专利名称：半桥共振转换器的制作方法
技术领域：
本发明是有关一种电压转换器，尤指一种可达到零电压转换以及低电能损耗的同步半波整流转换器。
背景技术：
传统上半桥式转换器为使用二个功率开关并做正向功率转换的转换器，可适用于较小的变压器，而高效率电源转换供电器为其开发追求目标，以LLC谐振电路可降低功率切换损失，提升电源转换效率减少能源损失，为目前相关电源业界所开发的产品。
传统的转换器以二极管为二次侧电路电子开关的组件，由于二极管会产生一可观的电能损耗，使得转换器的转换效率无法提升，因此改善二次侧电路的电子开关，避免大量的电能损耗成为转换器的技术开发目标。
发明内容
本发明的目的在于提供一电压转换器，利用以晶体管代替二极管组成二次侧的电子开关，以降低电压转换的电能损耗。
达到本发明目的，本发明一种半桥共振转换器，其特征在于，包含 一次侧绕组； 二次侧绕组，具有第一与第二端点以及一中央端点； 一第一电子开关，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述二次侧绕组的第一端点连接； 一第二电子开关，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述二次侧绕组的第二端点连接； 一第一储能组件，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述第一电子开关的第二端点连接； 一第二储能组件，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述第二电子开关的第二端点连接；以及 一负载端，具有第一及第二端点，前述第一端点同时与前述第一储能组件的第二端点及第二储能组件的第二端点连接，前述第二端点与前述二次侧绕组的中央端点连接。
其中前述第一电子开关与前述第二电子开关的作动关系为反向，致使前述二次侧绕组的第一端点或第二端点与前述负载端导通。
其中前述第一电子开关包含一MOSFET功率晶体管以及一跨接于前述MOSFET功率晶体管的栅极(G)及源极(S)的第三绕组，并且第一电子开关的第一端点是为MOSFET功率晶体管的源极(S)，以及第二端点是为MOSFET功率晶体管的漏极(D)。
其中前述第二电子开关包含一MOSFET功率晶体管以及一跨接于前述MOSFET功率晶体管的栅极(G)及源极(S)的第三绕组，并且第二电子开关的第一端点是为MOSFET功率晶体管的源极(S)，以及第二端点是为MOSFET功率晶体管的漏极(D)。
其中前述第一电子开关的第三绕组与前述第二电子开关的第三绕组为具有相同圈数的相同绕组。
其中前述第一储能组件由一电感并联一二极管与一电阻串联的组合，使前述电感可经由前述二极管与电阻串联的组合进行释能，并且第一储能组件的第一端点是为前述二极管的正极端，第一储能组件的第二端点是为前述电阻与前述电感结合的端点。
其中前述第二储能组件由一电感并联一二极管与一电阻串联的组合，使前述电感可经由前述二极管与电阻串联的组合进行释能，并且第二储能组件的第一端点是为前述二极管的正极端，第二储能组件的第二端点是为前述电阻与前述电感结合的端点。
由设置储能组件可避免电子开关因逆向偏压造成过大的能量损耗，因此可使本发明半桥共振转换器达到最低能量损耗的目的。
本发明的前述目的或特征，将依据后附的附图加以详细说明，惟需明了的是，后附的附图及所举之例，只是做为说明而非在限制或缩限本发明，其中 图1为本发明半桥共振转换器的电路图； 图2为已知半桥共振转换器的电路图； 图3为已知半桥共振转换器的电流波形图； 图4为已知半桥共振转换器于模组1的电流导通路径图； 图5为已知半桥共振转换器于模组2的电流导通路径图； 图6为已知半桥共振转换器于模组3的电流导通路径图； 图7为本发明半桥共振转换器与已知半桥共振转换器组件导通波形图； 图8为使用萧特基二极管作为电子开关二极管D+及D-的损耗电流波形图； 图9为使用MOSFET功率二极管作为电子开关二极管D+及D-的损耗电流波形图； 图10为本发明半桥共振转换器的损耗电流波形图。
实施方式 虽然本发明将参阅含有本发明较佳实施例的所附图标予以充分描述，但在此描述的前应了解熟悉本行技艺的人士可修改本文中所描述的创作，同时获致本创作的功效。因此，需了解以下的描述对熟悉本行技术的人士而言为一广泛的揭示，且其内容不在于限制本创作。
参考图1为本发明半桥共振转换器的电路图，该电路包含包含一次侧绕组；二次侧绕组N2，具有第一与第二端点以及一中央端点；一第一电子开关，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述二次侧绕组的第一端点连接；一第二电子开关，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述二次侧绕组的第二端点连接；一第一储能组件，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述第一电子开关的第二端点连接；一第二储能组件，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述第二电子开关的第二端点连接；以及一负载端，具有第一及第二端点，前述第一端点同时与前述第一储能组件的第二端点及第二储能组件的第二端点连接，前述第二端点与前述二次侧绕组的中央端点连接。
其中，二次侧绕组的第一电子开关系为一MOSFET功率晶体管Q+与一绕组N3的结合，而第二电子开关是为一MOSFET功率晶体管Q-与一绕组N3的结合，以达到同步整流的目的，且该第一电子开关与该第二电子开关的作动关系为反向，致使该二次侧绕组的第一端点或第二端点与负载端导通，以达到半波整流的目的，并第一电子开关的绕组N3与第二电子开关的绕组N3是为具有相同圈数的相同绕组。
在该第一电子开关与第二电子开关分别连接一滤波电感L+、L-，以对从第一电子开关与第二电子开关输出的电流进行整流，且为了克服在负载端的输出电压V0与二次侧绕组的第一端点电压V’之间的压降，在滤波电感L+并联一二极管D+与电阻R+的串联组合以形成第一储能组件，及在滤波电感L-并联一二极管D-与电阻R-的串联组合以形成第二储能组件，用以提供滤波电感L+、L-的释能路径。
本发明是改善一传统半桥式转换器的电能损耗及转换效率，参考图2为一传统半桥式转换器的电路架构图，该转换器包含一一次侧电路及一二次侧电路，其中Vd为输入电压，V0则为输出的待测电压，一次侧绕组N1与二次侧绕组N2的圈数比为N＝N1/N2。
参考图3为该半桥式转换器运作的波形图，由于其正半周期及负半周期为对称的运作模式，因此可将该半桥式转换器以正半周期分为以下几个作业模式 模组1(t0-t1) 在模组1的状态，晶体管QH及QL皆不导通，令共振电感Lr及磁化电感Lm的初始电流为I0，共振电容Cr的初始电压为V0，由于I0小于0，因此其电流导通波形如图4所示，由于磁化电感Lm的跨压固定为nV0，因此该磁化电感Lm可视为一稳定直流电压源，并该共振电流ILr与共振电容Cr电流为相等，因此可得 且可进一步求得共振电感Lr及共振电容Cr的电流及电压方程式 并根据该方程式可得图3时间t0至t1的共振电感Lr及共振电容Cr的电流及电压波形图。
其中，因该磁化电感Lm可视为一稳定直流电压源，因此一次侧的共振电感Lr与共振电容Cr可视为共振，其共振频率为 并得一特性阻抗Z01为 而磁化电感Lm的电流方程式并可推导如下 且该磁化电感Lm的电流的斜率可表示为 根据该方程式可得图3时间t0至t1的磁化电感Lm电流波形图。
当共振电流ILr大于0，该共振电流ILr的电流方向反向，因此二极管DH被终止，并该半桥式转换器的工作模式进入模式2。
模组2(t1-t2) 在模组2的状态，由于共振电流ILr反向，因此晶体管QH导通，其电流导通波形如图5所示，而模组1相同，该磁化电感Lm可视为一稳定直流电压源，并该共振电流ILr与共振电容Cr电流为相等，因此可得 且可进一步求得共振电感Lr及共振电容Cr的电流及电压方程式 并根据该方程式可得图3中时间t1至t2的共振电感Lr及共振电容Cr的电流及电压波形图。
且其共振频率及特性阻抗皆与模组1相同 而磁化电感Lm的电流方程式并可推导如下 且该磁化电感Lm的电流的斜率可表示为 根据该方程式可得图3时间t1至t2的磁化电感Lm电流波形图。
由于二次侧电路的晶体管极性，使得二次侧的电流I2不得反向，因此相对的一次侧电流I1不得小于0，因此当共振电流ILr与磁化电流ILm相等时，该半桥式转换器即进入模组3。
模组3(t2-t3) 在模组3的状态，由于共振电流ILr与磁化电流ILm相等，此时一次侧电流I1为0，其电流波形图如第六图所示，共振电感Lr与磁化电感Lm串联并与共振电容Cr共振，并可得一电流关系式 且可进一步求得共振电感Lr及共振电容Cr的电流及电压方程式 并根据该方程式可得图3时间t0至t1的共振电感Lr及共振电容Cr的电流及电压波形图。
其中，因为共振电感Lr与磁化电感Lm串联并与共振电容Cr共振，因此可得一共振频率 并得一特性阻抗Z02为 而磁化电感Lm的电流方程式并可推导如下 iLm(t)＝iLr(t) 根据该方程式可得图3时间t2至t3的磁化电感Lm电流波形图，且得一次侧电流I1为0，而由于二次侧电流I2与一次侧电流I1是为正比，因此可得 因此可知，于模组3，共振电感Lr与磁化电感Lm的电流皆相等，且其斜率较模组1与模组2为小 当一次侧晶体管QH关闭，模组3即结束。
参考图7为本发明半桥共振转换器与已知半桥共振转换器组件导通情形，在已知半桥共振转换器的二次侧绕组的电路，由于以二极管D+及D-为电子开关，因此产生一可观的电能损耗，以16A的电流为例，参考图8为使用萧特基二极管作为电子开关二极管D+及D-的损耗电流波形图，其中若是传统萧特基二极管，因其顺向压降约为0.5V，因此其功率损失约为 Pd＝VF×IO＝0.5×16＝8W 若是使用低压降型萧特基二极管，因其顺向压降约为0.3V，因此其功率损失约为 Pd＝VF×IO＝0.3×16＝4.8W 而以MOSFET场效晶体管Q+及Q-代替二极管D+及D-可大幅降低其电能损耗，参考第九图为使用MOSFET功率二极管作为电子开关二极管D+及D-的损耗电流波形图，其中MOSFET功率晶体管导通的顺向压降约为0.07V，Body Diode导通时的压降约为0.6V，而MOSFET功率晶体管导通时间约为Body Diode导通时间2倍，因此其功率损失约为 但由于利用MOSFET场效晶体管取代二极管成为电子开关将面临一逆向偏压的问题，在模组3的状态下，二次侧电流I2为0，而V’与Vo存在一压差，使得该MOSFET场效晶体管可能导致逆偏，此逆向偏压会造成Body Diode导通，致使电能损耗大幅上升，因此本发明于电子开关的后串联一储能组件，利用滤波电感L+及L-消除V’与Vo之间所存在的压差 于该储能组件利用一电阻串联一二极管，D+串联R+以及D-串联R-，以形成滤波电感L+及L-的释能路径，当模组3结束时，滤波电感L+及L-便依D+串联R+以及D-串联R-的释能路径将该电感内所储存的电能释放，因此本发明的半桥共振转换器便可克服逆向偏压造成Body Diode导通的问题，参考图10为本发明半桥共振转换器的损耗电流波形图，其中MOSFET功率晶体管导通的顺向压降约为0.07V，因此其功率损失约为 Pd＝VF×IO＝0.07×16＝1.12W 因此由以上功率损失的数值比较可知，本发明半桥共振转换器可达到最低功率损耗的目的。
在详细说明本发明的较佳实施例之后，熟悉该项技术人士可清楚的了解，在不脱离下述申请专利范围与精神下进行各种变化与改变，且本发明亦不受限于说明书中所举实施例的实施方式。
权利要求
1.一种半桥共振转换器，其特征在于，包含
一次侧绕组；
二次侧绕组，具有第一与第二端点以及一中央端点；
一第一电子开关，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述二次侧绕组的第一端点连接；
一第二电子开关，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述二次侧绕组的第二端点连接；
一第一储能组件，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述第一电子开关的第二端点连接；
一第二储能组件，具有第一及第二端点，前述第一端点与前述第二电子开关的第二端点连接；以及
一负载端，具有第一及第二端点，前述第一端点同时与前述第一储能组件的第二端点及第二储能组件的第二端点连接，前述第二端点与前述二次侧绕组的中央端点连接。
2.如权利要求1项的半桥共振转换器，其特征在于，其中前述第一电子开关与前述第二电子开关的作动关系为反向，致使前述二次侧绕组的第一端点或第二端点与前述负载端导通。
3.如权利要求1项的半桥共振转换器，其特征在于，其中前述第一电子开关包含一MOSFET功率晶体管以及一跨接于前述MOSFET功率晶体管的栅极(G)及源极(S)的第三绕组，并且第一电子开关的第一端点是为MOSFET功率晶体管的源极(S)，以及第二端点是为MOSFET功率晶体管的漏极(D)。
4.如权利要求1项的半桥共振转换器，其特征在于，其中前述第二电子开关包含一MOSFET功率晶体管以及一跨接于前述MOSFET功率晶体管的栅极(G)及源极(S)的第三绕组，并且第二电子开关的第一端点是为MOSFET功率晶体管的源极(S)，以及第二端点是为MOSFET功率晶体管的漏极(D)。
5.如权利要求3项或第4项的半桥共振转换器，其特征在于，其中前述第一电子开关的第三绕组与前述第二电子开关的第三绕组为具有相同圈数的相同绕组。
6.如权利要求1项的半桥共振转换器，其特征在于，其中前述第一储能组件由一电感并联一二极管与一电阻串联的组合，使前述电感可经由前述二极管与电阻串联的组合进行释能，并且第一储能组件的第一端点是为前述二极管的正极端，第一储能组件的第二端点是为前述电阻与前述电感结合的端点。
7.如权利要求1项的半桥共振转换器，其特征在于，其中前述第二储能组件由一电感并联一二极管与一电阻串联的组合，使前述电感可经由前述二极管与电阻串联的组合进行释能，并且第二储能组件的第一端点是为前述二极管的正极端，第二储能组件的第二端点是为前述电阻与前述电感结合的端点。
全文摘要
一种半桥共振转换器，包含一次侧绕组；二次侧绕组，具有第一与第二端点以及一中央端点；一第一电子开关；一第二电子开关；一第一储能组件；一第二储能组件；以及一负载端，具有第一及第二端点。其中，前述二次侧绕组的第一端点是串联前述第一电子开关及第一储能组件，而前述二次侧绕组的第二端点是串联前述第二电子开关及第二储能组件，而前述负载端的第一端点是同时连接前述第一储能组件及第二储能组件，而第二端点是连接前述二次侧绕组的中央端点。
文档编号H02M3/24GK101174795SQ20061013790
公开日2008年5月7日 申请日期2006年10月30日 优先权日2006年10月30日
发明者黄明和 申请人:高效电子股份有限公司