专利名称：有源浪涌电流控制电路的制作方法
技术领域：
本专利涉及控制用电设备从直流电源母线或者远程直流供电系统取电过程中所产生的浪涌电流。
背景技术：
在分布式电源应用系统中，系统功能由多个电路子板集合完成，所有子板通过公共背板进行信号交换、 从背板直流母线获取工作电源。为了保证系统的可靠性和可用性，要求系统中任何一个子板失效需要去除 时、或者需要维护进行替换时、或者新增功能子板时，可以在线进行操作，而不需要将整个系统关机。新 的子板插入系统背板进行取电的过程中，母线首先对单板电源输入端储能电容两端的电压充电，将其电压 升高至与母线电压系统相同。如果没有适当的电流限制手段，由于储能电容的容量大一通常几十微法拉到 几万微法拉、等效内阻较小一通常几十亳欧到几欧姆，导致插入瞬间充电电流非常大，称之为浪涌电流。 浪涌电流可能导致直流母线电压瞬间跌落较大幅度，使得其它子板复位、重新启动；或者导致接插件损坏， 新增子板不能正常工作；或者导致母线供电电源过流保护被触发动作，使得整个系统重启、中断服务。
由于成本、布线或者屯力分配等等原因，某些工作现场不能为用电设备直接提供电源，远程直流供电 成为选择，典型如以太网供电技术。远端用电设备为了保证自身正常运行，其电源输入端安装了相应的储 能电容。如果不加以控制，在上电的过程中对储能电容充电时的浪涌电流同样可能造成供电设备过流保护 启动，或者由于浪涌电流作用在远程供电线路的分布感抗上，感应非常高的瞬间高压，导致用电设备损坏。
为了限制浪涌电流，最简单的方案是在线路中串联一只负温度系数(Negative Temperature Coefficient)的热敏电阻(简称NTC)，在冷态时由于电阻阻值较大几欧姆到几十欧姆，限制了浪涌电流 最大值；正常工作是，由于自发热缘故，其温度上升，电阻值下降到只有冷态条件下的1/3 1/2左右，功 率损耗降低。伹是这种方案体积、功率损耗较大，并且在快速重复插入的状态下一比如接插件接触不良时 而导致的触点反复接触，由于NTC电阻温度下降较慢，NTC电阻仍然处于非常小阻值的状态，所以第二 次或者第二次起不到限流作用。
第二种方案就是采用继电器和NTC电阻并联，NTC电阻作用和前述一致。当用电设备处于稳态工作 条件时，继电器短路NTC电P且，直接连接供电电源和用电设备。用电设备处于稳态工作条件时，由于继 电器的导通电阻只有几十毫欧，相比于NTC而言整体功率损耗减小；同时由于NTC没有自发热，在一定 条件下可以避免在快速重复插入的状态下的浪涌电流限制。这种方案缺点是整体电路体积更大，还需要额 外的继电器控制电路。
第三种方案就是采用有源器件主要是金属氧化物场效应晶体管(以下简称MOSFET-Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)作为开关器件，MOSFET的漏极(D-Drain)连接到储能电容， 源极(S-Source)连接到电源母线或者远供电源的输出端，栅极(G-Gate)作为控制端。
3在MOSFET的Vgs小丁阀值电压Vgs(th)之前,栅极控制电路对固有的栅源电容Cgs和栅漏电容Cgd 充电，MOSFET不导通，DS两端无电流，Vds等于输入电压；当Vgs达到Vgs(th)之后，MOSFET开始 导通，Vds开始下降，Cgd开始放电而且随Vds下降而增大，由于栅极控制电路是不会提供足够维持Cgd 放电所需的电流，所以Vgs电压上升非常缓慢几乎维持不变，流过MOSFET给储能电容充电电流Id受控 于Vgs电压上升速度，这个过程中Cgd的工作效果称作密勒效应(Miller Effect) ,Cgd也称之为密勒电容； 当Vds=0时栅极控制电路无需继续给Cgd提供放电电流，Vgs快速上升，MOSFET完全导通。
从上所述由于MOSFET的id正比于Vgs的上升速率，所以通过控制MOSFET的Vgs上升过程，可 以限制供电屯源对储能电容充电电流，达到消除浪涌电流的目的。当用电设备处于稳态工作条件时， MOSFET完全导通由于MOSFET的导通电阻Rds(on)在几毫欧到几百毫欧之间，功率损耗非常小。
当前的控制方案利用并强化Cgd密勒效应作用，在G、 D之间增加额外的电容和电阻串联电路以确 保Vgs以较慢速率上升，从而控制ld电流幅度；另外为了对ld进行闭环电流控制，使用外部采样电阻对 ld进行釆样、处理，确保Id不超过某个设定值。
此方案中额外的密勒阻容电路增加了电路元件数量，且其耐压必须满足电路工作电压，当输入电压较 高时体积比较大。
另外许多集成电路方案采用专用的电流采样电阻对Id采样后进行处理而构成对Id的闭环反馈控制， 确保Id的最大值不会超过限值。这种方案增加了电路复杂性、成本以及稳态工作状态下的功率损耗。
以上采用MOSFET限制浪涌电流的分立元件解决方案可以参见ON Semiconductor发表的编号 AN1542/D文章"Active Inrush Current Limiting Using MOSFET"、美国专利"Inrush Limit Circuit"编 号6807039、美国专利"Inrush Current Protection Circuit"编号6744612，集成电路方案如intersil公 司的产品ISL6140丄inearTechnology公司的产品LTC1640、Maxim Integrated Products公司的MAX5948 等等。
发明内容
本发明为一种新型电路，简单、有效和低功耗、低成本，无需增加额外的密勒电容和采样电阻就可以 限制浪涌电流，同时通过选取合适的器件适应不同工作电压应用要求。
本发明采用MOSFET作为控制器件，漏极连接到储能电容，源极连接到直流电源母线或者远供直流 电源的输出端。
在输入电源两端正负两端接有串联电路，构成为电阻和两个齐纳二极管， 一个齐纳二极管决定了电路 启动的最低输入电压；另一个齐纳二极管决定了栅源极之间最大电压，这个齐纳二极管一端连接到 MOSFET的源极，另一端通过电阻连接到MOSFET的栅极。
连接在栅源极之间有一个双极性晶体管(BJT-Bipolar Junction Transistor),它的供电仅依赖上述两个齐纳二极管，而不需要额外的稳压器件。BJT的集电极(c-collector)连接到MOSFET的源极，发射极 (e-emitter)连接到MOSFET的栅极，基极(b-base)和集电极之间并联有阻容电路。BJT基极电容充、 放电的速度决定MOSFET的Vgs的电压上升、下降速率，从而控制输入电源向储能电容的充电电流。
下面结合附图和实施例对本使用新型进一步说明。
图1为釆用串联NTC电阻限制浪涌电流应用电路
图2为采用串联NTC电阻和继电器复合限制浪涌电流应用电路
图3为采用MOSFET作为限制浪涌电流的简单应用电路
图4为本发明限制浪涌电流的电路
图5为应用本发明的加外部逻辑控制的限制浪涌电流电路，控制输入电压的负端； 图4为应用本发明的加外部逻辑控制的限制浪涌电流电路，控制输入电压的正端；
具体实施例方式
在图1中，101为NTC串联在输入电源的回路中，102为用电设备内部的储能电容。在冷态开机时， 由于NTC的阻值较大，开机瞬间的浪涌电流被限制。电路问题工作时，由于自发热的缘故，NTC的电阻 值下降，降低了NTC的功率损耗。
在图2中，201为NTC串联在输入电源的回路中，202为用电设备内部的储能电容。在冷态开机时， 由于NTC的阻值较大，开机瞬间的浪涌电流被限制。当储能电容的端电压达到预定值时，204控制203 闭合，使得201被短路。稳态工作条件下203通过绝大多数负载电流，因此降低了总的功率损耗以及201
的自发热。
图3是一个常见简单的采用MOSFET有源浪涌电流控制电路。齐纳二极管302设定了电路启动工作 的最低电压，齐纳二极管303限制了开关MOSFET (307)的Vgs的最大值，使其不超过允许的最大工 作电压，确保MOSFET工作在安全范围内。电阻301用于限制电路稳态时的功率损耗，范围通常为十儿 千欧姆到兆欧姆，视具体工作电压而定。在电路中301和302的顺序可以调换，当输入电压很高时，302 可以由多个齐纳二极管串联组合而成，303的最大击穿电压必须小于MQSFET的Vgs绝对最大值，通常 小于20V。电阻304作为307的G、 S之间的保护电阻，同时也是在关电过程中Cgs的放电电阻，保证 快速开关机时每次都能控制浪涌电流。电容305、电阻306串联构成额外的密勒效应电路，为保证电路正 常工作和安全，305耐压值必须大于输入电压。当输入电压超过302击穿电压时，电源通过301给Cgs 充电，当Vgs超过Vgs(th)之后，由于密勒效应，305、 306会减缓Vgs的上升速度。但是在快速上电瞬间，由于Vgs将被以非常快的速率提升到Vgs(th)， Id将不可避免出现瞬间的大电流，由于不能控制在密 勒效应产生之前的Vgs上升速率，此电路不能完全有效地控制浪涌电流。
图4为本发明电路，对图3电路进行了重新设计，由电阻401、齐纳二极管402和齐纳二极管403 构成的启动电路，电阻404、 BJT405、电容406和二极管407构成了 MOSFET(409)的Vgs上升电压斜 率控制电路，去除了外加的密勒电容、电阻串联电路，电路中401和402的先后顺序可以调换，410为储 能电容。当输入电压很高时，402可以由多个齐纳二极管串联组合而成，403的最大击穿电压必须小于 MOSFET的Vgs绝对最大值，通常小于20V。当输入电压大于402的击穿电压，403两端电压开始建立， 此时电容406电压为零，受405的eb极的钳位作用，409的Vgs只有0.7V。紧接着输入通过404和BJT(405) 的eb极向电容406充电，形成405的基极电流lb,由于405的电流放大作用，流经404的电流大部分成 为405的集电极电流lc,而不是给406充电，因此406采用较小的量值就可以获得很慢的Vgs上升速率。 随着时间的推移，406端电压逐步上升，当409的Vgs达到Vgs(th)后，Id建立，由于Vgs上升速率非常 慢，所以初始ld也较小。然后Vds开始下降，Cgd放电而发挥其密勒效应，确保给储能电容409的充电 电流Id始终被控制于较低值。当Vgs电压最终和403的端电压相等时，电路工作于稳定状态，406的端 电压等于Vgs-0.7V。通过改变404和406参数，可以调整Vgs在达到Vgs(th)之前的上升速率，控制控 制储能电容初始充电电流ld的大小。二极管407在关电过程中用于406通过408放电，保证快速开关机 时浪涌电流每次都得到控制，从而避免了许多电路在重复开关机或者接插件失效状态下发生的浪涌电流现 象。
图5为在本发明电路的基础之上增加了外部控制手段，用于需要在远程开关机过程中对浪涌电流的控 制。图中元件501 510对应于图4中相应的401 410。外部逻辑控制输入通过电阻511和512控制BJT 513。 510/511构成的分压电路决定了逻辑控制输入高、低电平的切换值，在一些应用场合，512也可以省 略。当逻辑控制输入为高电平(相对于输入电压的负端)，513导通，使得503两端维持在0.3V左右，从 而508的Vgs两端电压达不到Vgs(th),所以不导通。当逻辑控制输入为低电平，513关断，使得503正 常工作，509的Vgs上升速率受504 508构成的电路控制，进一步控制给储能电容510的充屯电流ld。
图6为在本发明电路的基础之上增加了外部控制手段的同时用MOSFET控制输入正端。图中元件 601 610对应于图4中相应的401 410，为了控制的方便409由N沟道MOSFET变成了P沟道MOSFET (609)， 405相应由PNP型改为了NPN型(605)。 611 616的作用等同于图5中的511 513，逻辑 控制输入的高、低电平仍然相对于输入电压的负端。当逻辑控制为高电平时，613导通，616导通，603 两端电压被钳位在0.4V左右，609不可能导通；当逻辑控制为低电平时，613关断，616关断，603正常 工作，609的Vgs上升速率受604~607构成的电路控制，进一步控制给储能电容610的充电电流ld。
权利要求
1. 有源浪涌电流控制电路，a)采用MOSFET作为控制元件，漏极连接负载、源极连接输入源；b)包含启动电路和MOSFET的Vgs电压斜率控制电路；c)启动电路由电阻和齐纳二极管构成；d)Vgs斜率控制电路由电阻、电容、双极三极管、二极管构成。
2. 根据权利1所述的启动电路电阻和齐纳二极管构成的串联电路。其中一个齐纳二极管决 定了电路的启动电压，另一个决定Vgs的最高电压，同时它也是启动电路的输出；
3. 根据权利2所述的电路，当输入电压比较高时，用于决定了电路的启动电压的齐纳二极 管可以由多个二极管串联构成；
4. 根据权利2所述的启动电路，当电路输入电压比较低但高于MOSFET的Vgs的最大值 时，可以只保留电阻和决定Vgs的最高电压的齐纳二极管；
5. 根据权利2所述的启动电路，当电路输入电压比较低且低于MOSFET的Vgs的最大值 时，可以只保留电阻；
6. 根据权利1所述的Vgs电压斜率控制电路电阻连接与双极三极管的发射极和启动电路的 输出之间；电容连接在基极和集电极之间，二极管方向并联在发射极和基极之间，在发射 极和集电极之间并联有MOSFET的保护电阻；
7. 权利6所述电路连接双极三极管的发射极和启动电路的输出之间的电阻和连接在基极和 集电极之间的电容，决定了 Vgs的在上电过程中的上升斜率；
8. 并联在发射极和基极之间的二极管和在发射极和集电极之间并联有MOSFET的保护电 阻在连接在基极和集电极之间的电容提供了下电过程中的放电回路；
9. 当输入电压比较低的时候，权利6所述连接于双极三极管的发射极和启动电路的输出之间 的电阻可以省略，和启动电路的电路的电阻合二为一。
全文摘要
有源浪涌电流控制电路，由上电启动电路、MOSFET及其栅源极电压Vgs斜率控制电路构成。MOSFET的漏极连接到负载、源极连接到外部输入；启动电路由电阻和齐纳二极管串联电路组成，跨接在输入两端，设定整个电路工作的最小输入电压及Vgs斜率控制电路工作的最大工作电压；Vgs斜率控制电路由电阻、跨接在三极管cb之间的电容、反向跨接在三极管eb的二极管以及ec之间的MOSFET保护电阻组成，控制MOSFET的从电源加电开始后的Vgs上升速率，并联合MOSFET内在的Cgd具有的密勒效应，最终控制通过MOSFET向负载输入端电容充电电流幅度，确保不会在上电瞬间出现幅度非常大、不受控的浪涌电流；在下电期间cb之间的电容通过二极管和cb之间的电阻放电，斜率控制电路跨接在正常工作时，Vgs斜率控制电路确保MOSFET完全导通，具有最小的功率损耗。
文档编号H02H9/02GK101505055SQ20081020825
公开日2009年8月12日 申请日期2008年12月30日 优先权日2008年12月30日
发明者乔宗标 申请人:上海英联电子系统有限公司;乔宗标