旋转电机控制装置的制作方法

专利名称：旋转电机控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及控制从逆变器对电动机供给的电力及其反方向的发电电力的旋转电 机控制装置，特别是涉及具备旋转变压器的旋转电机控制装置的逆变器控制模式亦即调制 模式的控制。本发明的旋转电机控制装置例如能够使用于用电动机来驱动车轮的电动汽车 (EV)、以及除该电动机外还具备燃料发动机以及由该发动机旋转驱动的发电机(有时候还 称之为电动机或者电动发电机)的混合动力电动汽车(HEV)。
背景技术：
三相逆变器的借助于三相PWM开关变换生成三相交流电并施加在三相交流旋转 电机的各相线圈上的三相调制模式，由于对三相进行PWM开关变换所以开关功率损耗较 高，而在基于二相调制的电流失真较小的运转区域进行从三相调制模式切换到二相调制模 式的处理(例如专利文献1)。此外，二相调制模式是指一相停止用于形成正弦波的PWM开 关变换而在半波区间之间为连续高电平或者低电平，并依次切换相来执行此处理。可是，在采用矢量控制的电动机控制中，为了把握电动机的动作状态并对矢量控 制进行反馈，就需要检测电动机的旋转角(磁极位置)θ。专利文献2记载有如下无传感器 的电机控制基于电机电流来推定计算磁极位置，抽取电机电流的高频分量并基于它来计 算磁极位置修正量，对磁极位置进行修正。但是，还有在电动机上连结旋转编码器或者旋转 变压器以检测磁极位置的方式。旋转变压器是通过电动机来旋转驱动具有用高频电流进行励磁的绕组的转子而 在定子绕组中感应的电压、即励磁电流频率的感应电压根据转子的旋转而升降(被调制)， 因此，使其通过扩展截止滤波器(进行解调)而输出表示转子的旋转的正弦波(或者余弦 波)，作为表示电动机的旋转角以及旋转速度的旋转检测信号。旋转检测信号的相位对应于 电动机的旋转角(电角度θ )，频率与电动机的旋转速度ω成比例。这就能够根据旋转检 测信号通过角度、速度运算来计算出电动机的旋转角θ以及旋转速度ω。此外，专利文献3记载有如下电机驱动控制装置为了消除基于弱磁控制的功率 损耗和系统效率的降低，而省略弱磁控制并具备使施加在逆变器上的动作电压提高的升压 电路，在蓄电池电压相对于电机的目标动作变得不足时就从升压电路对逆变器进行供电。 专利文献4记载有如下电机驱动控制装置具备将蓄电池电压进行升压的电路，计算与电 机的目标动作以及速度电动势相对应的所需升压电压，并控制升压电路以便成为该升压电 压。专利文献1 日本特许第3844060号公报专利文献2 日本特开2007-151344号公报专利文献3 日本特开平10-66383号公报专利文献4 日本特许第3746334号公报 然而，由于旋转变压器被配设在电动机上或者其附近，易于受到电动机产生的电 噪声亦即高频噪声的影响。若电动机产生的高频噪声作用于旋转变压器的定子绕组或者信号处理电路、或者输出引线，就有使旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性。在是车轮驱 动电机的情况下，因通电电流较大，故其开关噪声较强而使旋转变压器的旋转检测信号紊 乱的可能性较高。假设，若因噪声的作用而使旋转变压器的旋转检测信号(正弦波或者余弦波)的 波形变形，则电动机的旋转角检测值θ将会出错，而无法通过矢量控制正确地控制电动 机。特别是，在三相调制模式下，因逆变器的开关变换次数较多，故若成为高转矩(高电流) 输出，就会因电流的高次谐波分量增大而使电磁噪声增大，旋转变压器的旋转检测信号紊 乱的可能性变高。另外，在三相调制模式下，若转数变高就会提高转换器(升压电路)的二 次侧电压(输出电压)，所以逆变器电压被提高，因逆变器的开关变换而产生的电场噪声变 强，旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性变高
发明内容

本发明的目的是防止旋转电机的驱动控制错误。具体而言，其目的就是降低电噪 声所造成的旋转变压器的旋转检测信号的紊乱，换言之，是降低旋转检测信号的紊乱所造 成的旋转电机的驱动控制的紊乱。为了达到上述目的，在本发明中，使用旋转电机的目标转矩、旋转速度、旋转角来 控制逆变器以使旋转电机的输出转矩成为目标转矩，若施加在旋转电机上的电压相对于输 入逆变器的电压之比即调制比变得大于三相/ 二相调制切换边界，则进行将逆变器的控制 从三相调制切换到二相调制的三相/ 二相调制，但是，即便是在调制比小于上述三相/ 二 相调制切换边界的区域，也在上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An) 切换到二相调制。将此进行实施的本发明的第1方式的电机控制装置就是如下(1)项的方 案。(1) 一种旋转电机控制装置(图5 图9)，包括在一次侧直流电源(18，22)和旋转电机(IOm)之间进行电力变换的逆变器 (19m)；产生与上述旋转电机的旋转角(θ )以及旋转速度(ω)相对应的旋转检测信号 (SG θ m)的旋转变压器(17m)；基于该旋转检测信号来计算旋转角以及旋转速度的单元(32)；使用上述旋转电机的目标转矩、上述旋转速度、旋转角来控制上述逆变器以使上 述旋转电机的输出转矩成为上述目标转矩，若施加在上述旋转电机上的电压相对于输入上 述逆变器的电压的比即调制比变得大于三相/ 二相调制切换边界，则将上述逆变器的控制 从三相调制切换到二相调制的三相/ 二相调制切换单元(30m)；以及即便是在上述调制比小于上述三相/ 二相调制切换边界的区域，也在上述旋转电 机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二相调制的电机控制单元(30m)。此外，为了使理解变得容易而在括号内将附图所示的后述的实施例的对应或者相 当要素或者事项的标记作为例示进行附注以供参考。以下也同样如此。在旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二相调制，所 以当旋转电机的目标转矩和旋转速度成为在三相调制下电噪声较强的高转矩且高旋转速 度的区域(An)时，自动地切换到二相调制。据此，逆变器的PWM开关变换次数减少，旋转电机的产生噪声降低，相应地旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性降低，旋转电机驱动 控制的可靠性提高。(2)在上述(1)所记载的旋转电机控制装置中，即便是在上述调制比小于上述三 相/ 二相调制切换边界的区域，上述电机控制单元(30m)也在超过低于与上述三相/ 二相 调制切换边界相对应的上述旋转电机的旋转速度的旋转速度值且超过规定的转矩阈值的、 上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二相调制。即便是在调制比小于上述三相/ 二相调制切换边界的三相调制区域，也在超过低 于与上述三相/ 二相调制切换边界相对应的上述旋转电机的转矩、旋转速度的转矩阈值、 旋转速度阈值的、上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二 相调制，所以当旋转电机的目标转矩和旋转速度成为在三相调制下电噪声较强的高转矩且 高旋转速度的区域(An)时，自动地切换到二相调制。据此，逆变器的PWM开关变换次数减 少，旋转电机的产生噪声降低，相应地旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性降低，旋转 电机驱动控制的可靠性提高。(3)在上述(1)或者(2)所记载的旋转电机控制装置中，与上述旋转电机发电时相 比，电动时上述特定区域较大。在同一转矩、旋转速度的情况下，电动时所需要的电流(调制率)比发电时要大。 在电动时，通过电机电流一逆变器(损耗)一电机(损耗)一转矩的过程，将电机电流变换 成转矩，相对于此，在发电时，通过转矩一电机(损耗)一逆变器(损耗)一电机电流的过 程，将转矩变换成电机电流。在欲使电动时和发电时转矩相同的情况下，在电动时就需要相 应地增加了逆变器损耗和电机损耗部分的较高的电机电流，相对于此，在发电时反过来由 发电转矩所产生的电机电流就成为相应地降低了电机损耗和逆变器损耗的部分的电流。因 此，在同一转矩、旋转速度下，与发电时相比，电动时电机电流较大。旋转变压器噪声的大小 具有与电机电流(调制率)成比例而变大的倾向。亦即上述特定区域变宽。在本实施方式 中，着眼于此，与发电时相比使上述旋转电机电动时增大上述特定区域，所以就能够充分地 降低电动时的旋转电机的产生噪声。(4)在上述(1)至(3)中任意一项所记载的旋转电机控制装置中，仅在上述旋转电 机电动时设定上述特定区域，在发电时不设定上述特定区域。如在上述(3)项所说明的那样，在欲使电动时和发电时转矩相同的情况下，在电 动时就需要相应地增加了逆变器损耗和电机损耗部分的较高的电机电流，相对于此，在发 电时反过来由发电转矩所产生的电机电流就成为相应地降低了电机损耗和逆变器损耗的 部分的电流。从而，在发电时上述特定区域中的旋转变压器噪声较小。由于在上述特定区 域中的从三相调制到二相调制的切换，使得在本来想通过三相调制进行控制的区域通过二 相调制来控制，因而，产生较大的电流失真。在本实施方式中，着眼于此，在旋转变压器噪声 对策的必要性较低的发电时，不设定上述特定区域，不进行向二相调制的切换，从而避免电 流失真的增大。(5)在上述(1)至(4)中任意一项所记载的旋转电机控制装置中，还包括将上述一次侧直流电源的电压升压并作为二次侧电压(Vuc)对上述逆变器进行 供电，使来自上述逆变器的发电电力降压并对上述一次侧直流电源进行反供电的转换器 (1)；
导出与上述旋转电机的目标转矩以及旋转速度相对应的二次侧目标电压(Vuc*) 的二次侧目标电压决定单元(45)；以及控制上述转换器以使上述二次侧电压成为上述二次侧目标电压的转换器控制单 元(46、47)， 其中，上述电机控制单元(30m)使用上述目标转矩、旋转速度、旋转角以及二次侧 目标电压来控制上述逆变器以使上述旋转电机的输出转矩成为上述目标转矩，上述二次侧 电压越高则越减小从三相调制切换到二相调制的上述阈值转矩来加大上述特定区域(An)。这是如下方式具备将一次侧直流电源(18、22)的电压升压并对逆变器进行供电 的双向转换器。若升压电压亦即二次侧电压(Vuc)变高，则伴随于逆变器的PWM开关变换而 产生的尖峰电流变大，旋转电机的噪声增大的可能性较高，但由于通过使从三相调制切换 到二相调制的上述阈值转矩降低来扩展特定区域，所以在二次侧电压较高时就自动地提前 切换到二相调制，从而旋转电机的产生噪声降低，旋转电机驱动控制的可靠性进一步提高。(6)在上述(5)所记载的旋转电机控制装置中，上述逆变器包括控制与第1以及第2旋转电机交换电力的第1以及第2逆变器 (19m、19g)，上述旋转变压器包括产生与第1旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转 检测信号的第1旋转变压器(17m)以及产生与第2旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应 的旋转检测信号的第2旋转变压器(17g)，计算上述旋转角以及旋转速度的单元包括基于第1旋转变压器的旋转检测信号 来计算第1旋转电机的旋转角以及旋转速度的第1单元(30m)以及基于第2旋转变压器的 旋转检测信号来计算第2旋转电机的旋转角以及旋转速度的第2单元(30g)，上述二次侧目标电压决定单元包括基于被分配给第1旋转电机的目标转矩的、 对应旋转速度的二次侧目标电压特性来导出与第1旋转电机的旋转速度相对应的第1目标 电压的第1 二次侧目标电压决定单元(30m)；基于被分配给第2旋转电机的目标转矩的对 应旋转速度的二次侧目标电压特性来导出与第2旋转电机的旋转速度相对应的第2目标电 压的第2 二次侧目标电压决定单元(30g)；以及将第1以及第2目标电压较高的一方确定 为二次侧目标电压的单元(30m)，上述三相/ 二相调制切换单元包括控制上述第1逆变器，若施加在上述第1旋转 电机上的电压相对于输入到上述第1逆变器的电压的比即第1调制比大于第1三相/二相 调制切换边界，则将上述第1逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的第1三相/ 二相 调制切换单元(30m)；以及控制上述第2逆变器，若施加在上述第2旋转电机上的电压相对 于输入到上述第2逆变器的电压的比即第2调制比大于第2三相/ 二相调制切换边界，则将 上述第2逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的第2三相/ 二相调制切换单元(30g)， 上述电机控制单元包括即便是在上述第1调制比小于上述第1三相/ 二相调制 切换边界的三相调制区域，也在超过低于与上述第1三相/ 二相调制切换边界相对应的上 述第1旋转电机的转矩、旋转速度的第1转矩阈值、第1旋转速度阈值的、上述第1旋转电 机带给上述第1旋转变压器的电噪声较大的第1特定区域切换到二相调制的第1电机控制 单元(30m)；以及即便是在上述第2调制比小于上述第2三相/ 二相调制切换边界的三相调 制区域，也在超过低于与上述第2三相/二相调制切换边界相对应的上述第2旋转电机的转矩、旋转速度的第2转矩阈值、第2旋转速度阈值的、上述第2旋转电机带给上述第2旋 转变压器的电噪声较大的第2特定区域切换到二相调制的第1电机控制单元(30g)。
若二次侧电压(Vuc)变高则伴随于逆变器的PWM开关变换而产生的尖峰电流变 大。若将第1和第2目标电压较高的一方选择为二次侧目标电压(Vuc*)，并控制转换器的 二次侧电压(Vuc)以成为此电压，则对未被选择一方的旋转电机进行供电的逆变器就对超 过需要的较高的电压进行PWM开关变换，所以该旋转电机的噪声增大的可能性较高，但由 于通过使从三相调制切换到二相调制的上述阈值转矩降低来扩展特定区域，所以在二次侧 电压较高时就自动地提前切换到二相调制，从而旋转电机的产生噪声降低，旋转电机驱动 控制的可靠性提高。(7)在上述(6)所记载的旋转电机控制装置中，第1电机控制单元(30m)是上述二 次侧电压越高则越减小上述第1转矩阈值来加大第1特定区域。在二次侧电压较高时，第 1逆变器的控制就自动地提前切换到二相调制，从而第1旋转电机的产生噪声降低，旋转电 机驱动控制的可靠性进一步提高。(8)在上述(6)或者(7)所记载的旋转电机控制装置中，第2电机控制单元(30g) 是上述二次侧电压越高则越减小上述第2转矩阈值来加大第2特定区域。在二次侧电压较 高时，第2逆变器的控制就自动地提前被切换到二相调制，从而第2旋转电机的产生噪声降 低，旋转电机驱动控制的可靠性进一步提高。


图1是表示本发明第1实施例的构成的概略的框图。图2是表示图1所示的电机控制装置30m的功能构成的概要的框图。图3是表示图2所示的微机MPU的电机控制的概要的流程图。图4是表示图3所示的“调制模式决定”(14)的内容的流程图。图5是表示本发明第2实施例的构成的概略的框图。图6是表示图5所示的电机控制装置30m的功能构成的概要的框图。图7是表示图6所示的微机MPU的电机控制的概要的流程图。图8是表示图7所示的“调制模式决定”(14a)的内容的流程图。图9是表示电机IOm的调制区域区分的图表。附图标记说明2 电抗器3:开关元件(升压用)4:开关元件(降压用)5、6 二极管7 温度传感器10m、IOg:电机11 13:三相定子线圈
14m 16m 电流传感器17m 第1旋转变压器17g 第2旋转变压器
18:车辆上的蓄电池21:电压传感器22:—次侧电容器23: 二次侧电容器24: 二次侧电压传感器Vdc 一次电压(蓄电池电压)Vuc 二次侧电压(升压电压)Vuc% 二次目标电压
具体实施例方式本发明的其他目的以及特征通过参照附图的以下实施例的说明就会清楚。实施例1第1实施例图1表示本发明的第1实施例的概要。作为控制对象的第1旋转电机亦即电机 (电动机)10m，在本实施例中为搭载于车辆的用于旋转驱动车轮的永磁式同步电机，在转 子上内置了永久磁铁，在定子上具有U相、V相以及W相的三相线圈11 13。作为第1逆 变器的电压型逆变器19m对电机IOm供给车辆上的蓄电池18的电力。在电机IOm的转子 上连结着用于检测转子磁极位置的第1旋转变压器17m的转子。旋转变压器17m产生表示 其转子旋转角的模拟电压(旋转角信号)SG θ m，并提供给电机控制装置30m。当车辆上的电气安装部接通电源时一次侧电容器22与车辆上的蓄电池即蓄电池 18连接，与蓄电池18 —起构成一次侧电源。双向转换器电路1的电抗器2的一端与一次侧 电源的正极(+线)连接。在转换器电路1中还具有使该电抗器2的另一端与一次侧电源的负极(_线)之间导通、截止的升压开关元件3 ；使二次侧电容器23的正极和上述另一端之间导通、截止 的降压开关元件4 ；以及与各开关元件3、4并联的各二极管5、6。二极管5的阳极连接到 电抗器2的另一端，阴极连接到一次侧电源的负极(_线)，二极管6的阳极连接到二次侧 电容器23的正极，阴极连接到电抗器2的另一端。开关元件3、4在本实施例中均使用了 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)。若使升压开关元件3为ON(导通)电流就从一次侧电源(18、22)经由电抗器2而 流到升压开关元件3，由此电抗器2进行蓄电，若使升压开关元件3切换为OFF (非导通)电 抗器2就通过二极管6而对二次侧电容器23进行高压放电。亦即感应出比一次侧电源的电 压高的电压并对二次侧电容器23进行充电。通过反复进行升压开关元件3的导通、截止，继 续二次侧电容器23的高压充电。亦即、以较高的电压对二次侧电容器23进行充电。若以 一定周期反复进行了此导通、截止，则电抗器2与导通期间的长度相应而蓄积的电力上升， 所以能够通过调整该一定周期的期间的导通时间(导通占空比导通时间相对于该一定周 期的比)，亦即通过PWM控制来调整从一次侧电源18、22经由转换器电路1对二次侧电容器 23进行供电的速度(电动用的供电速度)。若使降压开关元件4为ON (导通)，二次侧电容器23的蓄积电力就通过降压开关 元件4以及电抗器2被提供给一次侧电源18、22(反供电发电)。在此情况下，也能够通过调整一定周期的期间的降压开关元件4的导通时间，亦即通过PWM控制来调整从二次侧电 容器23经由转换器电路1对一次侧电源18、22进行反供电的速度(发电用的供电速度)。电压型逆变器19m具备6个开关晶体管Trl Tr6，通过驱动电路20m并行产生 的6列驱动信号的各列对晶体管Trl Tr6进行导通(ON)驱动，将二次侧电容器23的直 流电压(转换器电路1的输出电压亦即二次侧电压)变换成3列的相位差为2 π /3的交流 电压、亦即三相交流电压，并分别施加在电机IOm的三相(U相、V相、W相)定子线圈11 13上。据此，在电机IOm的定子线圈11 13上分别流过各相电流iUm、iVm、iWm，电机IOm 的转子进行旋转。6个开关晶体管Trl Tr6都是IGBT。为了提高针对基于PWM脉冲的晶体管Trl Tr6导通/截止驱动(开关变换)的 电力供给能力且抑制电压浪涌，在逆变器19m的输入线亦即转换器电路1的二次侧输出线 上连接有大电容的二次侧电容器23。相对于此，构成一次侧电源的一次侧电容器22却是小 型且低成本的小容量的电容器，一次侧电容器22的电容比二次侧电容器23的电容小很多。 电压传感器24检测转换器电路1的二次侧电压Vuc并提供给转换器控制装置30v。在连接 到电机IOm的定子线圈11 13上的供电线上安装着采用了霍尔IC的电流传感器14m 16m,分别对各相电流iUm、iVm、iffm进行检测，并产生电流检测信号(模拟电压)，提供给电 机控制装置30m。在图2中表示第1电机控制装置30m的功能构成。第1电机控制装置30m在本实 施例中是以微型计算机(以下称之为微机)MPU为主体的电子控制装置，包含微机MPU和与 驱动电路20m、电流传感器14 16、旋转变压器17以及二次侧电压传感器24之间的未图 示的接口(信号处理电路)，进而，还包含微机MPU和与上述车辆上的未图示的车辆行驶控 制系统的主控制器以及电机控制装置30g之间的未图示的接口(通信电路)。参照图2，作为电机控制装置30m的微机MPU基于旋转变压器17m提供的旋转角信 号SG θ m来计算电机IOm的转子的旋转角度(磁极位置)θ以及旋转速度(角速度)ω。此外，准确地讲，虽然电机IOm的转子的旋转角度和磁极位置并不相同，但两者具 有比例关系，比例系数取决于电机IOm的磁极数ρ。另外，虽然旋转速度和角速度并不相同， 但两者也具有比例关系，比例系数取决于电机IOm的磁极数ρ。在本说明书中，旋转角度θ 指磁极位置。旋转速度ω指角速度，但有时候也指旋转速度。未图示的车辆行驶控制系统的主控制器将电机目标转矩TM*提供给电机控制装置 30m亦即微机MPU。此外，该主控制器基于上述车辆的车速以及油门开度来计算车辆要求转 矩TCf，并对应于该车辆要求转矩TCf而产生电机目标转矩TM*，并提供给微机MPU。微机MPU 将电机IOm的旋转速度corpm输出给主控制器。微机MPU利用转矩指令限制单元34从限制转矩表(查找表)读出与二次目标电压 Vuc*以及旋转速度ω相对应的限制转矩Tifmax，若目标转矩TM*超过了 Tifmax则将Tifmax 确定为目标转矩I"。当小于等于Tifmax时则将电机目标转矩TM*确定为目标转矩T*。通过 增加这种限制而生成的电机目标转矩 "被提供给二次目标电压计算单元45以及输出运算 单元35。此外，限制转矩表是将二次目标电压Vuc*和旋转速度范围内的电压的各值作为地 址，并将以该各值能够使电机IOm产生的最大转矩作为限制转矩Tifmax进行写入的存储器 区域，在本实施例中是指微机MPU内未图示的RAM的一个存储器区域。二次目标电压Vuc*越高则限制转矩Tifmax越大，二次目标电压Vuc*越低则限制转矩Tifmax越小。再者，旋转 速度ω越低则限制转矩Tifmax越大，旋转速度ω越高则限制转矩Tifmax越小。 在上述微机内具有写入了该限制转矩表的数据Tifmax的非易失性存储器，对微机 施加动作电压后，微机在初始化自身以及图1所示的电机驱动系统的过程中，从非易失性 存储器读出并写入RAM。在微机中还具有多个其他同样的查找表并将在后面言及，它们都与 限制转矩表同样地，是指处于非易失性存储器的被写入参照数据的RAM上的存储器区域。电机控制装置30m的微机MPU在二次目标电压计算单元45中基于目标转矩T*和 旋转速度ω来判定是“电动”还是“发电”，若为“电动”就从“电动”组内的、若为“发电”就 从“发电”组内的、被分配给目标转矩 "的第1目标电压表读出被分配给电动机IOm的旋转 速度ω的第1目标电压Vuc、。另一个电机控制装置30g的微机也通过与二次目标电压计算单元45同样的数据 处理，基于电动机(发电机)IOg的目标转矩T*和旋转速度ω来判定是“电动”还是“发 电”，若为“电动”就从“电动”组内的、若为“发电”就从“发电”组内的、被分配给目标转矩 "的第2目标电压表读出被分配给电动机IOg的旋转速度ω的第2目标电压Vud此第 2目标电压Vuc、被提供给微机MPU (图2)。微机MPU的二次目标电压计算单元45 (图2)将自身计算出的第1目标电压Vud 和电机控制装置30g的微机提供的第2目标电压Vuc、中的较高一方作为二次目标电压 Vuc*提供给上述转矩指令限制单元34和反馈控制运算单元46。反馈控制运算单元46通过反馈PI (比例/积分)运算来计算用于将电压传感器 24检测出的二次侧电压Vuc设为二次目标电压Vuc*的控制输出Pvc，并提供给PWM脉冲发 生单元47。该脉冲发生单元47将控制信号Pvc变换成使升压开关元件3导通、截止的升 压(电动)PWM脉冲和使降压开关元件4导通、截止的降压(发电)PWM脉冲，并输出给驱动 电路20v。驱动电路20v对应于升压PWM脉冲使升压开关元件3导通、截止，并对应于降压 PWM脉冲使降压开关元件4导通、截止。据此，双向转换器1的二次侧电压Vuc就被控制成 二次目标电压Vuc*或者与其很接近的值。此外，为了防止升压开关元件3和降压开关元件 4的同时导通(输出短路)，在升压PWM脉冲和降压PWM脉冲之间设定有当一方为导通指示 电平时将另一方设为截止约束电平的保护期间(死区时间)。电机控制装置30m的微机MPU，在“输出运算单元” 35中进行基于公知的d_q轴模 型上的矢量控制运算的用于电机驱动的反馈控制，该反馈控制中分别在电机IOm的转子上 的磁极对的方向取d轴，并在与该d轴成直角的方向上取q轴。为此，该微机将电流传感器 14 16的电流检测信号iU、iV、iW进行数字变换并读入，通过电流反馈运算使用公知的固 定/旋转坐标变换即三相/ 二相变换，将固定坐标上的三相电流值iU、iV、iW变换成旋转坐 标上的d轴以及q轴的二相电流值id、iq。作为一个查找表的第1高效率转矩曲线表A处于输出运算单元35中，在此第1高 效率转矩曲线表A中写入有与电机速度ω以及电机目标转矩Τ*对应起来的、用于以各电 机速度产生各目标转矩 "的各d轴电流值id。虽然对应于d轴电流id以及q轴电流iq的各值来决定电机的输出转矩，但相对 于一个旋转速度值、亦即在相同电机旋转速度下，用于输出相同转矩的id、iq的组合存在 无数个，并处于恒定转矩曲线上。在恒定转矩曲线上存在电力使用效率最高(最低功率损耗)的id、iq的组合，那就是高效率转矩点。将多个转矩曲线上的高效率转矩点相连的曲线就是高效率转矩曲线，相对于各旋转速度而存在。通过将针对电机旋转速度的高效率转 矩曲线上的、被提供的电机目标转矩T*的位置的d轴电流id以及q轴电流iq作为目标电 流值来进行电机IOm驱动，从而电机IOm输出目标转矩T*，而且电机驱动的电力使用效率较高。在本实施例中，将高效率转矩曲线分成表示d轴值的第1高效率转矩曲线A和表 示q轴值的第2高效率转矩曲线B这两个系统，而且第1高效率转矩曲线A是使应用于电 动区域的和应用于发电区域的曲线成对的曲线，均表示与电机旋转速度和目标转矩相对的 d轴目标电流。第1高效率转矩曲线表A是写入了针对目标转矩f的、用于以最低功率损耗产生 目标转矩的d轴目标电流的存储器区域，由将电动用的电动表Al和发电用的发电表A2合 起来的一对构成。采用电动用和发电用中的哪个表则是基于电机的旋转速度ω和被提供 的目标转矩Τ*来判定是电动还是发电，并按照判定结果进行决定。但是，伴随于电机IOm的旋转速度ω上升，在定子线圈11 13中产生的反电动 势上升，线圈11 13的端子电压上升。伴随于此，从逆变器19向线圈11 13的目标电 流的供给变得困难，无法获得设为目标的转矩输出。在此情况下，由于在被提供的电机目标 转矩 "的恒定转矩曲线上、沿着曲线按Aid、Aiq相应地降低d轴电流id以及q轴电流 iq，电力使用效率下降，但是，却能够输出目标转矩I"。这被称为弱磁控制。d轴弱磁电流 Δ id通过励磁调整余量运算而生成，并计算出d轴电流指令，计算出q轴电流指令。弱磁电 流运算单元41计算出d轴弱磁电流Aid。其内容在后面进行说明。微机MPU，在“输出运算单元” 35中的d轴电流指令计算中，从对应于由转矩指令 限制单元34决定的目标转矩f从第1高效率转矩曲线表A读出的d轴电流值id中，减去 d轴弱磁电流八1(1来计算(1轴目标电流1d×即<formula>formula see original document page 12</formula>
在q轴电流指令计算中，采用处于输出运算单元35中的第2高效率转矩曲线表B。 第2高效率转矩曲线表B是将高效率转矩曲线的表示q轴值的第2高效率转矩曲线B，进一 步修正成表示减去与d轴弱磁电流Δ id成对的q轴弱磁电流Aiq后得到的q轴目标电流 的曲线，并保存了修正后的第2高效率转矩曲线B的数据的曲线。第2高效率转矩曲线表 B是写入了针对目标转矩T*以及d轴弱磁电流Δ id的、用于以最低功率损耗产生目标转矩 的d轴目标电流、亦即修正后的第2高效率转矩曲线B的目标电流值的存储器区域，其也是 由将电动用的电动表Bl和发电用的发电表B2合起来的一对构成。采用电动用和发电用中 的哪一个则是基于电机的旋转速度ω和目标转矩Τ*来判定是电动还是发电，并按照判定 结果进行决定。在q轴电流指令计算中，从第2高效率转矩曲线表B中读出针对目标转矩T*以及 d轴弱磁电流Δ id的q轴目标电流iq*并设为q轴电流指令。电机控制装置30m的微机MPU通过输出运算单元35来计算d轴目标电流icf与d 轴电流id的电流偏差δ id、以及q轴目标电流icf与q轴电流iq的电流偏差δ iq，并基 于各电流偏差S id、Siq进行比例控制以及积分控制(反馈控制的PI运算)，计算出作为 输出电压的d轴电压指令值vcf以及q轴电压指令值vq*。弱磁电流运算单元41计算出用于弱磁控制的参数亦即电压饱和指标m。亦即，基于d轴电压指令值vcT以及q轴电压指令值vq*来计算出电压饱和推算值Δ V作为表示电 压饱和程度的值，并计算出励磁调整余量。在该励磁调整余量的计算中，累计Δ V，在累计值 Σ ΔΥ取正值的情况下，对累计值Σ ΔΥ乘以比例常数来计算出用于进行弱磁控制的d轴 弱磁电流Aid，并设定成正值，在电压饱和推算值ΔΥ或者累计值Σ ΔΥ取零以下的值的情 况下，将上述调整值Δ id以及累计值Σ ΔΥ设成零。在上述输出运算单元35中的d轴电 流指令的计算以及q轴电流指令的计算中使用调整值Aid。接着，通过旋转/固定坐标变换即二相/三相变换单元36将旋转坐标上的目标电 压vcT以及vq*按照二相/三相变换变换成固定坐标上的各相目标电压VU*、VV*、VW*。在电 压控制模式为三相调制时，通过调制单元37将其发送给PWM脉冲发生单元50。在电压控制 模式为二相调制时，通过调制单元37的二相调制将三相调制模式的各相目标电压VU*、VV\ Vff*变换成二相调制的电压并发送给PWM脉冲发生单元50。在电压模式为将全部相设为矩 形波通电的单脉冲模式时，通过调制单元37的单脉冲变换将三相调制模式的各相目标电 压VU*、W、Vff*变换成设为各相矩形波通电的电压并提供给PWM脉冲发生单元50。PWM脉冲发生单元50，若被提供了 3相目标电压V U*、Vff*, Vff*,则将3相目标电压 VU^VW^VW*变换成用于输出各值的电压的P丽脉冲MU、MV、丽，并输出给图1所示的驱动电 路20m。驱动电路20m基于PWM脉冲MU、MV、丽并行产生6列驱动信号，利用各列驱动信号 使电压型逆变器19m的晶体管Trl Tr6的每个导通/截止。据此，就分别在电机IOm的 定子线圈11 13上施加了 VU*、VV*以及VW*，并流过相电流iU、iV以及iW。若被提供了二 相调制模式的各相目标电压，则PWM脉冲发生器，使二相产生PWM脉冲而使剩余的一相设为 导通或者截止(恒定电压输出)信号。对要设为该导通或者截止的恒定电压的相，依次进 行切换。在被提供单脉冲调制模式的各相目标电压时，驱动电路20m输出将各相设为矩形 波通电的通电区间信号。进而，通过二相/三相变换单元36在二相/三相变换的过程中计算出电动机目标 电压Vnf。Vnf = V (VcT2+Vcf)。调制控制单元42的调制比计算单元43根据此电动机目标 电压Vnf和二次侧电容器23的电压Vuc (电压传感器24的电压检测值)来计算出调制比 Mi = Vm7Vuc*m0调制模式决定单元44基于电动机IOm的调制比Mi、目标转矩T*以及旋转 速度ω来决定调制模式。根据所决定的调制模式，将该调制模式的各相目标电压的输出指 示给调制单元37之中的选择单元40。选择单元40在调制模式为三相调制时通过调制单元 37发送给PWM脉冲发生单元50。在调制模式为二相调制时，通过调制单元37的二相调制 单元38将三相调制模式的各相目标电压VU*、VV*、VW*变换成二相调制的电压并发送给PWM 脉冲发生单元50。在调制模式为将全部相设为矩形波通电的单脉冲模式时，通过调制单元 37的单脉冲变换单元39将三相调制模式的各相目标电压VU*、W、Vff*变换成设为各相矩 形波通电的电压并提供给PWM脉冲发生单元50。在图2所示的微机MPU中，除CPU以外还具备用于记录数据或者记录各种程序的 RAM,ROM以及闪速存储器，将ROM或者闪速存储器中所保存的程序、参照数据以及查找表写 入RAM，并基于该程序进行图2中用双点划线框包围起来所示的输入处理、运算以及输出处理。在图3中表示微机MPU (的CPU)基于该程序执行的电机驱动控制MDC的概要。若 施加了动作电压，微机MPU就进行自身以及PWM脉冲发生单元50以及驱动电路20m的初始化，并将用于驱动电机IOm的逆变器19m设定成停止待机状态。然后等待来自未图示的车辆 行驶控制系统的主控制器的电机驱动起动指示。当被提供了电机驱动起动指示时，微机MPU 就通过“开始处理”(步骤1)在内部寄存器设定电机控制的初始值，并通过“输入读入”(步 骤2)读入输入信号或者数据。亦即、读入主控制器提供的第1目标转矩TM*以及电机控制 装置30g提供的第2目标电压VUC*g，另外，还通过数字变换将电流传感器14m 16m检测 出的各相电流值iU、iV、iW、旋转变压器17的旋转角信号SG θ m以及电压传感器24检测出 的二次侧电压Vuc读入。此外，下面在括弧内省略步骤之类的用语，仅标记步骤编号。接着，微机MPU基于所读入的旋转角信号SG θ m(旋转角数据SG θ m)来计算电机10m的旋转角度θ以及旋转速度ω (3)。这一功能在图2上表示为角度、速度运算单元32。 接着，微机MPU从限制转矩表读出与所读入的电机目标转矩ΤΜ*、所读入的二次侧电压Vuc 以及计算出的旋转速度ω相对应的限制转矩Tifmax，若所读入的电机目标转矩TM*超过了 TM*max就将Tifmax确定为目标转矩f。在小于等于Tifmax时就将所读入的电机目标转矩 TM*确定为目标转矩f (4)。这一功能在图2上表示为转矩指令限制单元34。接着，微机MPU在“二次侧目标电压计算”(5)中判定电机IOm是“电动”运转还是 “发电”运转，并对应于判定结果来选择组，从其中的与目标转矩 "对应起来的第1目标电 压表读出被分配给当前旋转速度ω的第1目标电压νικΛι，并将其和电机控制装置30g提 供的第2目标电压Vuc、中的较高一方确定为二次目标电压VUc*。此“二次侧目标电压计 算”(5)的内容就是上述图2所示的二次侧目标电压计算单元45的内容。接着，微机MPU在“Pvc计算”(6)中通过反馈PI (比例/积分)运算来计算出用 于将电压传感器24检测出的二次侧电压Vuc设为二次目标电压Vuc*的控制输出Pvc。然 后，在“Pvf、Pvr计算” (7)中将控制输出Pvc变换成用于使升压开关元件3导通、截止的升 压PWM脉冲的导通占空比数据Pvf以及用于使降压开关元件4导通、截止的降压PWM脉冲 的导通占空比数据Pvr。“Pvc计算”(6)就是图2所示的反馈控制运算单元(46)的内容， “Pvf、Pvr计算”(7)相当于图2所示的PWM脉冲发生单元47的占空比信号变换。在步骤 15的输出更新中进行PWM脉冲发生单元47的对应占空比信号的PWM脉冲输出。接着，微机MPU通过三相/ 二相变换将所读入的三相电流检测信号iU、iV、iff变换 成二相的d轴电流值id以及q轴电流值(8)。这一功能在图2上表示为电流反馈单元31。 接着，微机MPU计算用于进行d轴弱磁控制的d轴弱磁电流Aid(9)。这一功能在图2上表 示为弱磁电流运算单元41。“输出运算”(10)的内容与上述图2所示的输出运算单元35的内容相同。将在该 “输出运算”(10)中计算出的d-q轴的电压目标值VcT、Vcf变换成三相调制模式的各相目标 电压VU*、VV*、VW*(11)。此时还计算电机目标电压Vnf。通过接下来的“调制控制”(12)来 计算调制比Mi (13)，并基于调制比Mi、目标转矩T*、旋转速度ω以及二次侧电压Vuc来决 定调制模式(14)。这一内容参照图4在后面叙述。图9中表示调制模式的区分的概略(概要)。虽然图9中作为参数表示目标转矩 "和旋转速度ω，但作为另一参数还有调制比Mi。另外，在本实施例中，转换器1的输出电 压亦即二次侧电压Vuc也是调制模式切换的参数。在微机MPU上存在与调制模式(三相调 制、二相调制、单脉冲)对应起来的调制阈值表(查找表)，在各调制阈值表中保存着调制模式边界的阈值(在本实施例中为与目标转矩值 "对应起来的旋转速度值ω)。图9表示与调制切换边界的调制比边界相对应的转矩阈值、旋转速度阈值的边 界。与从三相调制切换至二相调制的调制比边界相对应的转矩阈值、旋转速度阈值就是图 9上所示的实线曲线部A和与其相连续的双点划线部Αο，与从二相调制切换至三相调制的 调制比边界相对应的转矩阈值、旋转速度阈值就是图9上所示的虚线曲线部B和与其相连 续的虚线部Bo。但是，为了即使在电机IOm带给旋转变压器17m的电噪声较大的区域An也 设为二相调制，将该部分的转矩阈值、旋转速度阈值变更成As (从三相调制向二相调制变 更的阈值)、Bs (从二相调制向三相调制变更的阈值)，以扩大二相调制区域。As/Ao间、Bs/ Bo间就是进行了扩大的特定区域。图9上的细实线C表示从二相调制向单脉冲的切换阈值，细虚线D表示从单脉冲 向二相调制的切换阈值。双点划线E表示二相调制的界限。从三相调制向二相调制的切换 阈值(A、Ao)，就是将比电机IOm给旋转变压器17m带来的噪声变强很多的区域An还位于高 侧的阈值Ao向比该区域An低的方向移位直至移位到As的阈值。这里的阈值是与目标转 矩对应起来的旋转速度阈值。与其同样地，从二相调制向三相调制的切换阈值也是直至移 位到Bs的阈值。据此，就在通过三相调制电机噪声变强很多的区域An，采用噪声比其要少 的二相调制。从而，电机噪声所造成的旋转变压器17m的旋转检测信号SG θ的紊乱降低， 电机IOm的驱动控制的可靠性提高。此外，为了防止三相调制和二相调制之间的目标转矩 Τ*或者旋转速度的略微增减所造成的频繁切换，将阈值Bs设为比As低的值而在两者间设 有边距(margin)。亦即、使调制模式的切换具有滞后现象。在图4中表示“调制模式决定”(11)的内容。大体上而言本实施例是，当调制比Mi不足阈值(固定值)Mit时，将调制模式限定于二相调制或者单脉冲模式，在Mit以上时则 限定于三相调制或者二相调制。当进入“调制模式决定”(11)时，若当前的调制比Mi不足 Mit微机MPU则从调制阈值表读出与当前的目标转矩 "相对应的、从三相调制切换到二相 调制的边界的标准阈值ω 32和相反地进行切换的边界的标准阈值ω 23 (22)。而且，若二次 侧电压Vuc较高则为了使这些阈值ω32、ω23降低而将各阈值变更成对各阈值乘以“Vst/ Vuc”后得到的值(参照阈值)(23)。Vst是基准电压，Vuc是转换器1的输出电压亦即二次 侧电压。二次侧电压为Vst时的最佳调制切换边界值作为标准阈值被写入调制阈值表。通 过步骤23的阈值变更，若当前的二次侧电压Vuc高于基准电压Vst，则将参照阈值变更成较 低的值。若二次侧电压Vuc与基准电压Vst相等，则不变更阈值。若当前的旋转速度小于等于参照阈值ω23则将调制模式设定成三相调制(24、 25)，否则若大于等于参照阈值ω 32就设定成二相调制(26、27)。若两者都不是而当前的 调制模式为单脉冲则设定成二相调制(28、27)，若不是单脉冲则维持当前的调制模式(28、 29)。亦即将当前的调制模式确定成在下一个“输出更新” 15进行设定的调制模式。在当前的调制比Mi大于等于Mit的情况下，从调制阈值表读出与当前的目标转矩 "相对应的、从二相调制切换到单脉冲调制的边界的标准阈值ω 21和相反地进行切换的边 界的标准阈值ω 12(30)。而且，若二次侧电压Vuc较高则为了使这些阈值ω21、ω12降低 而将各阈值变更成对各阈值乘以“Vst/Vuc”后得到的值(参照阈值)(31)。而且，若当前的 旋转速度大于等于参照阈值ω 21则将调制模式设定成单脉冲调制(32、33)，否则若小于等 于参照阈值ω 12则设定成二相调制(34、35)。若两者都不是而当前的调制模式为三相调制则设定成二相调制(36、35)。若不是三相调制就维持当前的调制模式(36、37)。亦即将当 前的调制模式确定成在下一个“输出更新” 15进行设定的调制模式。将驱动两个电机10m、10g的第1、第2逆变器19m、19g与一个双向转换器1连接，将该转换器的二次目标电压Vuc*设为第1电机IOm驱动所需要的第1目标电压Vuc^m和 第2电机IOg驱动所需要的第2目标电压Vuc、中较高的一方，所以在第2电机IOg为发 电(再生)模式时，在大部分情况下，从第2电机IOg接受电力的第2逆变器19g所需要的 第2目标电压VUC*g就高于对第1电机IOm供给电力的第1逆变器19m所需要的第1目标 电压Vuc、。亦即、二次目标电压Vuc*( = VuC*g)高于第1目标电压Vud据此存在伴随 于第1逆变器19m的PWM开关变换而产生的尖峰电流变大的可能性，但在此情况下，由于在 本实施例中设参照阈值=标准阈值X (Vst/Vuc)，据此从三相调制切换到二相调制的参照 阈值下降，所以就提前从三相调制切换到二相调制。据此，因超过需要过高的第2目标电 压Vufg被选择为二次目标电压Vuc* (Vuc)所造成的电机IOm的噪声增大就得以抑制，电机 IOm的驱动控制的可靠性提高。再次参照图3。在下一个“输出更新”(15)中，将在调制控制(12)中决定的调制 模式的在三相变换(11)中计算出的各相目标电压输出给PWM脉冲发生单元50。另外，将在 “Pvf、Pvr” (7)中计算出的占空比Pvf、Pvr的升压PWM脉冲以及降压PWM脉冲输出给驱动 电路20v，将二次目标电压Vuc*输出给第2电机控制装置30g。接着，等待变成下一个反复处理定时(16)后再次进入“输入读入”(2)。然后执行 上述“输入读入”(2)以下的处理。若在等待变成下一个反复处理定时的期间，从系统控制 器发出了停止指示，微机MPU就因此而停止用于电机旋转驱动的输出(17、18)。以上，说明了对旋转驱动车轮的电机IOm的动作进行控制的电机控制装置30m的 控制功能。再次参照图1。作为由车辆上的发动机旋转驱动的第2旋转电机的电机(电动 机)IOg有时候也被称为发电机或者电动发电机，在本实施例中，电机IOg为在启动发动机 时将发动机进行起动驱动的电机(电动)，若发动机起动了，则为由发动机旋转驱动而进行 发电的发电机(发电)。控制此电机IOg的第2电机控制装置30g的功能以及动作与电机 控制装置30m相同，另外，对电机IOg供给电力的第2逆变器19g的构成以及动作与第1逆 变器19m相同。第2电机控制装置30g的构成以及功能与第1电机控制装置30m相同。但 是，在本实施例中，第1电机控制装置30m计算二次目标电压Vuc*并控制双向转换器1 (图 2 45 47、图3的步骤6、7)，第2电机控制装置30g计算第2目标电压Vuc、但不进行 双向转换器1的控制。在起动发动机时从未图示的主控制器向第2电机控制装置30g提供正值的目标转 矩TM*g，第2电机控制装置30g进行与第1电机控制装置30m的上述电机控制动作相同的 电机控制动作。若发动机起动且其输出转矩上升了，主控制器则将目标转矩TM*g切换到发 电(再生)用的负值。据此，第2电机控制装置30g控制第2逆变器19g以使第2电机IOg 的输出转矩成为负值的目标转矩(发动机的目标负载)。这一内容(输出运算)也与第1 电机控制装置30m的上述输出运算相同。实施例2第2实施例
图5中表示本发明的第2实施例的概要。作为控制对象的旋转电机亦即电机(电 动机)10m，在本实施例中为搭载于车辆用于旋转驱动车轮的永磁同步电机，在转子上内置 了永久磁铁，在定子上具有U相、V相以及W相的三相线圈11 13。作为第1逆变器的电 压型逆变器19m对电机IOm供给车辆上的蓄电池18的电力。用于检测转子磁极位置的第 1旋转变压器17m的转子与电机IOm的转子连结。旋转变压器17m产生表示其转子旋转角 的模拟电压(旋转角信号)SG θ m，并提供给电机控制装置30m。
在第2实施例中，由于不是对将一次侧电源18、22的电压进行升压输出的转换器， 而是对逆变器施加蓄电池电压Vdc，所以逆变器19m的输入电压大致恒定。亦即，逆变器19m 的输入电压不会如第1实施例的二次侧电压Vuc那样变动很大，若与该变动相对比，则第2 实施例的逆变器19m的输入电压为蓄电池电压Vdc，能够看作为恒定。图6中表示图5所示的电机控制装置30m的功能构成。这一构成因不使用双向转 换器故省略了第1实施例的电机控制装置(图2)的转换器控制部(45 47)。转矩指令限 制单元34从限制转矩表(查找表)读出与蓄电池18能够输出的最高电压Vdcm(固定值) 以及旋转速度ω相对应的限制转矩Tifmax，若目标转矩TM*超过了 Tifmax则将Tifmax确 定为目标转矩I"。在小于等于Tifmax时则将电机目标转矩TM*确定为目标转矩T*。施加这 种限制而生成的电机目标转矩 "被提供给输出运算单元35。在第2实施例中，电压传感器21检测电源电压(蓄电池电压)Vdc，弱磁电流运算 单元41 二相/三相变换单元36参照电源电压Vdc来计算d轴弱磁电流调整值Δ id, 二相 /三相变换单元36基于电源电压Vdc来计算各相目标电压VU*、W、V矿。图7中表示构成第2实施例的电机控制装置30m的微机MPU (的CPU)执行的电机 驱动控制MDC的概要。其省略了第1实施例的从二次目标电压计算单元35到Pvf、Pvr计 算单元7的处理，而且将调制控制单元12之中的调制模式决定单元14变更成与使逆变器 输入电压被看作大致恒定的蓄电池电压Vdc相对应起来的“调制模式决定单元” 14a。在图8中表示“调制模式决定单元” 14a的内容。其因逆变器输入电压为蓄电池电 压(大致恒定)，故省略了第1实施例(图4)的对应于逆变器输入电压Vuc来修正调制模 式切换边界(阈值)的处理步骤23、31。第2实施例的调制模式区分的大概(概要)与图 9所示的相同，但在第2实施例中因逆变器19m的输入电压不是升压电压而是蓄电池电压， 故调制区域边界的阈值是不同于第1实施例的值。第2实施例的其他构成以及功能与上述第1实施例的(图1 图4)相同。根据 第2实施例，也是使用将从三相调制向二相调制的切换边界A、Ao向电机IOm带给旋转变压 器17m的电噪声较大的高转矩且高旋转速度的区域An的低目标转矩和低旋转速度侧移位 后的三相/ 二相调制切换边界A、As，若在执行三相调制过程中目标转矩和旋转速度超过了 该边界A、As则切换到二相调制，所以当旋转电机的目标转矩和旋转速度在三相调制中成 为电噪声变强的高转矩且高旋转速度的区域An时，就自动地切换到二相调制。据此，逆变 器的PWM开关变换的次数减少，旋转电机的产生噪声降低，相应地旋转变压器的旋转检测 信号发生紊乱的可能性降低，旋转电机驱动控制的可靠性提高。此外，在上述第1以及第2实施例中都是如图9所示那样，对于特定区域(As Ao、As' Ao')，使电动时的大于发电时的(As' Ao')。在同一转矩、旋转速度的情况 下，与发电时相比，电动时所需要的电流(调制率)要大。在电动时，通过电机电流一逆变器(损耗)一电机(损耗)一转矩这一过程，电机电流被变换成转矩，相对于此，在发电时， 通过转矩一电机(损耗)一逆变器(损耗)一电机电流这一过程，转矩被变换成电机电流。 在欲使电动时和发电时转矩相同的情况下，在电动时就需要相应地增加了逆变器损耗和电 机损耗部分的高的电机电流，相对于此，在发电时反过来由发电转矩所产生的电机电流就 成为相应地降低电机损耗和逆变器损耗的部分的电流。因此，在同一转矩、旋转速度下，电 动时比发电时的电机电流大。旋转变压器噪声的大小具有与电机电流(调制率)成比例变 大的倾向。亦即上述特定区域变宽。第1以及第2实施例着眼于此，使上述特定区域在上 述旋转电机电动时比发电时大。 在这些实施例的一个变形例中，电机控制装置30m、30g进行电机10m、10g的转矩、旋转速度处于特定区域(As Ao、As' Ao')时的向二相调制的上述切换，在发电时则 不进行。如上述那样，在欲使电动时和发电时转矩相同的情况下，在电动时就需要相应地增 加了逆变器和电机损耗部分的高的电机电流，相对于此，在发电时反过来由发电转矩所产 生的电机电流就成为相应地降低电机和逆变器的损耗部分的电流。从而，在发电时特定区 域(As' Ao')上的旋转变压器噪声较小。在特定区域上的从三相调制到二相调制的 切换，使本来想通过三相调制进行控制的区域通过二相调制来控制，所以产生了很大的电 流失真。在本变形例中着眼于此，在旋转变压器噪声对策的必要性较低的发电时，不进行处 于特定区域(As' Ao')时的向二相调制的切换，以避免电流失真的增大。在另一变形 例中，省略发电时的特定区域(As' Ao')。亦即、仅将特定区域设为发电时的特定区域 (As Ao) ο
权利要求
一种旋转电机控制装置，其特征在于，包括在一次侧直流电源和旋转电机之间进行电力变换的逆变器；产生与上述旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转检测信号的旋转变压器；基于该旋转检测信号来计算旋转角以及旋转速度的单元；使用上述旋转电机的目标转矩、上述旋转速度、旋转角来控制上述逆变器以使上述旋转电机的输出转矩成为上述目标转矩，若施加在上述旋转电机上的电压相对于输入上述逆变器的电压的比即调制比变得大于三相/二相调制切换边界，则将上述逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的三相/二相调制切换单元；以及即便是在上述调制比小于上述三相/二相调制切换边界的区域，也在上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域切换到二相调制的电机控制单元。
2.按照权利要求1所记载的旋转电机控制装置，其特征在于即便是在上述调制比小于上述三相/ 二相调制切换边界的区域，上述电机控制单元也 在超过低于与上述三相/二相调制切换边界相对应的上述旋转电机的旋转速度的旋转速 度阈值且超过规定的转矩阈值的、上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域 切换到二相调制。
3.按照权利要求1或者2所记载的旋转电机控制装置，其特征在于 与上述旋转电机发电时相比，电动时上述特定区域较大。
4.按照权利要求1至3中任意一项所记载的旋转电机控制装置，其特征在于 仅在上述旋转电机电动时设定上述特定区域，在发电时不设定上述特定区域。
5.按照权利要求1至4中任意一项所记载的旋转电机控制装置，其特征在于，还包括 将上述一次侧直流电源的电压升压并作为二次侧电压对上述逆变器进行供电，使来自上述逆变器的发电电力降压并对上述一次侧直流电源进行反供电的转换器；导出与上述旋转电机的目标转矩以及旋转速度相对应的二次侧目标电压的二次侧目 标电压决定单元；以及控制上述转换器以使上述二次侧电压成为上述二次侧目标电压的转换器控制单元， 其中，上述电机控制单元使用上述目标转矩、旋转速度、旋转角以及二次侧目标电压来 控制上述逆变器以使上述旋转电机的输出转矩成为上述目标转矩，上述二次侧电压越高则 越减小从三相调制切换到二相调制的上述阈值转矩来加大上述特定区域。
6.按照权利要求5所记载的旋转电机控制装置，其特征在于上述逆变器包括控制与第1以及第2旋转电机交换电力的第1以及第2逆变器， 上述旋转变压器包括产生与第1旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转检测 信号的第1旋转变压器以及产生与第2旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转检测 信号的第2旋转变压器，计算上述旋转角以及旋转速度的单元包括基于第1旋转变压器的旋转检测信号来计 算第1旋转电机的旋转角以及旋转速度的第1单元以及基于第2旋转变压器的旋转检测信 号来计算第2旋转电机的旋转角以及旋转速度的第2单元，上述二次侧目标电压决定单元包括基于被分配给第1旋转电机的目标转矩的、对应 旋转速度的二次侧目标电压特性来导出与第1旋转电机的旋转速度相对应的第1目标电压 的第1 二次侧目标电压决定单元；基于被分配给第2旋转电机的目标转矩的、对应旋转速度的二次侧目标电压特性来导出与第2旋转电机的旋转速度相对应的第2目标电压的第2 二 次侧目标电压决定单元；以及将第1以及第2目标电压较高的一方确定为二次侧目标电压 的单元，上述三相/ 二相调制切换单元包括控制上述第1逆变器，若施加在上述第1旋转电机 上的电压相对于输入到上述第1逆变器的电压的比即第1调制比大于第1三相/二相调制 切换边界，则将上述第1逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的第1三相/二相调制 切换单元；以及控制上述第2逆变器，若施加在上述第2旋转电机上的电压相对于输入到上 述第2逆变器的电压的比即第2调制比大于第2三相/ 二相调制切换边界，则将上述第2 逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的第2三相/二相调制切换单元，上述电机控制单元包括即便是在上述第1调制比小于上述第1三相/ 二相调制切换 边界的三相调制区域，也在超过低于与上述第1三相/ 二相调制切换边界相对应的上述第1 旋转电机的转矩、旋转速度的第1转矩阈值、第1旋转速度阈值的、上述第1旋转电机带给 上述第1旋转变压器的电噪声较大的第1特定区域切换到二相调制的第1电机控制单元； 以及即便是在上述第2调制比小于上述第2三相/二相调制切换边界的三相调制区域，也 在超过低于与上述第2三相/二相调制切换边界相对应的上述第2旋转电机的转矩、旋转 速度的第2转矩阈值、第2旋转速度阈值的、上述第2旋转电机带给上述第2旋转变压器的 电噪声较大的第2特定区域切换到二相调制的第1电机控制单元。
7.按照权利要求6所记载的旋转电机控制装置，其特征在于上述二次侧电压越高则第1电机控制单元越减小上述第1转矩阈值，来加大二相调制 的区域。
8.按照权利要求6或者7所记载的旋转电机控制装置，其特征在于上述二次侧电压越高则第2电机控制单元越减小上述第2转矩阈值，来加大二相调制 的区域。
全文摘要
防止电机的驱动错误。具体而言就是降低电机噪声所造成的旋转变压器的旋转检测信号的紊乱。使用旋转电机的目标转矩、旋转速度、旋转角来控制逆变器以使旋转电机的输出转矩成为目标转矩，若施加在旋转电机上的电压相对于输入逆变器的电压的比即调制比变得大于三相/二相调制切换边界就进行将逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的三相/二相调制，但即便是在调制比小于上述三相/二相调制切换边界的三相调制区域，也在超过低于与上述三相/二相调制切换边界相对应的旋转电机的转矩、旋转速度的转矩阈值、旋转速度阈值的、旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域切换到二相调制。在使用升压电压Vuc的情况下，升压电压Vuc越高则越使上述转矩阈值降低来扩大上述特定区域。
文档编号H02P21/00GK101803171SQ20088010708
公开日2010年8月11日 申请日期2008年10月7日 优先权日2008年1月31日
发明者中川善也, 大野佳纪, 榊原益穗, 西村圭亮 申请人:爱信艾达株式会社