专利名称：可变速的无刷直流电机驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及无刷直流电机(BLDC)的电机驱动，尤其涉及在三相脉宽调制(PWM)BLDC电机驱动中使开关耗损最小化。
背景技术：
通常，使用两种截然不同的驱动(六步梯形驱动(six-steptrapezoidal drive)和PWM驱动)来驱动多相BLDC电机。在使用六步梯形驱动时，通过利用以高频操作的预调整器控制直流(DC)供电电压来进行速度调整。在使用PWM驱动时，通过控制伏-秒交流(AC)输出来进行速度调整。也就是说，以高频对DC供电电压进行PWM来获得上述速度调整。
通过商业的途径可以得到几种六步无刷驱动。这些驱动的代表是来自菲利普半导体制造商(Philips Semiconductors)的TDA5142T集成电路(IC)10，如图1中的BLDC电机驱动电路所示。这些IC 10直接驱动与BLDC电机12连接的功率绝缘栅双极晶体管(IGBT)14。
两种驱动，即六步梯形驱动和PWM驱动，都需要能够以高频率运行的功率IGBT，因此这两种驱动都具有显著的开关效率耗损。
因此，本发明的一个目的在于，提供一种三相PWM BLDC电机驱动电路，能够最小化IGBT或以高频运行的其他类型的晶体管的开关效率耗损。
发明内容
本发明的BLDC驱动电路组合了六步梯形驱动和PWM驱动的最佳特征。因此，本发明的BLDC驱动电路的特征包括(a)六步驱动器的非常低的开关传导耗损，以及(b)无需高频IGBT开关的AC输出的PWM。这些特征使得本发明的BLDC驱动电路能够使用在以电机频率运行时具有较低传导耗损和低开关效率耗损的标准速度IGBT。此外，本发明的BLDC驱动电路使得产生的总驱动效率最大化。
无传感器的换向控制通过检测未激励电机绕组中的反电动势(EMF)的零相交来运行。这些条件生成用于优化电机的换向的定时脉冲。在启动的过程当中，在没有生成反EMF时，驱动输出由频率斜升(ramp-up)来计时，直到产生反EMF为止。
除了直接驱动IGBT，本发明的BLDC驱动电路输出触发延迟，使IGBT在电机的各个换向时刻导电时间减少。通过减少IGBT的导通时间，BLDC驱动电路有效减少了伏-秒输出，以此控制电机速度。
伏-秒控制能够在开环系统中执行，在该开环系统中，电机速度由模拟控制电压源控制。作为一种选择，伏-秒控制能够在闭环系统中执行，在闭环系统中，电机速度根据线路和负载变化来调整。
本发明的可变速的BLDC驱动电路包括多个高边和低边开关，例如，耦合在配置用于使BLDC电机换向的三相桥路结构中的绝缘栅双极晶体管(IGBT)，所述桥路中的每一相连接至电机的相应相。该电路还包括控制器，用于为高边和低边IGBT的每一个提供驱动信号，所述信号根据检测到的对应于与未激励电机绕组相对应的各个桥路相位的输出的反电动势(EMF)零相交而提供。
此外，所述电路包括速度控制回路，用于通过DC总线电压的脉宽调制(PWM)来控制电机，以获得恒定的电机速度。速度控制回路包括脉冲电路，例如，双重单稳态多频振荡器，用于接收从控制器提供至高边IGBT的信号的上升沿；多个高边驱动器，用于控制高边IGBT，所述多个高边IGBT中的每一个耦合到各自的高边驱动器，以及多个门控电路，其从多频振荡器接收脉冲信号，以及从控制器接收用于高边IGBT的信号，并为高边驱动器中的每一个(对它们相应的高边IGBT进行换向)提供PWM信号。
本发明的其他特征和有益效果在参照相应的附图进行下面的描述后，将变得显而易见。
图1是现有技术中的采用TDA5142T IC的BLDC电机驱动电路的示意电路图；图2是本发明的BLDC电机驱动电路的示意电路图；图3A、3B和3C分别示出了分别在最小、中等和高度调制时的相位A低边IGBT的Vge、相位A低边IGBT的Vce以及电机相位A电流的波形(6步波形)；图4A和4B是分别示出了用于60瓦特和300瓦特单元的5KHz微处理器控制的PWM电压和电流波形的图；图5A是表示IGBT传导损耗与使用表1中输入功率的值相比的图；图5B是表示效率作为表2中示出的电机速度和输入功率的函数的图；图5C是用于现有技术(图1)和根据本发明的电机频率PWM的5KHz微处理器控制的总IGBT损耗与输入功率相比的图。
具体实施例方式
图1表示在各种应用(包括制冷)中使用的典型的三相300瓦特无刷直流(BLDC)电机驱动集成电路(IC)10。微处理器或数字信号处理器(DSP)可用来对BLDC电机驱动IC 10的引脚1、2、4、5、23和24的输出信号进行脉宽调制(PWM)。这些PWM信号用来驱动功率绝缘栅双极晶体管(IGBT)14，IGBT 14提供用于启动和运行电机12的功率。在使波形失真最小所需的频率和使产生的电磁干扰/射频干扰(EMI/RFI)最小所需频率之间折衷选择用于这种三相BLDC电机驱动IC 10的PWM频率，通常为4KHz到16KHz之间的某个频率。
另一方面，六步驱动以通常为40到300Hz范围内的频率运行电机，并且通过需要额外金属氧化物半导体门开关的直流(DC)总线电压控制来实现速度调整。
图2示出了本发明的BLDC电机控制电路20。控制电路20将三相PWM BLDC电机驱动(如图1所示)和六步驱动的最佳特性相结合。本发明的控制电路20是以电机频率进行PWM的六步驱动，因此，无需使用微控制器就能够几乎消除IGBT的开关功率损耗，并使三相BLDC电机驱动控制电路20的总效率最大。
本发明使用被设计成能够驱动低压金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或IGBT的三相15伏的BLDC电机驱动IC 10。例如，可以使用以上参照图1描述的菲利普TDA 5142T作为BLDC电机驱动IC 10。IC 10的引脚1、5和23提供用于驱动三个低边N沟道器件AL、BL和CL的输出信号。而IC 10的引脚2、4和24提供用于驱动三个高边P沟道器件AH、BH和CH的输出信号。低边和高边器件A、B和C(例如，国际整流器公司的具有超快软恢复的二极管IRG4BC20SD的IGBT)耦合到三相桥路结构22中。
BLDC电机驱动IC 10提供初始转子定位，并且提供加速控制，用于启动在相位A、B和C连接到三相桥路22的BLDC电机(未示出)。然后，对DC总线电压进行调制的速度控制回路对电机进行控制，以获得恒定速度。由外部电容选择启动斜升dfreq/dt，直到电机产生反EMF，反EMF然后在IC 10分别对应于相位A、B和C的比较器输入引脚19、20和21被检测到，并用来使电机最佳地换向。
换向次数是由未激励的电机绕组的反EMF的零相交来确定的。在正常运行中，三相A、B和C的其中之一连接至正总线，另一相连接至负总线，而第三相是可用来检测零相交的开路。
如上所述，来自引脚1、5和23的三个低边输出信号直接驱动低边的600V IGBT AL、BL和CL。来自引脚2、4和24的三个高边输出信号在相应的两个输入或非门28A、28B或28C中进行处理。或非门的输出输送至三个相应的高边驱动器26A、26B和26C(例如，国际整流器公司的IR2117 IC)。
或非门28A、28B或28C的第二输入由双重单稳态多谐振荡器IC30(例如，仙童半导体公司(Fairchild Semiconductor Corporation)的CD4538IC)提供。IC 30的运行由来自BLDC电机驱动IC 10的引脚2、4和24的三个高边信号中每一个的上升沿来触发。IC 30的定时电路由外部DC电压和定时电容来控制。IC 30的输出脉冲(以电机频率三倍的频率)提供作为或非门28A、28B或28C的第二输入。或非门产生所需的PWM输入信号，这些信号通过高边驱动器26A、26B和26C而对三个高边IGBTAH、BH和CH进行调制。然后，PWM输入信号由来自脉冲电路30的脉冲延迟，从而对提供至高边开关的栅极的信号以电机频率进行脉宽调制。
图3A、3B和3C表示用来控制电机功率的PWM的波形。相电压和相电流的波形是在最小调制(高功率)、中等调制以及几乎最大调制(即，最小功率输入)时获取的。在图3A、3B和3C中，曲线Tr1表示在20V/div时的相位A低边IGBT的Vge电压；曲线Tr2表示在50V/div时的相位A低边IGBT的Vce电压；而曲线Tr3表示在2A/div时的电机相位A电流。
图3C表示具有最大调制的56瓦特、50Hz、3000RPM的6步波形。图3B表示具有中等调制的160瓦特、50Hz、3000RPM的6步波形。最后，图3A表示具有高度调制的300瓦特、50Hz、3000RPM的6步波形。图3A、3B和3C清晰地示出了用以控制电机功率的渐进的(progressive)PWM电机频率调制。
回到图2，流经每个电机绕组的电流经由三相桥路中处于不同运行阶段的两个导通相A、B或C瞬时获得，而第三相是用来检测相位换向的零电压相交点的开路。三个低边IGBT AL、BL和CL被驱动为正常的120°导通角，而相电流仅在相应的高边IGBT(即，AH、BH和CH)导通时才能流动，并且正是这一相应的高边IGBT由减小的脉宽进行调制，通常为3000RPM的45°到105°，并且在速度较小时成比例地增加。
在速度非常小时，这一限制可能成为过度的转矩脉动(torqueripple)。但是，对于不需要速度非常小的压缩机负载来说，这一限制不会引起问题。典型的制冷压缩机/空调压缩机以3∶1的速度比运行，例如，对于六极电机来说为50到150Hz或1000到3000RPM。
为了比较，图4A示出了60瓦特、5KHz、微处理器控制的PWM电压和电流波形，图4B示出了300瓦特、5KHz、微处理器控制的PWM电压和电流波形。
对电路20执行测试，以对本发明进行评估。如上所述，在这些测试中，由DC电源32为IGBT 22供应功率，由第二电源34供应15V和9mA(0.135W)的辅助功率。BLDC电机(未示出)经由数字多相瓦特计(例如，Yokogawa WT1600)连接至相A、B和C。电机由单独激励的DC发电机加载。对该DC发电机的场电流进行调节，以将来自IGBT的功率控制为56W到300W。
在第一测试期间，BLDC电机的频率维持在100Hz(4极，3000RPM)。在表1中示出的上述测试的结果显示了效率随负载电流的变化。这些结果进一步表示了在开关损耗很小而且恒定的情况下，典型的IGBT传导损耗。
表1
图5A示出了记录在表1中的作为相应的DC输入功率值(同样记录在表1中)的函数的IGBT传导开关损耗值的图。该图示出了所表示的IGBT传导损耗是相当小且恒定的。该图还示出了在55到307瓦特的DC功率输入的整个范围内，电路20的总效率基本维持为恒定的97.8％。
表2示出了另一个测试的结果，其中，电机负载与电机速度成比例，DC发电机负载的场激励保持为恒定。因此，转矩与电机DC输入功率成正比，而与每分钟的转数(RPM)成反比。这一测试模拟了具有大约2∶1输入功率范围的空调系统中的实际压缩机运行。
表2
图5B示出了表示IGBT的总效率或者52.93Hz(1588RPM)到99.4Hz(2982RPM)的电机速度的值(在表2中列出)作为116W到302W的DC输入功率(同样记录在表2中)的函数的图。
在第三测试中，对300W、5KHz、微控制器驱动的BLDC驱动电路10(如图1所示)执行测试，作为与上述两个评估的比较基准。第三测试的条件与对电路20的测试非常匹配。在100Hz(3000RPM)的速度、121VDC的DC总线电压的条件下使用相同的无传感器BLDC电机和IGBT。该测试的结果在表3中列出。
表3
本发明的电机频率PWM电路的优良性能可从记录在表1中的结果和记录在表3中的结果之间的比较而清晰地看出。本发明的具有创造性的电路20使IGBT的传导损耗降低，从而使得在60瓦特时的效率是97.7％(对比95.4％)，以及在300瓦特时的效率是97.9％(对比96.36％)。此外，本发明在使用IGBT(例如，国际整流器公司的TO-220 100V功率MOSFET)时不需要使用散热器。在三相模块中，由于封装尺寸较小以及产生的功率密度较大，因此仍然需要使用散热器。
图5C表示了在图1中的、使用微处理器来产生PWM输出信号以控制IGBT的、在第三测试中使用的基准电路(显示了较高的IGBT损耗)与本发明的电机频率PWM电路20之间的开关传导损耗的区别。
虽然已经参照特定的实施方案对本发明进行了描述，但是对于本领域技术人员来说，许多其它的变化和修订以及使用是显而易见的。因此，本发明不应受到本文的具体公开的限制。
权利要求
1.一种可变速的无刷直流(BLDC)电机驱动电路，包括多个高边受控开关和低边受控开关，耦合在用于使BLDC电机换向的三相桥路结构中，所述桥路中的每一相连接至所述电机的相应相；控制器，用于提供驱动信号，以驱动所述高边开关和低边开关中的每一个；速度控制回路，用于通过DC总线电压的PWM控制所述电机，以获得恒定的电机速度，所述速度控制回路包括脉冲电路，接收由所述控制器提供的所述驱动信号，用于控制所述高边开关，以及用于提供与期望得到的电机速度相关的脉冲信号；多个高边驱动器，用于驱动所述高边开关，所述多个高边开关中的每一个耦合到各自的高边驱动器；以及多个门控电路，其每一个从所述脉冲电路接收脉冲信号，以及从所述控制器接收用于各高边控制器的驱动信号，用于生成脉冲持续时间由来自所述脉冲电路的所述脉冲信号确定的脉宽调制(PWM)控制信号，以此驱动各个所述高边驱动器来调制它们各自相应的高边开关。
2.如权利要求1所述的电路，其中，所述开关是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
3.如权利要求2所述的电路，其中，所述低边IGBT是N沟道器件，所述高边IGBT是P沟道器件。
4.如权利要求1所述的电路，其中，所述控制器进一步提供用于启动所述电机的初始转子定位和加速控制。
5.如权利要求4所述的电路，其中，响应于对反电动势(EMF)零相交的检测而提供所述信号，所述反电动势的零相交与各个桥路相位的输出相对应，所述各个桥路相位的输出与未激励电机绕组相对应。
6.如权利要求5所述的电路，其中，所述控制器进一步从所述三相桥路中的每一相接收多个信号，所述信号用于检测所述电机的未激励绕组的反EMF零相交，用于提供换向次数。
7.如权利要求6所述的电路，其中，在所述电机生成反EMF之前，外部电容选择所述控制器的启动斜升dfreq/dt。
8.如权利要求5所述的电路，其中，在启动期间，在没有生成的反EMF时，驱动器输出由频率斜升来计时，直到产生反EMF为止。
9.如权利要求1所述的电路，其中，所述控制器是集成电路(IC)。
10.如权利要求9所述的电路，其中，所述IC是三相、15伏、BLDC电机驱动IC。
11.如权利要求1所述的电路，其中，所述脉冲电路的运行是由从所述控制器到所述高边开关的所述信号的上升沿来触发的。
12.如权利要求11所述的电路，其中，所述脉冲电路以电机频率三倍的频率输出所述脉冲信号。
13.如权利要求12所述的电路，其中，所述脉冲电路的定时电路由外部DC电压和定时电容来控制。
14.如权利要求1所述的电路，其中，在所述电机的各个换向时刻，所述PWM信号调节开关导通电流的时间。
15.如权利要求14所述的电路，其中，所述开关导通时间的调节对控制所述电机速度的伏-秒输出进行调节。
16.如权利要求14所述的电路，其中，所述伏-秒调节在开环系统中执行，在所述开环系统中，所述电机速度由模拟控制电压源来控制。
17.如权利要求14所述的电路，其中，所述伏-秒调节在闭环系统中执行，在所述闭环系统中，所述电机速度根据线路和负载变化来调节。
18.如权利要求1所述的电路，其中，所述开关的传导损耗被最小化，所述电机的总效率被最大化。
19.如权利要求1所述的电路，其运行制冷压缩机/空调压缩机，所述压缩机对于六步电机以约3∶1的速度比运行。
20.如权利要求1所述的电路，其中，所述脉冲电路是双重单稳态多谐振荡器。
21.如权利要求1所述的电路，其中，所述门控电路包括两个输入或非门。
22.一种用于在可变速的BLDC电机驱动电路中，使用DC总线电压的脉宽调制(PWM)来控制无刷直流(BLDC)电机，以获得恒定电机速度的方法，所述方法包括检测反电动势(EMF)的零相交，所述反电动势的零相交与各个桥路相位的输出相对应，而所述各个桥路相位的输出与所述电机的未激励绕组相对应；为多个高边开关和低边开关中的每一个提供控制信号，所述高边开关和低边开关耦合在用于使所述电机换向的三相桥路结构中，所述低边开关直接接收所述信号；以及对于各个高边开关对所述信号以及由接收所述控制信号的脉冲电路提供的脉冲信号执行门控操作，以产生用于各个高边开关的、脉冲持续时间由来自所述脉冲电路的所述脉冲信号确定的控制PWM信号；以及用所述PWM信号驱动所述高边开关，其中，在所述电机的各个换向时刻，所述PWM信号调节开关导通电流的时间。
全文摘要
公开了一种可变速的无刷直流(BLDC)电机驱动电路。该电路包括多个高边和低边受控开关，耦合在用于使BLDC电机换向的三相桥路结构中，该桥路中的每一相连接至电机的相应相；控制器，用于提供驱动各高边和低边开关的驱动信号；速度控制回路，通过DC总线电压的PWM控制电机，以获得恒定电机速度。速度控制回路包括脉冲电路，接收用于控制高边开关的驱动信号，并提供与期望电机速度相关的脉冲信号；多个高边驱动器，用于驱动高边开关，各高边开关耦合到各自的高边驱动器；多个门控电路，每一个从脉冲电路接收脉冲信号，从控制器接收驱动信号，用于生成脉冲持续时间由脉冲信号确定的PWM控制信号，以此驱动各个高边驱动器来调制它们各自相应的高边开关。
文档编号H02P6/08GK1848663SQ20061007260
公开日2006年10月18日 申请日期2006年4月5日 优先权日2005年4月5日
发明者彼复·N·伍德 申请人:国际整流器公司