4接收控制单元K输出的控制电压，该控制电压的高、低电平分别使该IGBT管导通、关断，从而实现受控开关的功能。所述二极管D4的阳极连接所述控制单元的输出，阴极连接所述IGBT管的栅极。该二极管的作用在于防止所述IGBT管的漏电流流向所述控制单元。
该IGBT管的集电极连接所述二极管D1的阴极，发射极连接所述二极管D2的阳极。同时，在IGBT管的集电极和IGBT管的发射极之间，还反向并联有保护二极管D3，用于防止反向电流击穿该IGBT管。
所述开关控制单元K适时产生高低电平信号，控制所述IGBT管的导通与关断。
本实施例中，所述开关控制单元K包括单片机以及过零检测电路。
所述过零检测电路用于检测交流侧电压的过零点，每次检测到交流电压过零时，产生一个过零点检测信号。单片机接收盖过零点检测信号，并将所述过零点检测信号作为基准信号，采用时间延迟的方法控制所述受控开关SW的导通关断。由于交流电压的周期是固定的，因此，采用过零检测的方法，可以提供一个计时基准，根据交流电压的周期，通过计时准确的获得电压基准电压U1的时间。具体来说，可以根据交流电压的周期计算电压过零后经过多长时间达到所述电压U1，以及经过多长时间电压值又返回到电压U1。假设经过计算，上述时间分别为n1和n2秒，则将n1秒和n2秒作为延迟时间。每次检测到电压过零后，单片机以该过零点为起点开始计时，达到n1秒时，则单片机作为控制单元输出的输出端子输出低电平，控制所述IGBT管关断，当达到n2秒时，则该输出端子输出高电平，控制所述IGBT管导通，从而实现对所述受控开关SW(本例中即为IGBT管)的控制。由于交流电源在整流后，其正负电压在整流电路的输出端均成为正向电压，但是两者的波形对称，因此，所述过零信号对交流电源的正半周期还是负半周期都可以作为基准信号，并且所述延时时间n1和n2对于正负半周期是一致的。
在上述控制过程中，单片机起到计时和开关控制的作用。单片机的上述作用也可以采用专用的计时单元和开关控制单元实现。
单片机的控制过程可知，过零检测电路对于受控开关SW的控制是至关重要的。
图11示出一种过零点检测电路，该过零检测电路的原理说明如下。
该电路包括限流电组R111、限流电组R112、钳位二极管D111、钳位二极管D112、集成运算放大器S、反馈电阻R113、电容C111、电容C112、输入电阻R114、二极管D113、二极管D114、电阻R115。
该电路的连接关系如下限流电阻R81连接在交流电源与所述电感L的共同端和集成运算放大器S的反相端之间，限流电阻R112连接交流电源的另一端与所述集成运算放大器S的正相端，上述两个电阻起限流作用，使该过零检测电路具有大的输入电阻，交流电源的电流只有较小的分量流入过零检测电路。
所述集成运算放大器S的正相端与反相端之间连接有钳位二极管D111和钳位二极管D112。其中，钳位二极管D111的阳极连接集成运算放大器S的正相端，阴极连接集成运算放大器S的反相端；钳位二极管D112则作相反的连接。上述钳位二极管的作用在于限制所述集成运算放大器S输入端的电压，使该输入电压保持在一个合适的低电位上。
所述集成运算放大器S的输出端与反相输入端之间连接所述电阻R113以及所述电容C111，用于使该集成运算放大器工作于负反馈状态；集成运算放大器S的正相输入端通过电阻R115连接+2.5V参考电压，该正相输入端同时通过电容C112与直流电源地连接，该电容的作用在于使集成运算放大器S正相输入端交流接地，避免交流干扰电压的影响。
该集成运算放大器S的输出端通过电阻R114连接单片机的模/数(A/D)转换输入口I。
所述单片机A/D转换输入口I通过二极管D113正向连接到直流电源Vcc，同时还通过二极管D114反相连接到直流电源地。上述二极管的作用在于使输入单片机A/D转换输入口I的电压处于一个合适的范围内，既不过高也不过低。
上述过零点检测电路的工作原理是从交流电源取样交流电压，该电压被所述钳位二极管D111、D112限制在一个较低的范围内，但仍然具有交流电的波形。由于所述集成运算放大器S的正相端连接所述+2.5V参考电压，所以该交流电的波形以+2.5V参考电压为中心，在所述钳位二极管的钳位电压范围内变化。在所述运算放大器S的输出端，同样获得一个经过放大的电压，并且该电压以一个正电位的电压为中心变化。该电压输出到所述单片机的A/D转换输入口I，在单片机内部转换为数字值。对于该单片机而言，交流电压过零时，该数字值为一个定值。因此，每次单片机读到该定值时，则单片机将其作为零点，并在此时开始进行计时，从该点经过所述时间n1秒或n2秒时，则整流单元输出电压达到所述临界电压U1以及返回到临界电压U1。据此控制所述受控开关SW的关断和导通。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
权利要求
1.一种部分有源电源功率因数校正电路，包括一交流电源，该交流电源输出端的一端通过电感连接桥式整流电路的交流输入端的一端，另一端连接所述桥式整流电路交流输入端的另一端；所述桥式整流电路的直流输出端的正极连接隔离二极管阳极，所述隔离二极管的阴极连接负载一端，负载的另一端连接所述桥式整流电路直流输出端的负极；所述负载并联有第一电容，其特征在于，所述隔离二极管的阳极与所述桥式整流电路的负极之间存在支路，该支路包括一端与所述隔离二极管的阳极连接的第二电容，该第二电容的另一端连接第二二极管的阴极，该第二二极管的阳极连接第三二极管的阴极，该第三二极管的阳极连接第三电容的一端，该第三电容的另一端连接所述桥式整流电路直流输出端的负极；所述第二二极管的阳极与第三二极管的阴极相连接的共同端连接所述桥式整流电路的交流输入端中未与所述电感连接的另一端；所述第二二极管的阴极与第三二极管的阳极之间，连接受控开关；该受控开关在所述桥式整流电路直流侧电压低于一临界电压时受控闭合，所述桥式整流电路直流侧电压高于该临界电压时受控关断。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述受控开关的关断和闭合由控制单元控制；该控制单元检测临界电压，并据此检测结果控制所述受控开关。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述控制单元包括过零点检测单元、计时判断单元和开关控制单元，所述过零点检测单元用于检测所述交流电源的电压过零点，所述计时判断单元根据检测获得的所述电压过零点为计时基准点，以计时方式判断所述桥式整流电路直流侧电压与临界电压的关系；所述开关控制单元根据所述计时判断单元输出的判断结果，控制所述受控开关关断与闭合。
4.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，检测到所述电源电压过零点时，开始计时一时间长度，该时间到则判断直流侧电压值开始高于临界电压；继续计时另一时间长度，该时间到，则判断直流侧电压值开始低于所述临界电压。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述时间长度根据所述交流电源电压周期计算获得。
6.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，所述计时判断单元和开关控制单元由单片机完成。
7.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，所述过零点检测单元包括连接所述交流电源的与电感连接的一端与集成运算放大器的反相端的第一限流电阻，连接所述交流电源的另一端与所述集成运算放大器的正相端的第二限流电阻；所述集成运算放大器的正相端与反相端之间连接有第一钳位二极管和第二钳位二极管；第一钳位二极管的阳极连接所述集成运算放大器的正相端，阴极连接所述集成运算放大器的反相端；第二钳位二极管则作相反的连接；所述集成运算放大器的输出端与反相输入端之间连接反馈电阻以及反馈电容；所述集成运算放大器的正相输入端通过电阻连接直流正参考电压，该正相输入端同时通过电容与直流电源地连接；所述集成运算放大器的输出端通过输入电阻连接单片机的模/数转换输入口；所述单片机模/数转换输入口通过一二极管正向连接到直流电源正极，同时还通过另一二极管反相连接到直流电源地。
8.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述受控开关采用绝缘栅双极晶体管，该绝缘栅双极晶体管的栅极连接控制电压，集电极连接所述第一二极管的阴极，发射极连接所述第二二极管的阳极；控制电压输出高、低电平时，分别控制绝缘栅双极晶体管导通、截止，实现所述受控开关的受控闭合、受控关断。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，在所述绝缘栅双极晶体管管的集电极和绝缘栅双极晶体管的发射极之间，还反向并联有保护二极管。
10.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，所述绝缘栅双极晶体管的栅极通过二极管连接所述控制电压，所述二极管的阳极连接所述控制电压，阴极连接所述绝缘栅双极晶体管的栅极。
全文摘要
本发明提供一种部分有源电源功率因数校正电路，该部分有源电源功率因素校正电路在现有技术的基础上，在隔离二极管的阳极与桥式整流电路负极间设支路，包括一端与所述隔离二极管阳极连接的第二电容，该第二电容另一端连接第二二极管的阴极，第二二极管阳极连接第三二极管阴极，第三二极管阳极连接第三电容一端，第三电容另一端连接所述桥式整流电路直流输出端负极；第二二极管阳极与第三二极管阴极相连接的共同端连接所述桥式整流电路交流输入端中未与所述电感连接的另一端；第二二极管阴极与第三二极管阳极之间连接受控开关；受控开关在所述桥式整流电路直流侧电压低于临界电压时受控闭合，所述桥式整流电路直流侧电压高于该临界电压时受控关断。
文档编号H02M1/14GK101039065SQ20061006513
公开日2007年9月19日 申请日期2006年3月17日 优先权日2006年3月17日
发明者楚人震, 谷东照, 程永甫, 楚毅, 刘俊杰, 林凡卿 申请人:海尔集团公司, 青岛海尔空调器有限总公司