专利名称：电力转换电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电力转换电路，在该电路中，串联连接在上电源线与下电源线之间的两个开关元件受到开通和关断，并从中点取出输出。
背景技术：
传统而言，在用于电动机驱动的变换器与转换器中，采用了这样的配
置两个开关元件串联连接，输入电压施加到其两个末端，从中点获取输出。例如，在三相变换器的情况下，如果包含六个开关元件的三组(三组开关元件组，其各自由两个开关元件构成)被设置到输入电压，六个开关元件受到开通和关断，从这些组开关元件组的各个中点输出三相电流。
另夕卜，在这样的电路中，进行脉宽调制(PWM)控制以控制输出电流。在PWM控制中，将正常的三角形波形与指令电压进行比较，并确定开关元件的开通周期。于是，通过改变指令电压，可以将输出控制为预定的输出。 '
然而，在使用开关元件的这种电力转换电路中，如果上下开关元件同时开通，电源将4皮短路，因此，必须注意避免这样的情况发生。出于这个原因，在切换中设置了上下开关元件均关断的死区时间(deadtime)。
在设置了死区时间的构造中，当允许电流从串联连接在上电源线与下电源线之间的两开关元件的中点流动时，在死区时间周期中，^^电流通过与下电源线反并联连接的二极管，因此，在指令电压中产生死区时间周期内输出电压降低的误差。另外，在死区时间周期中，当电流流经中点时，使电流通过与上电源线反并联连接的二极管，因此，在指令电压中产生死区时间周期中输出电压增大的误差。由于流过中点的电流接近零，不存在输出电压相对于指令电压的误差。在现有技术中提出了用此对死区时间进
4行补偿的技术。
在专利文献1 (日本特开No.10-285937)中，在死区时间末尾，对输出端子上的电压进行测量，通过所测电压是否超过阈值判断连接到该端子的负载电流的方向，并在考虑判断结果的情况下确定对死区时间的补偿。
另外，在专利文献2 (日本特开No.2004-248480 )中，流经负载的电流由电流传感器进行检测，判断电流的方向，且在考虑判断结果的情况下对死区时间进行补偿。
在专利文献l所介绍的技术中，当上下电源线之间的电压改变时，输出端上的电压波形的电压值也改变。因此，存在着这样的情况不能通过方向。
另外，在专利文献2所介绍的技术中，当电流传感器中存在偏移误差或电流紋波大时，不能正确确定电流方向。
发明内容
根据本发明，提供了一种电力转换电路，在该电路中，设置了串联连接在高电压的上电源线与低电压的下电源线之间的两个开关元件；，没置了与各开关元件反并联连接的续流(freewheel) 二极管；开关元件被开通以及关断；设置死区时间以使串联连接的开关元件不一起开通，且从两个开关元件的中点获得输出。电力转换电路包含电压传感器，其中输入中点电压Vo、上下电源线间的电压Vc以及预定的阈值电压AV;且Vo的状态通过Vo-AV和Vo- (Vc-AV)的值来检测。基于电压传感器检测得到的结果对用于控制开关元件的切换的指令的死区时间进行补偿。
另外，优选为，电压传感器包含第一比较器，Vo与AV被输入到第一比较器，且这些电压受到比较；减法器，其使用运算放大器，Vc与AV被输入到该运算放大器，且这些电压之间的差被输出；第二比较器，减法器的输出和Vo被输入到第二比较器，且这些电压受到比较。
另外，优选为，电压传感器包含第一触发器(flip-fl叩)，其获得第一比较器的比较结果；第二触发器，其获得第二比较器的比较结果，将第一触发器与第二触发器的输出作为检测结果输出。
另外，优选为，在上电源线侧的开关元件被开通的时刻，第一触发器获得第一比较器进行的比较的结果；在下电源线侧的开关元件被开通的时刻，第二触发器获得第二比较器进行的比较的结果。
另外，优选为，电压传感器还包含第三触发器，其在下电源线侧的开关元件被开通的时刻获得由第 一比较器进行的比较的结果，将第 一到第三触发器的输出作为检测结果输出。
另夕卜，优选为，电压Vo和Vc为以同样的分压比通过电阻分压受到降压的电压。
根据本发明，由于电压Vo引起的电流状态可通过使用一个阈值电压AV可靠地检测。因此，可以准确地对死区时间进4亍补偿。
图1示出了包含作为电力转换器的变换器与DC/DC转换器的电机驱动系统的构造；
图2示出了用于对死区时间进行补偿的构造；
图3示出了电压传感器42的构造；
图4示出了比较示例中的电压比较；
图5用于阐释比较示例中的电流检测的运行；
图6示出了高的正电流下的波形；
图7示出了^f氐的正电流下的波形1;
图8示出了低的正电流下的波形2;
图9示出了当电流接近于零时的波形；
图IO示出了低的负电流下的波形1;
图ll示出了低的负电流下的波形2;
图12示出了高的负电流下的波形；
图13示出了如果电流状态改变时的电流波形；图14示出了电流状态的判断结果；
图15示出了用于对死区时间进行补偿的另一构造；
图16示出了如果电流状态变化的电流波形；
图17示出了电流状态的判断结果；
图18示出了高的正电流的波形；
图19示出了低的正电流下的波形1;
图20示出了低的正电流下的波形2;
图21示出了电流接近于零时的波形；
图22示出了低的负电流下的波形1;
图23示出了低的负电流下的波形2;
图24示出了高的负电流下的波形；
图25为本发明一实施例的图，其用于示范即使在电压Vc变化时作出正确的判断。
具体实施例方式
下面基于附图介绍本发明的实施例。
图1示出了包含才艮据本发明一实施例的电力转换电路的电机驱动系统的构造。
电池10为镍氢或锂离子电池等二次电池，其具有例如大约200V的电压。电池10并联连接到电容器12，电容器12防止电池10的电压波动。电池的正极侧连接到线圏14的一端。线圏14的另一端连接到两个开关元件18与20的节点。
上下开关元件18与20各自由绝缘栅型双极型晶体管(IGBT )等晶体管构成，在此实例中，晶体管并联连接到允许电流以相反方向流动的二极管。
上开关元件18的集电极连接到上电源线24,发射极连接到下开关元件20的集电极。另外，下开关元件20的发射极连接到下电源线26，下电源线为电池10的阴极侧。另外，线圏14和上下开关元件18与20构成对电池10的输出电压进行升压的DC/DC转换器22。
电容器28被布置在上电源线24和下电源线26之间，电容器28抑制上电源线24的电压波动。
另外，各自由两个串联连接的开关元件30和32构成的三组开关元件组净皮并联布置在上电源线24和下电源线26之间，变换器34由这些开关元件构成。于是，第一组开关元件30与32的一组用于U相，第二组开关元件30与32的一组用于V相，第三组开关元件30与32的一组用于W相，相应组开关元件30与32的中点连接到电机36的U、 V、 W相的线圏。
另外，在此实例中，具有类似构造的变换器38也净皮连接在上电源线24和下电源线26之间，电机40被连接到变换器38。
在这样的电路中，通过交替开通DC/DC转换器22的上下开关元件18和20,将被引导通过线闺14的电流受到控制，通过线圈14的反电动势，在上电源线24上获得不低于电池10的电压的升压电压。通过调节上下开关元件18和20的开通周期的比率，升压程度受到控制。
另外，将上电源线24与下电源线26之间的电压用作输入电压，变换器34以预定的顺序顺次开通开关元件30和32,并将三相交流电流供给电机36。另外，变换器38也类似地将三相交流电流供给电机40。因此，两个电机36和40响应于变换器34与38的控制地受到驱动。
另外，通过使电机36与40通过变换器34与38的控制作为发电M行，能够进行再生制动，因此，能在电容器28中回收电力。
这样的系统能用在例如混合动力车的驱动系统中。在这种情况下，主M为发电才;ui行的电机40的输出轴被链接到内侧齿轮，布置在其周围的行星齿轮被连接到发动机的输出轴，行星齿轮外侧的外侧齿轮被连接到电机36的轮胎驱动轴以及输出轴。因此，电机36和40的驱动以^JL动机的驱动受到控制，希望的驱动轴的输出和发电能够得到控制。另外，在混合动力车系统的情况下，例如，近似300V的电压净皮用作电池10，上电源线24的电压能^i殳置为在近似为300V到600V的范围内与输出转矩对应的适当电压。图2示出了补偿图1所示DC/DC转换器22的上下开关元件18与20的死区时间的机构。另外，变换器34和38也能类似地对死区时间进行补偿。也就是i兌，关于变换器34与38，提供多个上下两开关元件组30与32，开关元件被开通和关断，死区时间被设置为使得串联连接的开关元件不会同时开通。
上下开关元件18与20的栅极(gate)连接到PWM控制器60,上下开关元件18与20被来自PWM控制器60的PWM控制信号开通和关断。电压传感器42被连接到线圈14被连接于其上的、上开关元件18与20的节点(点C )，节点C上的电压由电压传感器42进行测量。在这种情况下，电压传感器42如下面所介绍的那样确定节点C的电压，并基于确定的结果输出信号A和B。另外，在此实例中，从节点C流到线圏14的电流4皮称为IL，且其方向被设置为正方向。
信号A和B被输入到触发器44和46的数据输入端D。将被供给上下开关元件18和20的栅极的PWM控制信号被供给触发器44和46的时钟输入端，触发器44和46通过两个PWM控制信号的上升(raise)来重新取得供给输入端D的相应的信号A与B。
触发器44与46的Q输出Fl与F2被供给死区时间补偿器48。响应于将被输入到其内部的信号Fl与F2的状态，死区时间补偿器48查阅表格，以《更确定节点C的电流方向，并产生用于对与确定的结果对应的死区时间进行补偿的控制信号。
响应于供自死区时间补偿器48的信号，PWM控制器60对指令电压 一 一其与死区时间的电流方向的三角波进行比较一一进行校正，改变上下开关元件18与20的占空比，并对死区时间进行补偿。另外，运行的细节将在后文介绍。
下面，将基于图3介绍电压传感器42的构造。节点C——其作为图2所示上下开关元件18、20的中点——上的电压Vo^皮施加到电阻分压器50。电阻分压器50由串联连接的电阻器50a与50b构成，电阻分压器50—端连接到地，另一端连接到节点C，从中点获得与电阻器50a及50b的电阻
9比对应的输出。电阻分压器50的分压比被设置为不高于、不超过IC的最大电压的适当的值(例如+155V、 12V等)，使得图3所示电路(IC构成逻辑电路)优选为以最大输入电压运行。电阻分压器50的输出经由预定电阻器被输入到第一比较器52的正输入端。
另一方面，上电源线24的电压Vc (上开关元件18的集电极的电压)被施加到电阻分压器54。电阻分压器54由串联连接的电阻器54a、 54b构成，电阻分压器54—端连接到地，另一端连接到节点C，由中点获得与电阻器50a及50b的电阻比对应的输出。在这种情况下，电阻分压器54的分压比与电阻分压器50的相同。电阻分压器54的输出经由电阻器被输入到减法器56。
另外，电阻分压器50的输出为分压后的Vo，电阻分压器54的输出为分压后的Vc，然而，其分压比是相同的，其电压被单单称为Vo和Vc。
减法器56具有运算;^文大器56a，且其输出端经由电阻器,皮连接到第一比较器52的负输入端。于是，电阻分压器54的输出经由电阻器被输入到运算放大器56a的正输入端，预定阈值电压AV经由电阻器被输入到负输入端，且经由不同的电阻器被连接到地。于是，运算放大器56a的输出为减法器56的输出。如所介绍的，运算^t大器56a的正输入端的输入为电阻分压器54的输出Vc，负输入端的输入为阈值电压AV，运算放大器56a为增幅率l倍的反相放大器，减法器56的输出为Vc-AV。
在这种情况下，阈值电压AV为Vc的最大电压的大约1/10到1/30的电压值，且变为其电压以与电阻分压器50和54同样的分压比减小的电压。然而，电压值不限于此值，电压值可4皮设置为在存在电压传感器42的误差和噪音的状态下能检测输出电压接近于零电压以及输出电压接近于Vc的值。
减法器56的输出Vc-AV (=Y，被称为Y)被输入到第一比较器52的负输入端，第一比较器52的输出端被升压到逻辑电压5V。因此，第一比较器52进行Vo- (Vc-AV)的比较，如果结果是正的，第一比较器52输出5V的H电平("1")，如果结果是负的，输出OV的L电平("0")。第一比较器52的输出为图2所示的B。
另外，电阻分压器50的输出Vo经由电阻器被输入到第二比较器58 的正输入端。阈值电压AV经由电阻器被输入到第二比较器58的负输入端。 因此，第二比较器58的输出端被升压到逻辑电压5V。因此，第二比较器 58进行Vo-AV的比较，如果结果为正的，第二比较器58输出5V的H电 平('T，)，如果结果是负的，输出0V的L电平("0")。第一比较 器52的输出为A，如图2所示。
如所介绍的，根据图3所示的电压传感器42，仅仅提供一个阔值电压 AV，但与此时的状态对应的电流方向可4吏用此值来确定。
图13示出了电流波形。在此实例中，从上下开关元件18与20的中点 流到线圏14的电流被称为IL，作为电流IL的中心的基波分量被称为电流 IB，相对于0A，示出了电流IL逐渐由高的正电流的状态变化为高的负电 流的状态的典型状态。基波分量IB对应于死区时间中的电流方向。因此， 当补偿死区时间时，高的正电流时，指令电压上升，高的负电流时，指令 电压下降。
图6示出了高的正电流时的波形。电压Vo在上开关元件18开通后上 升，并在上开关元件18关断后马上下降。因此，F1变为0， F2变为0。
图7示出了低的正电流时的波形1。电压Vo刚好在上开关元件18开 通之前上升，并当上开关元件18被开通时变为近似为Vc，当上开关元件 18关断时立即下降。因此，Fl变为l， F2变为0。
图8示出了低的正电流时的波形2。电压Vo在上开关元件18开通之 前上升，并在上开关元件18关断时立即下降。因此，Fl变为l， F2变为 0。
图9示出了接近于零的电流时的波形。电压Vo在上开关元件18开通 之前以及刚好在下开关元件20关断后上升，并在上开关元件18关断时立 即下降。因此，Fl变为l， F2变为0。
图IO示出了低的负电流时的波形1。电压Vo在上开关元件18开通之 前以及刚好在下开关元件20关断后上升，并在上开关元件18关断后以及
ii下开关元件20开通之前下降。因此，Fl变为l， F2变为0。
图11示出了低的负电流时的波形2。电压Vo在上开关元件18开通之
前以及刚好在下开关元件20关断后上升，并在上开关元件18关断后以及
刚好在下开关元件20开通之前下降。因此，Fl变为l， F2变为0。
图12示出了高的负电流时的波形。电压Vo在上开关元件18开通之
前以及刚好在下开关元件20关断后上升，并在下开关元件20开通之后下
降。因此，Fl变为l， F2变为l。
如所介绍的，如图14所示，在图6所示的高的正电流时，F1变为0，
F2变为0。在图7-图11所示的低的正或负电流时，Fl变为1， F2变为0;
在图12所示的高的负电流时，Fl变为l， F2变为l。另外，Fl-O， F2=l
变为无效组合。
于是，这样的F1与F2被供给死区时间补偿器48，因此，死区时间补 偿器48向PWM控制器60发送下面的控制信号，用于使控制电压在高的 正电流时以预定电压量上升的控制信号，用于4吏控制电压在高的负电流时 以预定的电压量下降的控制信号。
如上面所介绍的，在本实施例中，死区时间能够在使用一个阈值电压 AV的同时通过响应于此时的电压Vo的大小识别是正电流还是负电流来得 到适当的补偿。
图15示出了用于补偿死区时间的另一构造。在此实例中，第三触发器 62被提供。在第三触发器62中，电压传感器42的输出B被输入到输入端 D,如同在第二触发器46中一样。另外，将被供给上开关元件18的栅极 的控制信号被供给第三触发器62的时钟输入端子。
图16示出了电流波形。图16类似于图13，且对应的状态用对应的号 码表示。
图18示出了高的正电流时的波形。当上开关元件18开通时，电压Vo 没有达到阈值Y，因此，对于F1、 F2、 F3的值变为Fl-0、 F2=0、 F3=0。
图19示出了低的正电流时的波形1。当上开关元件18开通时，电压 Vo没有达到阈值Y，对于F1、 F2、 F3的值变为F3-0，因此，对于F1、F2、 F3的值变为Fl=l、 F2=0、 F3=0。
图20示出了低的正电流时的波形2。当上开关元件18开通时，电压 Vo没有达到阈值Y，因此，对于Fl、 F2、 F3的值变为Fl=l、 F2=0、 F3=0。
图21示出了接近于零的电流时的波形。当上开关元件18开通时，电 压Vo达到阈值Y，因此，对于F1、 F2、 F3的值变为F1-1、 F2=0、 F3=l。
图22示出了低的负电流时的波形1。当上开关元件18开通时，电压 Vo达到阈值Y，因此，对于F1、 F2、 F3的值变为F1-1、 F2=0、 F3=l。
图23示出了低的负电流时的波形2。当上开关元件18开通时，电压 Vo达到阈值Y，因此，对于F1、 F2、 F3的值变为F1-1、 F2=0、 F3=l。 于是，在负电流变得更大的图24中，F3变为l。
因此，如图17所示，在图18所示的高的正电流下，Fl、 F2、 F3变为 F1=0、 F2=0、 F3=0,在图19与20所示的低的正电流下，Fl=l， F2=0， F3=0;在图22与23所示的低的负电流下Fl=l, F2=0， F3=l;在图24所 示的高的负电流下FK, F2=l， F3=l。另外，当电流逼近零时，F3变为 l或O。
如上所述，根据本实施例，可确定四种电流状态。因此，可以进行控 制，使得控制电压在低的正电流下以小的预定电压量上升，控制电压在低 的负电流下以小的预定量减小。另外，加上这样的处理也是优选的例如， 控制电压的变化被禁止，只要同样的状态不持续一定的时间段(例如连续 五次检测)。
在这种情况下，在图4中，如专利文献l中所公开的，示出了这样的 实例其中，电压vth略低于输出端电压最大值，且最大值的l/2的电压 被采用作阈值。当输出端的电压为预定电压且输出端电压大大改变时，如 图4的左手边所示，即使当Vth和VI被用作阈值时，可以检测出输出端 上的电压通过阈值。另一方面，当输入电压降低且输出端上的电压的变化 变得小时，如图4的右边所示，不可能检测出输出端上的电压通过阈值， 即4吏在Vth和VI ;故用作阈值时。
另外，在图5中，如专利文件2所公开，示出了输出端上的电流被检
13测的实例。如图所示，在PWM控制中，将三角波与指令电压进行比较， 当三角波超过指令电压时，下开关元件被关断。另一方面，尽管上开关元 件在此时间段内被开通，对下开关元件的关断，上开关元件的开通以死区 时间4皮延迟，对下开关元件的开通，上开关元件的关断以死区时间,皮提前。 因此，在上开关元件和下开关元件二者中产生关断时间段。
于是，如果电流IL在三角波的最低点上被A/D转换，此时的电流IL 对应于基波分量IB,因此，认定为基波分量IB被检出。
然而，补偿死区时间必需的电流为开关过^p呈中的电流值。因为，当电 流紋波大时，开关中的电流不是IL-IB，不能正确检测电流方向。
另一方面，才艮据本实施例，如图25所示，(Vc-AV)和AV的两个电 压被用作与电压Vo进行比较的电压。因此，即使在电压Vc改变时，电压 比较能够正确进行。
1权利要求
1. 一种电力转换电路，其中，提供了串联连接在高电压的上电源线与低电压的下电源线之间的两个开关元件；提供了与所述各开关元件反并联连接的续流二极管；所述开关元件被开通与关断；设置死区时间，使得串联连接的所述开关元件不同时被开通，且从所述两个开关元件的中点取得输出，所述电力转换电路包含电压传感器，所述中点t的电压Vo、所述上下电源线间的电压Vc以及预定的阈值电压ΔV被输入到所述电压传感器；且Vo的状态通过Vo-ΔV和Vo-(Vc-ΔV)的值来判断，且基于所述电压传感器的判断结果对用于控制所述开关元件的开关的指令的死区时间进行补偿。
2. 根据权利要求1的电力转换电路， 其中，所述电压传感器包含第一比较器，Vo与AV被输入到所述第一比较器并被比较；减法器，其使用运算放大器，Vc与AV被输入到所述运算放大器且这些电压之间的差,皮输出；以及第二比较器，所述减法器的输出和Vo被输入到所述第二比较器并被比较。
3. 根据权利要求2的电力转换电路， 其中，所述电压传感器包含第一触发器，其获得所述第一比较器所作比较的结果；以及第二触发器，其获得所述第二比较器所作比较的结果，所述第—一触发器与所述第二触发器产生,皮输出为检测结果的输出。
4. 根据权利要求3的电力转换电路，其中，在上电源线侧的所述开关元件被开通的时刻，所述第一触发器 获得所述第一比较器所作比较的结果；且在下电源线侧的所述开关元件被开通的时刻，所述第二触发器获得所述第二比较器所作比较的结果。
5. 根据权利要求4的电力转换电路， 其中，所述电压传感器还包含第三触发器，其在下电源线侧的所述开关元件^皮开通的时刻获得由所 述第 一 比较器所作比较的结果，所述第一到第三触发器产生被输出为检测结果的输出。
6. 根据权利要求1的电力转换电路，其中，电压Vo和Vc为以同样的分压比通过电阻分压受到降压的电压。
全文摘要
通过用PWM控制器控制开关元件的切换，使得希望的电流流经线圈。对于电压传感器，Vo-ΔV的值——其为开关元件的中点电压Vo与预定阈值电压ΔV之间的差——以及Vo-(Vc-ΔV)的值——其为中点电压Vo与通过从上电源线的电压Vc减去阈值电压ΔV所获得值的差——被确定。于是，从电压传感器获得的确定结果通过触发器和死区时间补偿器被输入到PWM控制器以便对于例如用于PWM控制信号产生的指令对死区时间进行补偿。
文档编号H02M7/48GK101501976SQ20078002954
公开日2009年8月5日 申请日期2007年8月2日 优先权日2006年8月10日
发明者冈村贤树, 大谷裕树 申请人:丰田自动车株式会社