精细调谐多路输出变换器的制作方法

专利名称：精细调谐多路输出变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及直流/直流变换器，尤其涉及具有初级端有源箝位的次级端稳压变换器(regulated converter)。
背景技术：
回扫电压变换器是在输入和输出之间或输出之间具有电绝缘的直流/直流变换器。具体地，回扫电压变换器是具有分路形成变压器的电感的降压升压变
换器，该变压器具有呈现相反绕组方向的初级端绕组和次级端绕组。在通常的回扫电压装置中，次级电路使用阻塞二极管(blocking diode)来确保电流在初级开关打开时仅在次级绕组中流动。
具有多路输出的回扫电压变换器在本领域是已知的。各个输出由与初级绕组电磁相互作用的次级绕组以及专用的阻塞二极管驱动。各个次级绕组的输出电压被设置在输出滤波电容器两端以提供给负载。输出负载电流中的变化、变压器和阻塞二极管中的压降、以及非理想变压器匝数比需要输出电压被有效调整以维持恒定电平。在一个实施例中，初级端调整被用来通过反馈代表要控制的量的控制信号、并将要控制的量与预定基准作比较来控制输出电压之一。差值被用来控制初级端开关，以便于使特定输出符合预定基准。其余各输出跟踪由变压器的匝数比确定的经调整输出；然而它们不被严格调整，尤其在负载的范围上。
初级端调整不能单独控制各个次级输出，因此经常提供次级端调整。在现有技术已知的次级端调整(也可称为次级端后调整)中，换向电控开关被设置
6成与各个次级电路的阻塞二极管串联。然后控制开关以便于调整相关联的次级输出电压。
Chang等人的于2002年4月9日授权的美国专利S/N. 6，369，525、以及Peker等人的题为"Secondary Side Post Regulation for LED Backlighting"(用于LED逆光的次级端后调整)、2007年1月9日提交的并于2007年6月12日公开为美国专利申请公开S/N. 2007/0459421 Al的美国专利申请11/621,160，它们每一个的全部内容都通过引用结合于此，它们涉及提供多个单独调整输出的回扫电压变换器。各个次级端开关展现有阻塞二极管与其串联，从而防止反向电流流过MOSFET开关的内部体二极管。使用低输出电压，阻塞二极管两端的正向压降变成限制变换器的工作效率的重要因素。
西门子的1995年8月4日公开的、其全部内容通过引用完全结合于此的欧洲专利S/N. EP 0698959 Al涉及具有多个受控次级绕组的直流/直流电压变换器。在一个实施例中，电控开关包括内部电子管部件来执行阻塞二极管功能。不幸的是对这种内部电子管部件的需求在不提供附加的阻塞二极管的情况下防止使用低成本的MOSFET器件。
所需要的并且现有技术所没有提供的是在无需阻塞二极管的情况下允许使用MOSFET电控开关的次级端后调整方案。

发明内容
鉴于上述讨论以及其他各种考虑因素，本公开内容提供克服现有功率管理系统和方法的部分或所有缺点的方法和装置。在此还将描述本发明方法和装置的其他新颖和有用的优点，并且可被本领域的技术人员理解。
这在某些实施例中通过动态地选择具有最大误差电压的输出从而控制初级开关来实现。其余输出通过控制与各个输出串联的开关从而改变电流流入各个输出的时间长短来调整。输出的调整使用前沿调制执行，且所有的次级开关在闭合初级开关之前被关断。此外，在初级端上设置有源箝位以防止响应于打开初级开关而发生的初级线圈上的电压尖峰驱动电流通过次级开关的内部体二极管。前沿调制和初级端有源箝位的组合在没有附加的阻塞二极管的情况下能有利地使用MOSFET开关。附图简述
为了更好地理解本发明并示出本发明如何实施，现在将参考纯粹作为示例的附图，其中所有相同的附图标记指示相应的元件或部件。
现在详细地具体参考附图，要强调的是所示的细节仅作为示例并出于本发明的优选实施例的示例性讨论的目的，并且因为提供被认为是本发明的原理和概念方面的最有用和容易理解的描述而被提出。在这点上，除基本理解本发明所需之外没有试图更详细地示出本发明的结构细节，对本领域的技术人员而言结合附图的描述使本发明的各种形式如何在实践中具体化变得显而易见。在附图中-


图1示出根据示例性实施例的展现控制器的回扫电压变换器的高级示意
图2示出根据示例性实施例的示出由图1的控制器调整的定时方案的时序
图3示出根据示例性实施例的更详细地示出图1的回扫电压变换器的电路的高级示意图；以及
图4示出根据示例性实施例的方法的高级流程具体实施例方式
在详细说明至少一个实施例之前，应当理解本发明在其应用中并不限于在以下描述中阐述或附图中说明的部件的构造和排列的细节。本发明可应用于其他实施例，或以各种方式实践或执行。此外，应当理解在这里所使用的用语和术语是为了说明的目的，而不应当被认为是限制性的。如在这里所使用的术语"连接"不意味着限于直接连接，并且使用适当的电阻器、电容器和电感器不超过其范围。
在电路图中，常规电子元件用常规参考字母加指示元件在电路中的重复出现的数字标记。例如，R指示电阻器、C指示电容器、T指示变压器、A指示放大器(可用诸如比较器、差分放大器等之类的数种方式配置)、M指示金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、而S指示可实现为MOSFET的开关。各个电子元件具有多个经由其连接到导线和其他部件的终端或端(输入和输出)。然而，使用术语'端子，、'端，、'输入，或'输出，不仅指的是基于分立元件的实现，而且任何所述的电路可被实现成集成电路(IC)。
本发明各实施例提供多路输出回扫电压直流/直流变换器的次级端电压调整。在一个实施例中，动态地选择具有最大误差电压的输出以通过初级开关调整。其余输出通过控制与各个输出串联的开关从而改变电流流入各个输出的时
间长短来调整。
优选地绕组的切换针对每个输出使用单个N沟道MOSFET来实现。输出的调整使用前沿调制执行。输出MOSFET开关的体二极管在初级开关关断后通过使用初级端上的有源箝位被立刻截止。
图1示出包括具有初级绕组WP和多个分别标记为Wl、 W2和W3的次级绕组的第一变压器Tl的回扫电压变换器10的高级示意图。各个次级绕组Wl、 W2和W3的第一端连接到在相应输出滤波电容器Cl、 C2和C3上形成的标记为VI、 V2和V3的相应次级输出。VI、 V2和V3的每一个被馈送到控制器100的相应输入。各个次级绕组Wl、 W2和W3的第二端经由各个被示为N沟道M0SFET的相应次级开关S1、 S2和S3串联到第一公共点，在一个实施例中该公共点是接地。各个次级开关Sl、 S2和S3由连接到其栅极的控制器100的相应输出控制。初级绕组WP的第一端连接到在输入电容器两端提供的示为但不限于+ 48VDC的电源。有源箝位110由电容器CA和开关SC实现，它们排列成使开关SC被闭合时电容器CA被置于初级绕组WP两端。初级绕组WP的第二端经由初级开关SP串联到第二公共点，在一个实施例中该第二公共点不同于第一公共点、且通常被称为初级端接地。初级开关SP经由栅极驱动隔离变压器T2有效关联并耦合到控制器100，且初级开关SP的栅极连接到栅极驱动隔离变压器T2的第一次级绕组。栅极驱动隔离变压器T2的初级绕组连接到控制器100的初级开关驱动输出。隔离变压器T2的附加次级绕组连接到SP从而以互补方式驱动开关SC的栅极。在另一实施例(未示出)中，栅极驱动隔离变压器T2的功能用光耦合器代替而不超出范围。
控制器100由示为Vcc的电源、或与初级绕组WP同相的辅助初级绕组WA供电。设置二极管是为了选择哪个电源具有最高的电压。有利地，通过提
9供与初级绕组WP同相的辅助初级绕组WA，在初级开关开启时，辅助初级绕
组WA将产生与初级电压成比例的电压。
根据优选实施例，各个次级开关S1、 S2和S3用单个MOSFET晶体管实 现而不需要单独的阻塞二极管，在本实施例中实现为N沟道MOSFET，但不 以任何方式作限制。在替换实施例中，实现P沟道MOSFET不超范围。通常， N沟道MOSFET可在漏极到源极方向上彻底阻碍电流流动，但由于其体二极 管受限为在源极到漏极方向上阻碍电流。在通过降低栅极一源极电压关断次级 开关S1、 S2和S3时，可依靠这些开关来阻止电流在源极到漏极方向上流动， 只要源极到漏极方向上的电压通过初级端有源箝位110的反射电压保持为小于 内部体二极管正向偏压即可。次级开关S1、 S2和S3的各个MOSFET实现被 定向为使内部体二极管在初级开关SP被闭合时反向偏置且相应次级开关S1、 S2、 S3被关断，从而防止反向电流流动。在次级开关被闭合而初级开关被关 断时，次级端开关两端的压降小于现有技术的阻塞二极管压降，从而通过消除 阻塞二极管中浪费的功率来改进效率。
次级端电压调整在图1的实施例中通过有源箝位110的运行以及由控制器 100提供的前沿脉宽调制来实现。特别地，在回扫电压变换器中，在初级开关 关断时，有大的反向电压尖峰在初级漏感放电时在变压器的初级绕组上产生。 此反向电压尖峰被反射回次级端，其中次级开关S1、 S2、 S3的内部体二极管 会被该反射尖峰正向偏置。为了防止初级绕组WP上的电压尖峰，有源箝位110 被安排成在初级绕组WP两端保持相对恒定的电压，从而防止反向电流通过次 级开关S1、 S2和S3的内部体二极管。
有源箝位110的电容器CA优选地包括大容量电容器。如上所述，在初级 开关SP导通时有源箝位开关SC打开，并且在初级开关SP打开时有源箝位开 关SC被闭合，从而使电容器CA与初级绕组WP并联。选择电容器CA，以使 电容器CA两端的电压不在初级开关SP打开期间大幅改变。因而，有源箝位 110在初级开关SP关断时固定初级绕组WP两端的电压。在初级开关SP关断 时，初级绕组WP上的电压由初级绕组WP与次级Wl、 W2和W3的匝数比 确定，且如上所指示地电压尖峰通过有源箝位110的操作防止。有源箝位110 进一步用来确保在初级端电控开关打开时输出VI、 V2和V3的每一个上的相应恒定电压，且相应恒定电压因变于相应次级的匝数比。
在初级开关SP闭合时，能量被存储在变压器Tl，并建立初级绕组WP的
漏感。在初级开关SP关断时，次级绕组W1、 W2和W3的每一个中的漏感防 止即时电流在次级绕组Wl、 W2和W3中流动，并且存储在磁心和初级漏感 中的能量流到有源箝位110。这略微增大了箝位电压。在次级开关Sl、 S2和 S3闭合时，电流流入次级输出且流入有源箝位110的电流开始减小、且其电 压略有下降，从而在初级开关SP的开关周期的最后，电流流出有源箝位110 从而返还在初级开关SP最初被关断时所吸收的能量。
控制器100被安排成在前沿调制方案中控制初级开关SP、以及次级开关 SK S2和S3，如其中x轴指示时间且y轴指示相应开关的控制输入的振幅的 图2中的时序图的下半部所描绘的。特别地，初级开关SP与次级开关S1、 S2 和S3中的每一个在相应信号是高时被闭合。根据前沿调制方案，所有次级开 关S1、 S2和S3同时关闭，如时间标记M1所示，但是它们根据其占空因数交 错时间地开启，如时间标记M2、 M3和M4所示。次级开关S1、 S2和S3仅 在如时间标记Ml所示的换向周期结束之前、即初级开关SP闭合时被关断。 在初级开关SP闭合时，所有次级电压被立即反向，且在次级开关Sl、 S2和 S3的MOSFET开关实现的体二极管没有大段时间地导通。
图3示出更详细地示出图1的回扫电压变换器10的电路的高级示意图。 控制器IOO被安排成动态地检测具有最大误差电压的输出，并选择该误差电压 来控制初级开关SP的占空因数。与该最大误差电压相关联的次级开关在初级 开关的全部关断时间期间闭合。控制器IOO产生上述前沿调制。
具体地，标记为V1、 V2和V3的并在相应输出电容器两端形成的各个输 出与第一变压器T1的相应次级绕组Wl、 W2和W3相关联，并与它们的第一 端连接。次级绕组Wl的第二端经由次级开关Sl连接到第一公共点，在一个 实施例中该公共点是接地,次级绕组W2的第二端经由次级开关S2连接到第一 公共点，而次级绕组W3的第二端经由次级开关S3连接到第一公共点。次级 开关S1、 S2和S3的每一个都被示出，但并不限为N沟道MOSFET。
VI、 V2和V3的每一个经由相应分压网络RD1、 RD2和RD3连接到相应 误差放大器Al、 A2和A3的反相输入。各个误差放大器Al、 A2和A3的非
11反相输入连接到固定基准电压215的输出。因而，代表各个V1、 V2和V3的 接收电压通过相应误差放大器与预定基准电压作比较。为了支持VI、 V2和 V3的不同输出电压，相应分压器RD1、 RD2和RD3被安排成在标称设计电压 在相应输出上显现时提供与预定基准电压相等的电压。各个误差放大器Al、 A2、 A3的输出因而在相应输出电压VI、 V2、 V3小于标称设计电压时是正的， 其振幅反映标称设计电压与输出电压之间的差值。
标记为EA1的误差放大器A1的输出被馈送到比较器A4的反相输入，标 记为EA2的误差放大器A2的输出被馈送到比较器A5的反相输入，且标记为 EA3的误差放大器A3的输出被馈送到比较器A6的反相输入。比较器A4、 A5 和A6的非反相输入连接到斜坡电压发生器210的输出。斜坡电压发生器210 连接到时钟220的输出，且对其作出响应。S/R锁存器230的置位输入也连接 到时钟220的输出。
S/R锁存器230的Q输出连接到斜坡电压发生器210的输入，并经由缓冲 器和电容器连接到实现为隔离变压器的第二变压器T2的初级绕组。第二变压 器T2的第一次级绕组经由快关/缓开(fast off/slow on)功能250连接到初级开 关SP的控制输入。第二变压器T2的第二次级绕组以互补方式经由快关/缓开 功能250连接到有源箝位110的开关SC的控制输入。第一变压器Tl的初级 绕组WP的一端连接到在输入电容器两端提供的示为但不限于+48 VDC的电 源。有源箝位110由电容器CA和开关SC实现，它们被安排成使当开关SC 闭合时电容器CA被置于初级绕组WP两端。初级绕组WP的另一端经由初级 开关SP串联到第二公共点，在一个实施例中该第二公共点不同于第一公共点， 且通常被称为初级端接地。
各个比较器A4、 A5和A6的输出连接到与门240的相应输入，并连接到 与门241、 242和243的相应一个的反相输入。与门240的输出连接到S/R锁 存器230的复位输入。S/R锁存器230的^输出连接到各个与门241、 242和
243的输入。与门241的输出经由缓冲器连接到次级开关Sl的控制输入，与 门242的输出经由缓冲器连接到次级开关S2的控制输入，且与门243的输出 经由缓冲器连接到次级开关S3的控制输入。
图3的实施例的操作结合x轴代表时间且y轴代表任意单位的电压的图2的信号波形理解。图2的上半部示出时钟220输出的时钟信号，斜坡电压发生
器210作为响应输出的斜坡信号电压，以及误差放大器输出EA1、EA2和EA3。 斜坡信号电压在它接收正的时钟脉冲时开始增大，如时间标记M1所示。时钟 220的正时钟脉冲输出也置位S/R锁存器230，该锁存器输出有效连接以经由 快关/慢开功能250开启初级开关SP。在初级开关SP闭合时，锁存器230的^ 输出为低，因而经由相应与门241、 242和243保持所有三个次级开关S1、 S2、 S3关断。
由斜坡电压发生器210输出的上升斜坡电压输出分别通过比较器A4、 A5 和A6与误差放大器输出EA1、 EA2和EA3作比较。在斜坡电压超过相应误差 放大器输出EA1、EA2和EA3时，相应比较器A4、 A5和A6的输出变高。EA1、 EA2和EA3的振幅反映VI、 V2和V3的输出电压误差，因而与最大误差相关 联的相应比较器A4、 A5和A6是最后变为正的。
在比较器A4、 A5和A6的最后一个比较器变为正时，如时间标记M2所 示，与门240的输出变为正，这将复位S/R锁存器230。 S/R锁存器230的Q 输出变低，从而关断初级开关SP并闭合有源箝位110。在锁存器230改变状 态时，它还使斜坡发生器210的斜坡电压输出开始减小，因为S/R锁存器的Q 输出连接到斜坡发生器210的方向输入。^输出同时变高，从而启用各个与门
241、 242和243。斜坡信号发生器210的降低的斜坡电压跨过各个误差放大器 输出EA1、 EA2和EA3，且比较器A4、 A5和A6的相应输出变负，从而经由 通过相应与门241、 242、 243闭合相应次级开关S1、 S2和S3。
几乎斜坡一改变斜率，如时间标记M2所示，最后的比较器就变正，即与 最大误差值相关联的比较器再次改变状态，这闭合相应输出的次级开关。随着 斜坡电压继续减小，其余的次级开关由于斜坡电压变成小于那个输出的误差电 压而被它们相应的比较器闭合，如时间标记M3和M4所示。次级开关维持闭 合直到如时间标记Ml所示的下一时钟脉冲发生，其再次复位锁存器230并改 变斜坡发生器210的斜坡电压的斜率。斜坡发生器210被优选安排成它产生 在时钟周期发生时正巧达到最初起点的下降斜率。
快关/慢开功能250在一个实施例中经由并联排列的二极管和电阻器实现 以没有延迟地将电压拉离相应开关的栅极，并延迟相应开关的闭合。快关/慢开功能250是优选的，以避免初级开关SP和箝位开关SC同时闭合。
根据本发明的一个实施例(未示出)，为了实现过电流保护，次级开关 Sl、 S2和S3中的电流被感测。此电流响应于MOSFET两端的压降被感测， 它因变于电流和RDS齢，即MOSFET闭合时源极和漏极之间的电阻。在这样 的实施例中，电流仅在开关关断之前被感测，因而通常代表次级开关中的峰值 电流。如果开关在任何周期都不闭合，则电流感测输入被忽略。
在过电流情况在一个或多个输出上被感测且过电流情况被持续8个时钟 周期时，过电流检测电路将在包括软启动的复位上启动电力。如果在重启序列 期间的任何时间遇到过电流故障，则复位周期上的电力被重新启动。
根据本发明的一个实施例，控制器IOO被供有单独的电源。这可被实现成 从空转初级端振荡器运行的小隔离变压器。它还可以是双极开关。
有利地，根据本发明各实施例的控制器试图同时服务所有输出，以使任何 特定输出开关中的峰值电流仅与那个输出上的负载电流有关，并且不受其他输 出上负载电流影响。
另一优点是根据一些实施例的实现每个输出只需要一个开关。这意味着提 供多路输出的调整不具有除添加控制器100之外的任何相关联的成本。
优选地控制器100被配置成用以在以太网系统应用上发挥作用，但是并不 仅限于此。
图4是根据本发明的原理的方法的实施例的高级流程图。在步骤410，该 方法包括将各个输出的电压分量和基准电压作比较。在一个实施例中，这是通 过将电压划分成代表各个输出电压，其中经划分的代表值标准化标称输出电压 值，且将代表值与单个基准值作比较来完成。在另一实施例中，提供多个基准 值，每个基准值与相应输出电压相关联。在步骤420，动态确定具有被定义为 标称值之下最大量的最大误差的输出电压。
在步骤430，响应于步骤420的所确定的具有最大误差的输出电压控制初 级端开关的占空因数。在步骤440，具有步骤420的最大误差的次级端电控开 关被控制成与初级开关的开关相反。在步骤450，与最大误差值不相关的各个 次级端电控开关响应于它们的误差值受到控制。
因而，本发明能提供多路输出回扫电压直流/直流变换器的次级端电压调
14整。在一个实施例中，动态地选择具有最大误差电压的输出以通过初级开关调 整。其余输出通过控制与各个输出串联的开关从而改变电流流入各个输出的时 间长短来调整。
优选地绕组的切换针对各个输出使用单个N沟道MOSFET实现。输出 的调整使用前沿调制执行。输出MOSFET开关的体二极管在初级开关关断后 通过使用初级端上的有源箝位被立刻截止。
可以理解的是，为清楚起见，在单独实施例上下文中所描述的本发明的某 些特征也可以在单个实施例中组合提供。相反，为简洁起见，在单个实施例的 上下文中所描述的本发明的各种特征也可单独地或以任意适当的子组合提供。
除非以其他方式定义，否则在这里所使用的所有技术和科学术语具有与本 发明所属技术领域普通技术人员所通常理解的相同的含义。虽然类似于或等效 于在此所述的那些方法的方法可用在本发明的实践或测试中，但是在此描述了 适当的方法。
所有公开、专利申请、专利以及其他在此所提及的参考文献通过引用被完 整结合。在有冲突的情况下，包括定义的专利说明书将胜出。此外，材料、方 法和示例仅仅是为了说明而不旨在限制。
本领域技术人员将理解，本发明不限于以上已被特定示出并描述的内容。 然而本发明的范围受所附权利要求书限定，并且包括上述各特征的组合和子组 合、以及本领域技术人员在读取上述描述后将理解的、并且不在现有技术中的 其变体和修改。
权利要求
1. 一种用于在多路输出回扫电压变换器中调整输出电压的控制器，所述变换器具有与初级绕组和有源箝位有效关联的初级电控开关以及多个电磁耦合到所述初级绕组的次级绕组，所述次级绕组的每一个与次级电控开关和输出电压有效关联，所述控制器包括多个误差电路，所述误差电路的每一个被安排成输出代表预定基准电压和相应输出电压的函数之间差值的误差信号；比较电路，所述比较电路被安排成动态地检测所述差值的最大值；以及控制电路，所述控制电路被安排成响应于所述比较电路的所述检测到的最大差异控制所述初级电控开关的开关，以及响应于所述相应误差信号控制所述多个次级电控开关的每一个的开关。
2. 如权利要求1所述的控制器，其特征在于，被安排成使得所述初级 电控开关的开关与关联于所述最大差值的相应次级电控开关的开关直接相反。
3. 如权利要求1或权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述控制电 路在闭合所述初级开关之前同时打开所述多个次级电控开关。
4. 如权利要求1或权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述控制电 路进一步包括斜坡电压发生器和多个比较器，所述多个比较器的每一个与所述 误差信号的特定一个相关联并与所述斜坡电压发生器通信，所述多个次级开关 的每一个的开关的所述控制响应于相应的比较器。
5. —种调整多路输出回扫电压变换器中的输出电压的方法，所述多路输 出回扫电压变换器具有与初级绕组相关联的初级端电控开关以及各自与特定 次级绕组和特定输出相关联的多个次级端电控开关，所述方法包括将所述特定输出的每一个的电压分量与基准电压作比较从而确定相应的 误差值；动态地确定具有最大误差值的输出电压分量；响应于所述输出电压分量被确定为具有所述最大误差值控制所述初级端 电控开关的占空因数，从而调整具有所述最大误差值的输出电压；与所述初级开关相反地控制与具有所述最大误差值的所述输出电压相关联的次级端电控开关；响应于所述相应误差值控制不与所述最大误差值相关联的各个次级端电控开关以调整所述相应输出；以及将与所述第一电控开关相关联的电压尖峰有效箝位到最大值。
6. 如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括 在闭合所述初级端电控开关之前打开所述多个次级端开关。
7. 如权利要求5或权利要求6所述的方法，其特征在于，在所述初级端 电控开关打开时所述有源箝位迫使各个特定输出上有相应恒定电压，所述相应 恒定电压因变于所述相应次级绕组与所述初级绕组的匝数比。
8. 如权利要求5或权利要求6所述的方法，其特征在于，所述控制不与 所述最大误差值相关联的各个次级端电控开关是通过前沿调制。
9. 一种多路输出回扫电压变换器，包括-初级绕组；第一电控开关，所述第一电控开关与所述初级绕组的一端有效连接并被安 排成在所述第一电控开关闭合时驱动电流流经所述初级绕组、并且在所述第一 电控开关打开时中断所述电流流经所述初级绕组；有源箝位，所述有源箝位有效连接到所述初级绕组的所述端，并被安排成 箝位所述初级绕组的所述端的电压尖峰，以避免其超过预定值；多个电耦合到所述初级绕组的次级绕组，其各自与相应输出电压相关联；多个次级电控开关，所述次级电控开关的每一个与所述多个次级绕组的相 应一个串联，并被安排成在闭合时使电流能流经所述相应次级绕组；以及控制器，所述控制器有效耦合到所述多个次级电控开关的每一个的控制 端，被安排成接收所述相应输出电压的每一个的指示并与所述第一电控开关的 控制端通信，所述控制器用来响应于所接收的指示动态地确定具有偏离基准值的最大误差的输出电压，以及响应于动态确定的具有所述最大误差的输出电压控制所述初级电控开关 的开关。
10. 如权利要求9所述的多路输出回扫电压变换器，其特征在于，所述控 制器进一步用来控制连接到与所述最大误差相关联的次级绕组的次级电控开 关的开关与所述初级电控开关的开关相反。
11. 如权利要求9或权利要求10所述的多路输出回扫电压变换器，其特 征在于，所述控制器进一步用来响应于所述相应的相关联输出电压的误差情况 来控制所述次级电控开关的每一个。
12. 如权利要求9或权利要求10所述的多路输出回扫电压变换器，其特 征在于，所述控制器进一步用来响应于所述相应的相关联输出电压的误差情况 将前沿调制应用到所述次级电控开关的每一个。
13. 如权利要求9或权利要求10所述的多路输出回扫电压变换器，其特 征在于，所述控制电路进一步用来在闭合所述第一电控开关之前同时打开所述 多个次级电控开关。
14. 如权利要求9或权利要求10所述的多个输出回扫电压变换器，其特 征在于，所述控制器包括多个误差电路，所述误差电路的每一个被安排成输出代表预定基准电压和 相应输出电压的函数之间差值的误差信号；以及比较电路，所述比较电路被安排成检测所述差值的最大值， 具有所述最大误差的输出电压的所述动态确定响应于所述比较电路。
15. 如权利要求14所述的多路输出反馈变换器，其特征在于，所述比较 电路包括斜坡电压发生器；以及多个比较器，所述多个比较器的每一个接收所述多个误差电路的相应一个 的输出以及所述斜坡电压发生器的输出。
16. 如权利要求9或权利要求10所述的多路输出回扫电压变换器，其特 征在于，在所述第一电控开关打开时所述有源箝位迫使有所述相应输出电压的 每一个的相应值，所述相应值因变于所述相应次级绕组与所述初级绕组的匝数 比。
17. 如权利要求9或权利要求10所述的多路输出回扫电压变换器，其特 征在于，所述多个次级电控开关的每一个包括金属氧化物半导体场效应晶体管。
18. 如权利要求9或权利要求IO所述的多路输出回扫电压变换器，其特 征在于，所述多个次级电控开关的每一个包括显现出源极端、漏极端和栅极端 的单个n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管，其中所述控制端由所述栅极端 表示，所述漏极端连接到所述相应次级绕组并且所述源极端连接到公共点。
19. 如权利要求9所述的多路输出反馈变换器，其特征在于，所述控制器包括多个误差电路，所述误差电路的每一个被安排成输出代表预定基准电压和 所述相应输出电压之间差值的误差信号； 斜坡电压发生器；以及多个比较器，所述多个比较器的每一个与所述误差信号的特定一个相关联 并与所述斜坡电压发生器通信，所述多个次级电控开关的每一个的开关的所述 控制响应于相应的比较器。
全文摘要
公开了一种应用于多路输出回扫电压变换器的次级端电压调整方案。选择具有最高误差电压的输出以控制初级开关。其余的输出通过控制与各个输出串联的开关的闭合时间改变电流被允许流入各个输出的时间长短来调整。绕组的切换针对各个输出使用单个N沟道MOSFET实现。输出的调整使用前沿调制执行。输出MOSFET开关的体二极管在换向周期开始期间通过使用初级端上的有源箝位被截止。
文档编号H02M3/00GK101488703SQ20091000319
公开日2009年7月22日 申请日期2009年1月14日 优先权日2008年1月15日
发明者B·弗格森, P·冈田 申请人:美高森美公司